DE2520372A1

DE2520372A1 - Signalanalysator mit automatischer frequenznachfuehrung

Info

Publication number: DE2520372A1
Application number: DE19752520372
Authority: DE
Inventors: Richard S Mansfield; John A Mccracken; Robert J Youngquist
Original assignee: Minnesota Mining and Manufacturing Co
Current assignee: 3M Co
Priority date: 1974-05-06
Filing date: 1975-05-05
Publication date: 1975-11-20
Also published as: GB1474151A; CA1022235A; JPS50159367A; FR2270593A1; FR2270593B1; US3978403A; JPS5432587B2

Description

1 BERLIN 33 8MÜNCHEN 80

Auguste-Viktoria-SfraBe 65 _n DIIOOUIIfIr Λ PADTWPD Pienzenauerstra8e 2

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Pat.-Anw. Dr. Ing. Ruschke L"\ KUOtM l\ t Ot Γ AK UN t K Pat.-Anw. Dipl.-lng.

Pat -Anw. Dipi.-ing. PATFNTANWÄ1 TE ^{Hans E}·^Ruschke

Olaf Ruschke ΓΑΙ CIN IAINVVftLI C _noo ,98 03 24

Telefon: 030/ If₈ 38 95 BERLIN - MÜNCHEN ^{Telefon: 0897}SST₂₅₈

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Telegramm-Adresse: " Quadratur Berlin Qudadratur München TELEX: 183788 TELEX: 522767

M 3597

Minnesota Mining and Manufacturing Company, Saint Paul, Minnesota, V.St·A.

Signalanalysator mit automatischer Frequenznachführung

Zusammenfassung öler Offenbarung

Signalanalysator'zur Messung der relativen Stärke der Frequenzkomponenten eines Eingangssignals mit einer ersten Schleife, die ein bestimmtes Signal mit Eigenschaften liefert, die von sowohl der Grundjtequenz des Eingangssignal und der Frequenzkomponente des zu messenden Eingangssignals abhängen. Eine zweite Schleife spricht auf das bestimmte Signal an und liefert ein Ausgangssignal einer Stärke, die von der Stärke der gemessenen Frequenzkomponente abhängt.

Die erste Schleife moduliert mit dem bestimmten Signal ein Bezugssignal einer Bezugsfrequenz plus einer Versatzfrequenz. Ein Frequenzselektionsnetzwerk spricht auf das modulierte Signal an und liefert ein Bereichssignal mit Eigenschaften, die anzei-

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gen, welcher einer Vielzahl von Frequenzbereichen die Grundfrequenz des Eingangssignals enthält. Die Versatzfrequenz sowie verschiedene Teilernetzwerke sprechen auf das Bereichssignal an, um die Signale im gesamten Analysator innerhalb eines bevorzugten Bereiches zu halten. Weiterhin steuert das Bereichssignal auch die Durchlaßbänder verschiedener Filter, um die gewünschte Signaltrennung zu erreichen.

Der Signalanalysator läßt sich zu einem Wellenanalysator modifizieren, der mit einem Hilfsoszillator ein Bezugssignal innerhalb eines einer Vielzahl von Frequenzbereichen liefert. Der Wellenanalysator liefert automatisch eine Ausgangsfilterung mit einem Durchlaßband, das demjenigen Frequenzbereich entspricht, der die Bezugsfrequenz enthält.

Weiterhin ist die Erfindung gerichtet auf Verfahren zum Analysieren eines Eingangssignals, um bestimmte Eigenschaften zu bestimmen - wie beispielsweise die relativen Amplituden der Grundfrequenz und einzelner Harmonischer des Eingangssignals.

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein elektronische Meßgeräte und insbesondere Signalanalysatoren zur Messung von Oberwellenverzerrungen. Weiterhin betrifft die Erfindung die Messung bestimmter Eigenschaften eines Eingangssignals - beispielsweise der relativen Amplituden bei der Grundfrequenz und einzelnen Harmonischen eines Eingangssignals.

In der Vergangenheit hat man verschiedene Analysatoren verwendet, um die in einem Eingangssignal enthaltenen Oberwellenverzerrungen zu bestimmen. Beispielsweise hat man mit Wellenanalysatoren, die als frequenzselektive Voltmeter arbeiten, die relative Amplitude irgendeiner Frequenz im Durchlaßbereich des Wellenanalysators gemessen.

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In einem Wellenanalysator moduliert ein Hilfsoszillator ein Eingangssignal zu einer Summen- oder Differenzfrequenz, deren Spannung bestimmt wird, um ein Maß für die Stärke des Eingangssignals zu haben. Mit einem Wellenanalysator läßt sich die Grundfrequenz des Eingangssignals bestimmen und die Stärke dieser Frequenzkomponente messen. Indem man die Grundfrequenz im Hilfsoszillator des Wellenanalysators verdoppelt oder verdreifacht, kann man auch die Stärke der zugehörigen zweiten oder dritten Harmonischen des Eingangssignals messen. In einigen V/ellenanalysatoren ist die Meßempfindlichkeit auf einen vollen Skalenausschlag bzw. 100 % für die Stärke der Grundfrequenz einstellbar. Damit läßt das Meßgerät sich in Prozent des Anteils eichen, den eine bestimmte Harmonische zur Verzerrung beiträgt.

Weiterhin hat man Klirrfaktormeßgeräte verwendet, um den Oberwellengehalt plus Störanteile eines Eingangssignals zu bestimmen. Lei einem Klirrfaktormeugerüt wird der Anteil der Grundwelle nicht erfaßt, da man diese Frequenz ausblendet. Obgleich das ivlirrfaktormeßgerät den gesamten Klirranteil eines Eingangssignals bestimmt, liefert es kein Maß für den Klirranteil einer bestimmten Harmonischen. In vielen Fällen sind die zum Kompensieren Verzerrungen der zweiten Harmonischen erforderlichen Einstellungen anders als die, die man zur Kompensation Verzerrungen der dritten Harmonischen vorzunehmen hat. Da Klirrfaktormeßgeräte nicht in der Lage sind, zwischen den Harmonischen zu unterscheiden, haben sie unter diesen Bedingungen keine ausreichende Leistungsfähigkeit erreichen können.

Einen wellenanalysator setzt man typischerweise zusammen mit anderen elektronischen Meßgeräten ein, um den Klirrfaktor zu bestimmen, der von einem zu prüfenden Gerät - beispielsweise einem Kagnetaufzeichnungsgerät - erzeugt wird. Hierzu würde man typischerweise einen Hauptoszillator und ein Voltmeter, die man an den Eingang des Aufzeichnungsgerätes legt, sowie einen Zähler und einen Wellenanalysator am Ausgang desselben verwenden.

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Nachdem man das Aufzeichnungsgerät auf- und eingestellt und den Ausgangspegel auf einen für das Gerät charakteristischen Bezugswert eingestellt hat, eicht man den Wellenanalysator auf vollen Skalenausschlag bei diesem Pegel ab. Der Wellenanalysator wird anfänglich von Hand eingestellt, um auf einer bestimmten Frequenz ein maximales Ausgangssignal zu erreichen. Auf diese Weise hat man die Stärke der Grundfrequenzkomponente des Eingangssignals bestimmt. In einigen Fällen wurde der Zähler verwendet, um die Grundfrequenz abzuschätzen. Obgleich diese Verfahren die Zeit, die zum Ermitteln der genauen Grundfrequenz erforderlich war, verkürzt hat, war die Von-Hand-Ermittlung der genauen Grundfrequenz immer noch sehr zeitraubend.

Nachdem man die Grundfrequenz ermittelt hat, kann man den Wellenanalysator auf eine bestimmte Harmonische abstimmen, deren Stärke gemessen werden soll. Indem man die Empfindlichkeit des Meßinstrumentes am Wellenanalysator einstellte, ließ sich ein Maß für den Verzerrungsbeitrag der Harmonischen in Prozent erhalten.

Bei einigen Geräten sind der Hauptoszillator, der Wellenanalysator und das Voltmeter zu einem einzigen Gerät zusammengefaßt. Mit einem Schalter läßt das Voltmeter sich zur Messung des Hauptoszillatorsignals und des Signals am Ausgang des zu messenden Gerätes umschalten.

In anderen Geräten hat man die Abstimmkondensatoren des Hauptoszillators mit den Abstimmkondensatoren des HauptOszillators im Wellenanalysator mechanisch gekoppelt. In dieser Kombination bewirkt die Abstimmung des Hauptoszillators von Hand auch ein Abstimmen des Hilfsoszillators des Wellenanalysators·

Die Verwendung eines dieser Geräte zum Testen eines Gerätes wie beispielsweise eines Aufzeichnungsgerätes ist zeitraubend bereits bei der anfänglichen Bestimmung des Klirrfaktors eines Signals. Sie sind insbesondere dann nicht zufriedenstellend, wenn

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der Klirrfaktor größer als erwünscht - typischerweise mehr als ein Prozent der Grundfrequenz - war· Unter diesen Umständen ist es erwünscht, den Aufzeichnungspegel des Aufzeichnungsgerätes einzustellen und auch den Wiedergabepegel desselben auf den ursprünglichen Ausgangspegel nachzustellen. Leider bewirkt eine Nachstellung des Wiedergabepegels eine Änderung des Pegels der Grundfrequenz wie auch des Pegels aller Harmonischen des Eingangssignals· Als Konsequenz muß die Grundfrequenz erneut aufgesucht und der Wellenanalysator erneut auf einen bestimmten Pegel kalibriert werden· Nur nach erneuter Eichung kann man mit dem Wellenanalysator die prozentuale Harmonischenverzerrung wieder messen. In einigen lallen muß der Aufzeichnungspegel danach erneut eingestellt werden, so daß man diese mühsame Prozedur mehrere Male wiederholen muß.

Der Signalanalysator nach der vorliegenden Erfindung läuft der Frequenz des Eingangssignals automatisch nach und mißt automatisch den prozentualen Anteil der Verzerrung, den eine gewählte Harmonische beiträgt. Ba die Frequenz dee Eingangssignals automatisch verfolgt wird, läßt die Verzerrung sich auch bei wandernder Frequenz bestimmen. Beim Einsatz zur Messung der von einem Gerät erzeugten Verzerrungen - beispielsweise der eines Aufzeichnungsgerätes- wird es dadurch möglich, den Aufzeichnungsstrom zu ändern und gleichzeitig den Verzerrungsgrad zu bestimmen. Das Gerät braucht nicht für jede Änderung des Aufzeichnungsstromes nachgeeicht zu werden. Der Signalanalysator nach der vorliegenden Erfindung kann in einen Zustand geschaltet werden, indem er die einer bestimmten der Harmonischen zugeordneten Verzerrungen mißt, um diejenigen Einstellungen zu erleichtern, die nur einer der Harmonischen zugeordnet sind.

Das Durchlaßband des Analysators nach der vorliegenden Erfindung ist in eine Vielzahl von Frequenzbereichen unterteilt. Ein Bereichswahlnetzwerk liefert ein Ausgangssignal mit Eigenschaften, die ein Maß sind für denjenigen Frequenzbereich, in dem die Grundfrequenz des Eingangssignals sich befindet. Dieses Ausgangs-

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signal wird dazu verwendet, die Frequenz der Signale überall im Analysator innerhalb des bevorzugten Arbeitsbereiches zu halten und auch das Durchlaßband der verschiedenen Tiefpaßfilter einzustellen.

Die Vorrichtung weist eine erste Schleife auf, die auf den Eingangsstrom anspricht, um ein bestimmtes Signal mit einer Frequenz zu liefern, die von der Frequenz des Eingangssignals abhängt. Diese Schleife arbeitet als Frequenzrastschleife, die eine bekannte Beziehung zwischen der Frequenz des bestimmten Signals und der Eingangsfrequenz aufrechterhält.

In der ersten Schleife moduliert ein symmetrischer Mischer das bestimmte Signal mit einem Bezugssignal einer Frequenz, die gleich einer Bezugs- plus einer Versatzfrequenz ist. Das Ausgangssignal des symmetrischen Mischers wird mit der Frequenz des Eingangssignals in einem Phasendetektor verglichen, dessen Ausgangssignal einen Oszillator steuert, der das bestimmte Signal liefert.

In einer zweiten Schleife wird das bestimmte Signal in einem zweiten symmetrischen Mischer mit einem zweiten Bezugssignal mit der Bezugsfrequenz moduliert· Das Ausgangssignal des zweiten symmetrischen Mischers wird über ein geeignetes Tiefpaßfilter eingegeben, um einen Meßträger darzustellen, dessen Frequenz nicht nur mit der Frequenz des Eingangssignals variiert, sondern auch mit der zu messenden Harmonischen. Dieser Meßträger geht zusammen mit dem Eingangssignal auf einen dritten symmetrischen Mischer, in dem der Meßträger die zu messende Harmonische demoduliert. Das resultierende Signal läuft durch ein Tiefpaßfilter, dessen Ausgangssignal in seiner Stärke von der Stärke der bestimmten Harmonischen abhängt.

Um die gewünschte Trennung der Frequenzen des bestimmten Signals und des ersten Bezugssignals zu erreichen, läßt sich ein Dekadenteilernetzwerk verwenden, das auf das Ausgangssignal des

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Bereichswahlnetzwerks anspricht, um die Freqnez des Ausgangssignals des ersten symmetrischen Mischers zu senken. Entsprechende Dekadenteilernetzwerke lassen sich in der zweiten Schleife vorsehen, um den Signalen in dieser eine Frequenz zu erteilen, die dem Frequenzbereich des Eingangssignals entspricht.

Ein Verstärker mit automatisch gesteuertem Verstärkungsgrad in der Eingangsschaltung des Analysators normalisiert das Eingangssignal derart, daß die Klirrgradmessungen nicht nur bei Frequenz-, sondern auch bei Amplitudenschwankungen des Eingangssignals durchgeführt werden können. Weiterhin kann der Signalanalysator auch als Wellenanalysator eingerichtet werden.

Die Erfindung betrifft weiterhin Verfahren zum Analysieren eines Eingangssignals auf bestimmte Eigenschaften hin - beispielsweise die relativen Amplituden der Komponenten auf der Grundfrequenz und den einzelnen Harmonischen des Eingangssignals.

Diese und andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung sollen nun im folgenden anhand einer speziellen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben werden.

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform des Signalanalysators nach der vorliegenden Erfindung mit einem Bezugsoszillator, einem Dekadenteilernetzwerk, einer Vielzahl mehrdekadischer Teilernetzwerke und einer Vielzahl von Tiefpaßfiltern;

Fig. 2 zeigt eine Ausführungsform des Bezugsoszillators der Fig. 1;

Fig. 3 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform des in Fig. 1 gezeigten Dekadenteilernetζwerkes mit einer monostabilen Kippstufe für die Obergrenze, einer monostabilen Kipp-

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stufe für die Untergrenze und einem Paar von Teilernetzwerken, die zusammenwirkend kodierte Signale liefern, die eine Vielzahl von Frequenzbereichen angeben;

Fig. 3A stellt eine Vielzahl von Wellenzügen dar, die die Punktion der in der Fig. 3 gezeigten monostabilen Kippstufen für die Obergrenze zeigen;

Fig. 3B zeigt eine Vielzahl von Wellenzügen, die die Funktion der monostabilen Kippstufen für die Untergrenzen nach Fig. 3 darstellen;

Fig. 4 ist ein Blockdiagramm der in Fig. 3 dargestellten Teilernetzwerke mit einem bevorzugten Kode für die Frequenzbereiche;

Fig. 5 ist ein Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform der mehrdekadischen Teilernetzwerke, die in der Fig. 1 dargestellt sind;

Fig. 6 ist ein Blockdiagramm eines der in Fig. 1 gezeigten Tiefpaßfilter;

Fig. 7 ist ein Blockdiagramm eines weiteren der Tiefpaßfilter aus der Fig. 1;

Fig. 8 ist ein Blockdiagramm eines gefilterten mehrdekadischen Netzwerkes aus der Fig. 1;

Fig. 9 ist ein Blockdiagramm, das zeigt, wie der Analysator der Fig. 1 geändert werden kann, um als Wellenanalysator zu arbeiten, und

Fig. 10 ist eine Tabelle, die die Frequenzen an wichtigen Punkten im System der Fig. 1 für Gruppen von einzelnen Bedingungen angibt; diese Tabelle ist auch in der eigentlichen Beschreibung enthalten.

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Eine bevorzugte Ausführungsform des Signalanalysators nach der vorliegenden Erfindung ist im Blockdiagramm der Fig. 1 gezeigt und mit dem Bezugszeichen 11 gekennzeichnet. Der Analysator 11 spricht auf ein Eingangssignal auf einer Leitung 13 an und liefert an seinem Ausgang eine gemessene Anzeige des Klirrfaktors des Eingangssignals· Das Eingangssignal hat typischerweise eine Grundfrequenz im Bereich von 100 Hz bis 1 MHz. Weiterhin tragen die zweite und die dritte Harmonische unterschiedlieh zu den Verzerrungen des Eingangssignals bei und können mit dem Analysator 11 einzeln erfaßt werden·

Der Analysator 11 weist Eingangsschaltungen 15 auf, die das Eingangssignal auf der Leitung 13 aufnehmen und auf einer Leitung 17 ein normalisiertes Eingangssignal abgeben. Dieses normalisierte Eingangssignal ist gepuffert und wird auf einer Leitung 21 auf ein Frequenznachführnetzwerk 19 gegeben· Das Frequenznachführnetzwerk 19, das die Konfiguration einer ersten Schleife aufweisen kann, gibt ein bestimmtes Signal auf eine Leitung 23, das zum Eingangssignal auf der Leitung 13 eine bestimmte Frequenzbeziehung aufweist.

Ein Trägernetzwerk 25 spricht auf das bestimmte Signal auf der Leitung 23 an und liefert auf einer Leitung 26 ein Meßträgersignal 27· Ein Demodulationsnetzwerk 27 spricht auf das normalisierte Eingangssignal auf der Leitung 17 und den Meßträger auf der Leitung 26 an und liefert ein Ausgangssignal auf einer Leitung 29· Das Ausgangssignal hat eine Größe, die proportional ist der Größe der Grundfretfquenz oder einer bestimmten Harmonischen der Grundfrequenz des Eingangssignals· Dieses Ausgangssignal auf der Leitung 29 wird über die Ausgangsschaltung 31, die typischerweise herkömmliche Verstärker und einen Gleichrichter aufweist, auf ein Meßinstrument 33 gegeben· Das Meßinstrument 33 kann in Prozent der Größe einer bestimmten Harmonischen im Vergleich zur Größe der Grundfrequenz des Eingangssignals geeicht sein. In dieser speziellen Ausführungsform des Analysators 11 bilden das Trägernetzwerk 25, das Demodulationsnetzwerk 27,

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sowie ein Teil des !Frequenznachführnetzwerks 19 eine zweite Schleife·

Zur weiteren Beschreibung dieser bevorzugten Ausführungsform ist es von Vorteil, den Aufbau und die Merkmale des Analysators 11 unter Bezug auf Eingangssignale mit bestimmten Grundfrequenzen zu diskutieren. Die Signale innerhalb des Analysators 11 werden dabei mit Großbuchstaben bezeichnet; und ihre Eigenschaften für verschiedene Grundfrequenzen des Eingangssignals sind in den Spalten der Tabelle 1 zusammengefaßt, die auch die !"ig. 10 darstellt. Die Zeilen der Tabelle 1 sind mit Bezugszeichen versehen, die in der ersten Spalte der Tabelle stehen. Die Grundfrequenz des Eingangssignals erscheint in der zweiten Spalte der Tabelle 1, in der dritten, vierten und fünften Spalte der Tabelle 1 die Betriebsarten des Analysators 11. Die dritte Spalte gibt die bestimmte, vom Analysator 11 zu messende Grundfrequenz oder Harmonische an, die vierte und fünfte Spalte die entsprechenden Harmonischen- und Dekadenteiler, die im einzelnen weiter unten diskutiert werden und für eine spezielle Betriebsart gelten. Die übrigen Spalten der Tabelle 1 zeigen die Frequenz der mit Buchstaben versehenen Signale innerhalb des Analysators 11 bei gegebener Grundfrequenz des Eingangssignals und einer bestimmten Betriebsart.

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90V0/Z.V860S

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Die in Fig. 1 dargestellte spezielle Ausführungsform ist gedacht für die Analyse von Eingangssignalen mit einer Grundfrequenz im Bereich zwischen 100 Hz und 1 MHz. Wie dem lachmann ersichtlich, kann man das Prinzip der vorliegenden Erfindung auch auf Frequenzen außerhalb dieses Bereiches anwenden·

Zunächst sei angenommen, daß die Grundfrequenz des Eingangssignals 1 MHz ist. Dieses Eingangssignal enthält auch eine Komponente von 2 MHz, d.h. die zweite Harmonische, sowie eine Komponente von 3 MHz, d.h. die dritte Harmonische. Dieses Signal geht auf der Leitung 13 zur Eingangsschaltung 15 mit beispielsweise einem Vorverstärker 35 und einem Trennverstärker 37 roit einem Verstärkungsgrad von beispielsweise 10. Ein Verstärker 39 regelt automatisch den Verstärkungsgrad des Ausgangssignals des Verstärkers 37» so daß das Eingangssignal sich auch bei Größenschwankungen des Eingangssignals analysieren läßt. Am Ausgang des Verstärkers 39 liegt auf der Leitung 17 das normalisierte Eingangssignal vor, das im folgenden als Signal A bezeichnet wird.

In dieser Ausführungsform des Analysators 11 hat das Signal A die gleichen Frequenzeigenschaften wie das Eingangssignal. In der Zeile 34 der Tabelle 1 ist das Signal A also mit einer Grundfrequenz von 1 MHz angegeben. Das Signal A läuft über einen Trennverstärker 41 in der Eingangsschaltung 15 zur Leitung 21. Der Trennverstärker 41 sorgt für die Entkopplung des Frequenznachführnetzwerkes 19 von der Eingangsschaltung 15.

Im Frequenznachführnetζwerk 19 geht das Signal A auf einen Phasendetektor 43, der Teil der ersten Schleife ist und dessen Ausgangsspannung den spannungsgesteuerten Oszillator 45 steuert, der das bestimmte Signal liefert, das im folgenden als Signal B bezeichnet wird. Dieses Signal B kann zusammen mit dem aus einem Bezugsoszillator 49 entnommenen Signal C auf einen symmetrischen Mischer 47 gegeben werden. In dieser Ausführungsform hat das Signal 0 eine Frequenz gleich der Summe einer Bezugsfrequenz von

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beispielsweise 10 MHz und einer Versatzfrequenz von beispielsweise 500 Hz. In der Zeile 34· der Tabelle 1 ist das Signal G also zu einer Frequenz von 10,0005 MHz angegeben. Der Oszillator 4-9 kann auf eine zu beschreibende Weise eingestellt werden, um die Versatzfrequenz geringfügig zu ändern. Das Ausgangssignal des synimetrisehen Mischers 4-7 wird auf ein Tiefpaßfilter 50 gegeben, um ein Signal D zu erhalten, dessen Frequenz im wesentlichen gleich der Differenz der Frequenzen der Signale B und 0 ist. In der gezeigten Ausführungsform des Analysators 11 hat das Tiefpaßfilter 50 eine Durchlaßbreite von 5 MHz.

Der symmetrische Mischer 4-7 läßt sich allgemein als Modulator bezeichnen, der auf ein erstes und ein zweites Signal mit jeweils einer bestimmten Frequenz anspricht. Am Ausgang eines symmetrischen Mischers stehen Signale, deren Frequenzen gleich der Summen- und der Differenzfrequenz des ersten und des zweiten Signals sind. Im Gegensatz zu anderen Arten von Modulatoren enthält das Ausgangssignal eines symmetrischen Mischers keine Komponenten der Frequenzen des ersten und des zweiten Signals selbst. Typischerweise folgt auf einen symmetrischen Mischer wie den Mischer 4-7 ein Filter, wie beispielsweise das Filter 50, das das eine oder andere der Signale mit der Summen- oder der Differenzfrequenz durchläßt. In dieser speziellen Ausführungsform handelt es äich bei dem Filter 50 um ein Tiefpaßfilter, so daß der symmetrische Mischer 4-7 und das Filter 50 miteinander eine Einrichtung darstellen, die ein Signal erzeugt, dessen Frequenz gleich der Differenz zwischen der Frequenz des ersten Signals und der Frequenz des zweiten Signals ist.

Das Signal D kann über ein mehrdekadisches Teilernetzwerk 51 gegeben werden, das so gesteuert werden kann, daß es die Frequenz des Signals D um einen dekadischen Teilfaktor - wie beispielsweise 1, 10, 100 oder 1000 - zu einem Signal E teilt. Diese Teilerfaktoren sind es, die in der fünften Spalte der Tabelle 1 tabuliert sind. Das mehrdekadische Teilernetzwerk 59 wird unten im einzelnen erläutert werden.

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Das Signal E kann man auf ein Grundfrequenz/Harmonischen-Wahlnetzwerk 53 geben, das die Frequenz des Signals E durch einen Harmonischenteiler wie 1, 2 oder 3 teilt, und zwar abhängig davon, welche Frequenz, d.h. die Grundfrequenz oder eine ihrer Harmonischen, gemessen werden soll. Diese Harmonischenteiler sind in der vierten Spalte der Tabelle 1 angegeben. Das Signal F am Ausgang des Netzwerks 53 wird auf den Phasendetektor 43 gegeben, um die erste Schleife zu vervollständigen.

Der Zweck der ersten Schleife ist eine frequenzstarre Kopplung, so daß das Signal B Frequenzeigenschaften aufweist, die zu der bestimmten Harmonischen des Eingangssignals, die gemessen werden soll, in einer bekannten Beziehung steht. Die frequenzstarre Kopplung erfolgt primär im Phasendetektor 45, in dem die Frequenz des Signals A mit der Frequenz des Signals F verglichen wird. Ist die Frequenz des Signals A höher als die Frequenz des Signals F, bewirkt der Detektor 43 eine Zunahme der Frequenz des Signals B am Ausgang des Oszillators 45· Ist umgekehrt die Frequenz des Signals F höher als die des Signals A, senkt er die Frequenz des Signals B.

Im eingerasteten Zustand sind die Frequenzen der Signale F und A einander gleich. Wenn weiterhin die gemessenen Eigenschaften die der Grundfrequenz sind, d.h., wenn die Netzwerke 51 und 53 beide um den Teiler 1 teilen, haben auch die Signale D und E die Frequenz des Signals A. Aus diesem Grund sind die Signale D, E und F in Zeile 34 der Tabelle 1 ebenfalls jeweils mit einer Frequenz von 1 MHz angegeben.

In einer bestimmten Ausführungsform hat das Signal 0 eine Frequenz von 10,0005 MHz. Um dem Signal D eine Differenzfrequenz von 1 MHz zu erteilen, muß also das Signal B eine Frequenz von 11,0005 MHz haben.,Diese Frequenzen sind ebenfalls in der Tabelle 1 aufgeführt.

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Im Trägernetzwerk 25 wird das Signal B auf der Leitung 23 auf ein mehrdekadisches Teilernetzwerk 55 gegeben, das dem Netzwerk 51 entspricht. Für diese Betriebsart soll angenommen werden, daß das Netzwerk 55 die Frequenz des Signals E durch 1 teilt, um an seinem Ausgang ein Signal G mit einer Frequenz von 11,0005 MHz zu erhalten.

Das Trägernetzwerk 25 weist auch einen Oszillator 57 auf, der ein Signal B mit einer Frequenz aufweist, die gleich der Bezugsfrequenz im Signal G ist· Das Signal H wird auf ein gefiltertes mehrdekadisches Teilernetzwerk 59 gegeben, das an seinem Ausgang ein Signal I mit einer Frequenz liefert, die um den Faktor 10 niedriger ist als die Frequenz des Signals H. Das Netzwerk ist also den Netzwerken 51 und 55 ähnlich - mit der Ausnahme, daß das Signal I auf eine Weise, die unten beschrieben werden soll, gefiltert wird. Für diese bestimmte Betriebsart wird angenommen, daß das Netzwerk 59 die Frequenz des Signals H um den Faktor 1 teilt, so daß das Signal I eine Frequenz von 10 MHz hat, wie in der Zeile 34 der Tabelle 1 angegeben.

Die Signale G und I gehen auf einen symmetrischen Mischer y\, der dem Mischer 47 entspricht. Das Ausgangssignal des symmetrischen Mischers 61 wird über ein Tiefpaßfilter 63 mit einem auf zu beschreibende Art variablen Durchlaßband gegeben. Für diese spezielle Ausführungsform und Betriebsart hat das Filter 63 ein Durchlaßband von 3 MHz, so daß es nur dasjenige Mischprodukt durchläßt, das die Differenzfrequenz 1,0005 MHz aufweist. Dieses Signal auf der Leitung 26 wird im weiteren als Meßträgersignal J bezeichnet.

Im Demodulationsnetzwerk 27 spricht ein symmetrischer Mischer 65, der den Mischern 47 und 61 entspricht, auf das normalisierte Eingangssignal A und das Meßträgersignal J an und liefert an seinem Ausgang Signale der Summen- und Differenzfrequenz. Diese Signale enthalten eine Komponente mit der Differenzfrequenz von 5OO Hz, die sich aus der Demodulation der Grundfrequenz des Signals A

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(1 MHz) und der Frequenz des .Meßträgersignals J (1,0005 MHz) ergibt. Alle diese Signale gehen auf ein Tiefpaßfilter 67, dessen Durchlaßband nur die 500 Hz-Komponente durchläßt, die dann auf der Leitung 29 auf die Ausgangsschaltung 31 geht. Dieses 500 Hz-Signal ist das im weiteren als Signal K bezeichnete Ausgangssignal.

Die Größe des Signals K ist proportional der Größe der bestimmten vom Analysator 11 gemessenen Grundfrequenz oder Harmonischen. Wie bereits erwähnt, kann das Meßinstrument so geeicht werden, daß es denjenigen prozentualen Anteil der Stärke des Grundfrequenzsignals anzeigt, der für die Stärke der gemessenen Harmonischen zutrifft. In der obigen Erläuterung, wo die Eigenschaften der Grundfrequenz gemessen wurden, würde das Instrument 33 Vollausschlag bzw. 100 % anzeigen.

Es ist erwünscht, dem bestimmten Signal B Frequenzeigenschaften zu erteilen, die der bestimmten Grund- bzw. harmonischen Frequenz entsprechen, deren Verzerrungsbeitrag mit dem Analysator 11 gemessen werden soll. Ansprechend auf das Signal B kann das Netzwerk 25 dann das Meßträgersignal mit Frequenzeigenschaften liefern, wie sie erforderlich sind, um die Grundfrequenz oder Harmonische des Signals A zu demodulieren. In einer bevorzugten

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Ausführungsform werden dem Signal diese Frequenzeigenschaften erteilt, indem man dem Wählnetzwerk 53 eine Teilung durch 1 befiehlt, wenn die Größe der Grundfrequenz zu messen ist, eine Teilung durch 2, wenn die zweite Harmonische bestimmt werden soll, bzw· eine Teilung durch 3» wenn es sich um die dritte Harmonische handelt. Soll der Verzerrungsbeitrag der anderen Harmonischen im Eingangssignal gemessen werden, kann das Wählnetzwerk 53 so ausgelegt werden, daß es durch entsprechende andere ganze Teilerfaktoren teilt.

Nimmt man wiederum an, daß das Eingangssignal eine Grundfrequenz von 1 MHz hat, aber die Größe der zweiten Harmonischen gemessen werden soll, können die resultierenden Frequenzen der Signale A

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bis K diejenigen sein, die in der Zeile 35 der Tabelle 1 angegeben sind. In diesem Fall ist die Frequenz des Signals F die Hälfte der des Signals E, da dem Netzwerk 53 befohlen wurde, durch. 2 zu teilen. Im frequenzgerasteten Zustand ist die Frequenz des Signals B dann 12,0005 MHz. Wie ersichtlich, unterscheidet diese Frequenz sich von der des Signals B bei Messung der Größe der Grundfrequenz; vergleiche Zeile 3^· in Tabelle 1.

Es ist weiterhin zu ersehen, daß die der Zeile 35 cLer Tabelle entsprechende Betriebsart ein Meßträgersignal J mit einer Frequenz von 2,0005 MHz ergibt. Verwendet man dieses Signal J zum Bemodulieren des komplexen Eingangssignals Ä, wird die zweite Harmonische im Eingangssignal mit der Frequenz von 2 MHz zu einem Signal mit einer Frequenz von 500 Hz demoduliert. Natürlich entstehen beim Demodulieren der Grundfrequenz und der dritten Harmonischen weitere Signale, die beide die Frequenz 1,0005 MHz aufweisen.

Das Tiefpaßfilter 67 kann mit einem Durchlaßband versehen werden, das nur das Signal mit der Frequenz von 500 Hz zum Leiter 29 durchläßt. Da diese Differenzfrequenz zur zweiten Harmonischen im Eingangssignal A durch Mischung mit dem Signal J aus dem Filter 63 entsteht, entspricht ihre Größe der Größe der zweiten Harmonischen. Hat man das Instrument 33 auf einen Skalenausschlag von 100 % bzw. Vollausschlag bei Messung der Größe der Grundfrequenz geeicht, gibt die Instrumentenanzeige entsprechend den in der Zeile 35 der Tabelle angegebenen Bedingungen den prozentualen Anteil der von der zweiten Harmonischen erzeugten Verzerrung im Eingangssignal A an.

In einer in Zeile 36 der Tabelle 1 ausgeführten Betriebsart ist die Grundfrequenz wiederum zu 1 MHz angenommen· Soll die Stärk· der Verzerrungen der dritten Harmonischen im Eingangssignal gemessen werden, kann man das Wählnetzwerk 53 auf ein Teilerverhältnis von 3 einstellen. Die unter diesen Bedingungen entstehenden Frequenzen der Signale A bis K sind in der Zeile 36 der

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Tabelle 1 aufgeführt. Wie -insbesondere ersichtlich, ist nun die Frequenz des Meßträgersignals gleich 3»ΟΟΟ5 hHz. Diese Frequenz demoduliert die dritte Harmonische im Eingangssignal A zum 500 Hz-Differenzsignal K. Die Stärke des Signals K entspricht dann dem Beitrag der Verzerrung der dritten Harmonischen im Signal A·

Ändert man die Grundfrequenz des Eingangssignals auf 10 kHz und entspricht der Betriebszustand den in Zeile 37 der Tabelle 1 angegebenen Bedingungen, hat das bestimmte Signal B eine Frequenz von 10,0105 Mz. Von besonderem Interesse sind die Frequenzen der Signale B und G₁ die unter diesen Bedingungen nur um 10 kHz differieren. Es hat sich herausgestellt, daß bei einer Differenz von weniger als 10 kHz zwischen den Signalen B und 0 das Frequenznachführnetzwerk 19 dazu neigt, den Rastzustand zu "suchen". D.h., daß bei einer Trennung von nur etwa 10 kHz zwischen den Signalen B und 0 das Netzwerk 19 um den Rastzustand herumschwingt. Aus diesem Grund ist erwünscht, diese Frequenztrennung auf mehr als 10 kHz zu halten. In einer vorzugsweise ausgeführten Form der Erfindung ist die Trennung höher als 100 kHz, um einen Sicherheitsabstand von 90 kHz zu erreichen.

In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird der Frequenzabstand der Signale B und C erreicht, indem man die Grundfrequenz des Eingangssignals in die unten angegebenen Frequenzbereiche herunterteilt, die im folgenden als erster, zweiter, dritter bzw. vierter Frequenzbereich bezeichnet werden sollen:

0_f1 kHz bis 1 kHz (erster Frequenzbereich (x 10 ))

1 kHz bis 10 kHz (zweiter Frequenzbereich (x 10^))

10 kHz bis 100 kHz (dritter Frequenzbereich (x 10 ))

100 kHz bis 1 MHz (vierter Frequenzbereich (x ^

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Ein Dekadenwahlnetzwerk 69 spricht auf das Signal D im Frequenznachführnetzwerk 19 an und liefert ein Bereichsausgangssignal auf einer Vielzahl von Leitungen, die gemeinsam mit dem Bezugszeichen 71 bezeichnet und dargestellt sind. Dieses Bereichsausgangssignal hat Eigenschaften, die dem bestimmten Frequenzbereich entsprechen, in dem die Grundfrequenz des Eingangssignals liegt. Das Dekadenwahlnetzwerk 69 wird unten in seinen Einzelheiten beschrieben.

In dieser bestimmten Ausführungsform spricht das mehrdekadische Teilernetzwerk 51 auf die Bereichsausgangssignale auf den Leitungen 71 an und teilt - abhängig von dem Frequenzbereich, in dem sich die Grundfrequenz des Eingangssignals befindet - das Signal D durch 1, 10, 100 oder 1000. Liegt die Grundfrequenz im ersten Frequenzbereich, teilte das Netzwerk 51 das Signal D durch 1000. Bei einer Grundfrequenz im zweiten Frequenzbereich wird das Signal D durch 100 geteilt. Entsprechend sind die Dekadenteiler von 10 und 1 dem dritten bzw. vierten Frequenzbereich zugeordnet. Diese dekadischen Teilerfaktoren sind in der fünften Spalte der Tabelle 1 zusammengefaßt.

Was nun die Zeile 38 der Tabelle 1 anbetrifft, wird auffallen, daß ein dekadischer Teiler von 100 für das 10 kHz-Signal eine Trennung von 1 MHz zwischen den Signalen B und O bewirkt. Da der Abstand also größer ist als 100 kHz, kann das Frequenznachführnetzwerk 19 eine Hastung herbeiführen, wenn die Frequenz des Signals A gleich der Frequenz des Signals F ist.

In der zweiten Schleife des Analysators 11 spricht das mehrdekadische Teilernetzwerk 55 auf die Bereichsausgangssignale auf den Leitern 71 an und teilt die Frequenz des Signals B dekadisch entsprechend dem jeweiligen Frequenzbereich. In dieser bevorzugt ausgeführten Form der Erfindung sind in jedem der Frequenzbereiche die dekadischen Teiler im Netzwerk 55 die gleichen wie die des Netzwerkes 51. Für das in Zeile 38 der Tabelle 1 angegebene 10 kHz-Signal ist das Signal G also gleich dem Signal B,

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0C\

geteilt durch 100. Das Ausgangssignal K hat also dann eine Frequenz von 5 Hz.

Wie in der Zeile 39 der Tabelle 1 angegeben, ergibt ein Eingangssignal mit einer Grundfrequenz von 100 kHz und einem Dekadenteiler von 10 ein Ausgangssignal K mit einer Frequenz von 50 Hz.

Es ist besonders interessant, diese Folge in den ersten Frequenzbereich hinein zu verfolgen, wo ein-Signal von 1 kHz einem dekadischen Teiler von 1000 entspricht· Die Zeile 40 der Tabelle 1 zeigt, daß, wenn man den Frequenzversatz des Signals 0 auf 500 Hz hält, diese Betriebsart ein Ausgangssignal K mit einer Frequenz von 0,5 Hz liefert. Da diese Frequenz sehr schwierig zu messen ist, kann es erwünscht sein, den Frequenzversatz für das Eingangssignal in diesem speziellen Frequenzbereich zu erhöhen. Beispielsweise kann man den Frequenzversatz auf 5000 Hz erhöhen, wenn die Grundfrequenz des Eingangssignals sich innerhalb des ersten Frequenzbereiches befindet. In dieser Betriebsart ergibt ein Eingangssignal mit einer Grundfrequenz von 1 kHz ein Ausgangssignal K mit einer Frequenz von 5 Hz, wie es in Zeile 4-1 der Tabelle 1 angegeben ist. In dieser Ausführungsform ist die Frequenz des Signals K in sowohl dem ersten als auch dem zweiten Bereich also 5 Hz, im dritten Frequenzbereich 50 Hz und im vierten Bereich 500 Hz.

Im allgemeinen ist erwünscht, das Ausgangssignal K auf einer Frequenz - beispielsweise 500 Hz - zu halten, die ausreichend niedrig ist, um das Tiefpaßfilter 67 in die Lage zu versetzen, das Signal K von den anderen Signalen am Ausgang des symmetrischen Mischers 65 zu trennen. Weiterhin ist erwünscht, daß das Ausgangssignal K eine Frequenz - beispielsweise 5 Hz - aufweist, die ausreichend hoch ist, um in den Ausgangsschaltungen 31 gemessen werden zu können.

In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird die Frequenz des Ausgangssignals K innerhalb des

5 0 9 8 4 7 / 0 -4 0 G

gewünschten Bereiches von 5 bis 500 Hz gehalten, indem man die Versatzfrequenz des Signals G im vierten, nicht im ersten Frequenzbereich ändert. In einer solchen Ausführungsform wird die Yersatzfrequenz für das Signal G im ersten, zweiten und dritten Frequenzbereich auf 5000 Hz und im vierten Bereich auf 500 Hz gehalten. Die Zeilen 42, 43 und 44 der Tabelle 1 geben die Frequenzen 10 kHz, 100 kHz und 1 MHz mit diesen Versatzfrequenzen an; das resultierende Ausgangssignal K hat dann Frequenzen von 50 Hz, 500 Hz bzw. 500 Hz. Diese Frequenzen des Ausgangssignals K sind für die entsprechenden Frequenzbereiche vorzugsweise erwünscht, da das 500 Hz-Signal in zwei der vier Frequenzbereiche erscheint, während das 5 Hz-Signal schwieriger zu messen ist.

Die Einstellung der Versatzfrequenz geschieht beispielsweise mit dem Oszillator 49, den die Fig. 2 zeigt. Ein mit 73 bezeichneter Schwingquarz weist eine Frequenz gleich der Bezugsfrequenz des Signals G - beispielsweise 10 MHz - auf und liegt in Reihe mit einer variablen Kapazität 75» die die Frequenz des Quarzes 73 geringfügig ziehen kann. In dieser Ausführungsform besteht die Kapazität 75 aus einem Trimmkondensator 77» der parallel liegt zu einer Reihenschaltung aus einem Festkondensator 79 und einem Feldeffekttransistor 81. Der Transistor 81 spricht auf die Bereichsausgangssignale auf den Leitungen 71 an, um die Kapazitat 75 im Oszillator 49 zu vergrößern oder zu verkleinern.

Der Kondensator 77 ist so abgestimmt, daß er dem Oszillator 49 die primäre Versatzfrequenz erteilt, d.h. diejenige Frequenz, die in den meisten Frequenzbereichen verwendet wird. Der Kondensator 79 wird aus der Schaltung des Oszillators 49 entweder herausgeschaltet oder in sie eingefügt, um die Kapazität 75 zu verkleinern oder zu vergrößern. Auf diese Weise erhält der Oszillator 49 seine sekundäre Versatzfrequenz, d.h. diejenige, die in den wenigsten Frequenzbereichen verwendet wird. In der ersterwähnten Ausführungsform wurde die primäre Versatzfrequenz von 500 Hz im zweiten, dritten und vierten Frequenzbereich aufrechterhalten. In dieser Ausführungsform wird durch Hinzuschalten

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des Kondensators 79 im ersten Frequenzbereich die Kapazität 75 erhöht, um die frequenz des Quarzes 73 auf die sekundäre Versatzfrequenz von 5OOO Hz zu ziehen.

In der zweiten Ausführungsform wird die primäre Frequenz von 5000 Hz im ersten, zweiten und dritten Frequenzbereich beibehalten und im vierten Bereich der Kondensator 79 aus der Oszillatorschaltung 4-9 herausgeschaltet, um die Kapazität 75 zu verringern, damit der Quarz 73 die sekundäre Frequenz von 500 Hz liefert.

Die die Messung der zweiten und dritten Harmonischen in den Signalen betreffenden Frequenzen in den Zeilen 37 bis 44 lassen sich auf die unter Bezug auf die Zeilen 35 und 36 der Tabelle beschriebene Weise ableiten.

In der Tabelle 1 sind nur die an der oberen Grenze der Frequenzbereiche befindlichen Frequenzen enthalten, um die Auswirkung von Änderungen der Teilernetzwerke 51» 55 und 59 und des Wählnetzwerks 53 für die Grundfrequenz bzw· die Harmonischen zu erläutern. Hieraus kann der Eindruck entstehen, daß innerhalb eines gegebenen Frequenzbereiches ein bestimmtes Signal nur einen diskreten Wert annehmen kann. Beispielsweise kann der Eindruck entstehen, daß das Signal D innerhalb des gesamten Frequenzbereiches des Analysators 11 die Frequenz 1, 2 oder 3 MHz hat. Tatsächlich jedoch schwanken die Frequenzen der meisten Signale innerhalb eines gegebenen Bereiches erheblich. Am unteren Ende des ersten Bereiches zum Beispiel wird ein Eingangssignal mit einer Frequenz von 0,1 kHz mit dem gleichen Teilerverhältnis geteilt wie das des in Zeile 4-1 angegebenen 1 kHz-Signals. Zum Vergleich sind die aus diesem Eingangssignal von 0,1 kHz sich ergebenden Frequenzen in der Zeile 78 zusammengefaßt. Insbesondere wird auffallen, daß das Signal D eine Frequenz von 0,1 MHz bzw· 100 kHz hat. In dieser bestimmten Ausführungsform ist dieser Wert der geringste Abstand zwischen den Frequenzen der Signale B und 0. Zwischen der Frequenz von 100 kHz und der Frequenz von 10 kHz, bei der das Nachführnetzwerk 19 zu

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"suchen" bzw. zu schwingen anfängt, liegt also ein Schutzabstand von 90 kHz. Es ergibt sich aus diesen Erläuterungen, daß das Signal D in dieser speziellen Ausführungsform mit seiner Frequenz in einem Bereich von 100 kHz (am unteren Ende jedes Frequenzbereiches, wenn die Grundfrequenz gemessen wird) bis 3 InHz (am oberen Ende jedes Frequenzbereiches, wenn die dritte Harmonische gemessen wird) liegen kann.

Ein Dekadenwählnetzwerk 69, wie es ausführlich in Fig. 3 gezeigt ist, ist von besonderem Vorteil für die vorliegende Erfindung, da es automatisch denjenigen Frequenzbereich ermittelt, in dem die Grundfrequenz des Eingangssignals liegt. Diese Arbeitsweise ermöglicht es, innerhalb des Analysators 11 mehrere wünschenswerte Einstellmöglichkeiten vorzusehen.

Wie bereits erwähnt, hat das Signal D am Eingang zum Dekadenwählnetzwerk 69 eine Frequenz im Bereich zwischen 100 kHz und 3 MHz. Dieses Signal kann man auf ein Frequenzteilernetzwerk geben, das seine Frequenz um eine Dekade senkt. Ein Signal L am Ausgang des Netzwerkes 83 hat den Frequenzbereich von 10 kHz bis 300 kHz. Dieses Signal kann auf ein Frequenzteilnetzwerk gegeben werden, das dem Wählnetzwerk 53 in der ersten Schleife entspricht und die Frequenz des Signals L durch 1, 2 oder 3 teilt, wenn die Amplitude der Grundfrequenz, der zweiten bzw. der dritten Harmonischen gemessen werden soll.

Um zu gewährleisten, daß die Frequenz des Signals L durch eine gerade Zahl geteilt wird, um die Symmetrie beizubehalten, kann das Signal am Ausgang des Netzwerkes 85 in einem weiteren Netzwerk 87 erneut um 2 geteilt werden. Ein Signal M am Ausgang des Netzwerkes 87 hat eine Frequenz im Bereich zwischen 5 kHz und 50 kHz. Dieses Signal M läßt sich auf eine monostabile Kippstufe 89 für die obere Grenze und eine monostabile Kippstufe 91 für die untere Grenze geben. Ist die Frequenz des Signals M höher als 50 kHz, erregt die Kippstufe 89 eine monostabile Kippstufe für die Abtastgeschwindigkeit; ist die Frequenz des Signals M

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geringer als 5 kHz, erregt die Kippstufe 91 ebenfalls die Kippstufe 93. Bei Erregung durch die Kippstufe 89 oder 91 bewirkt die Kippstufe 93 einen Durchlauf durch die Frequenzbereiche des Eingangssignals, um zu bestimmen, in welchem von ihnen die Grundfrequenz des Eingangssignals liegt. In einer vorzugsweise ausgeführten Form der Erfindung ist die Periode der Kippstufe für die Durchlaufgeschwindigkeit auf 0,5 see. eingestellt, so daß innerhalb einer Sekunde zwei Frequenzbereiche durchlaufen werden können.

In Fig. 3A ist das Signal M in seinem zeitlichen Zusammenhang mit dem Signal N am Ausgang der Kippstufe 89 aufgezeichnet. Das Signal N geht bei jedem negativen Sprung des Signals M von L nach H. Die Kippstufe 89 hält das Signal N für eine Dauer (Strecke d), die einer Frequenz von 50 kHz entspricht, im Zustand H.

Das in der Fig. 3A dargestellte Signal M ist durch einen mit bezeichneten ersten 'feil und einen mit 90 bezeichneten zweiten Teil gekennzeichnet. Der erste Teil 88 des Signals M hat eine Frequenz von weniger als 50 kHz, während der zweite !Teil 90 des Signals M eine Frequenz von mehr als 50 kHz hat. Unter diesen Umständen folgt der positive Sprung des Teils 88 dem negativen Sprung des Signals N. Im Teil 90 des Signals M geht der positive Sprung des Signals M jedoch dem negativen Sprung des Signals N voran. Legt man beide Signale M und N auf ein NAND-Glied 92, steht an dessen Ausgang ein Signal P in Form einer Impulszuges während des Teils 90 des Signals M. Diese Impulse im Signal P sind es, die man verwenden kann, um die Kippstufe 95 für die Durchlaufgeschwindigkeit auszulösen.

In der Fig. 3B ist auch das Signal M dargestellt. Dieses Signal M weist einen Teil 92, der einer Frequenz von mehr als 5 kHz entspricht, und einen Teil 94- entsprechend einer Frequenz von weniger als 5 kHz auf. In dieser Ausführungsform der Erfindung handelt es sich bei der Kippstufe 91 um eine nachtriggerbare

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monostabile Kippstufe, die im Zustand H gehalten werden kann, wenn ihre Auslösedauer größer ist als einer Frequenz von 5 kHz entspricht. Unter diesen Umständen tritt ein negativer Sprung im Signal h oft genug auf, um ein Signal Q am Ausgang der Kippstufe 91 im Zustand H zu halten. Fällt die Frequenz des Signal H unter 5 kHz ab, wie es die Teile 94- zeigen, kippt die Kippstufe 91 in einen negativen Zustand, bevor die nächste negative Flanke im Signal H sie erneut triggert. Dies bewirkt im Signal Q während der den (Peilen 94 des Signals M entsprechenden Zeiten einen Impuls.

Tritt im Signal P oder Signal Q ein Impuls auf, liefert die Kippstufe 95 auf einer Leitung 95 ein Signal, das man zum Takten eines ersten Teilers-durch-2 bzw. Flipflops 97 verwenden kann, dessen Ausgangsimpuls ein zweites Flipflop 99 taktet. Me Flipflops 97 und 99 liefern Ausgangssignale auf zwei Leitungen 101 bzw. 103, die gemeinsam vier logische Zustände definieren. Diese logischen Zustände werden Jeweils in den Dekodiernetzwerken dekodiert, die in Fig. 3 mit den aufeinanderfolgenden ungeraden Bezugszahlen zwischen 105 und 111 bezeichnet sind. Beim Vorliegen eines zugeordneten der logischen Zustände liefern die Netzwerke 105-111 Jeweils ein Ausgangssignal auf einer zugeordneten der Leitungen 113-119, bei denen es sich um niedrige Pegel von 0 bis 5 V handeln kann. Die Leitungen 113-119 sind in der Fig. gemeinsam mit dem Bezugszeichen 71 an den Tiefpaßfiltern 63 und 67 bezeichnet.

Die Signale auf den Leitern 113-119 lassen sich durch eine Vielzahl von Pegelumsetzern einführen, die im folgenden mit den aufeinanderfolgenden ungeraden Zahlen zwischen 121 und 127 bezeichnet sind. Auf einer Vielzahl von Leitungen 113'-119' an den Ausgängen der entsprechenden Pegelumsetzer 121-127 erscheinen Signale mit hohem Pegel, der zwischen -12V und +12 V variieren kann. Diese Signale mit hohem Pegel sind besonders erwünscht zum Ansteuern von Analoggattern, so daß die zugeordneten Leiter 113'-119' in der Fig. 1 gemeinsam mit dem Bezugszeichen 71 an

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den Teilernetzwerken 51, 55 und 59 bezeichnet sind.

Die Flipflops 97 und 99 sind im Detail in der Fig. 4- dargestellt. Jedes dieser Flipflops hat zwei Ausgangssignale wie die mit W und X bezeichneten des Flipflops 97 und die mit Y und Z bezeichneten des Flipflops 99- Wie dem Fachmann vertraut, haben die Signale W, X, Y und Z logische Eigenschaften, die in Kombination die bei 102 in Fig. 4 gezeigten logischen Eigenschaften ausmachen. In dieser bevorzugten Ausführungsform entspricht jeder der vier logischen Zustände 102 einem der vier Frequenzbereiche beispielsweise denen, die bei 104 in Fig. 4 angegeben sind. Durch Überwachen mindestens eines der Signale W, X und eines der Signale Y, Z können die Dekodiernetzwerke 105, 111 bestimmen, in welchem der Frequenzbereiche die Grundfrequenz des Eingangssignals liegt. Die Dekodiernetzwerke 105» 111 liefern ihre Ausgangssignale niedrigen und hohen Pegels auf zugeordneten Paaren von Leitungen 113, 119 ab.

Die Teilernetzwerke 51» 55 und 59 können der Art angehören, die in Fig. 5 dargestellt ist, wo das Signal D oder das Signal B an einen Anschluß 129 gelegt ist. Das Signal am Anschluß 129 läuft über eine Vielzahl von Teilernetzwerken 131, 133 und 135» die in Reihe liegen und deren Ausgänge jeweils an die Anschlüsse 137» 139 bzw. 141 geführt sind. In dieser Ausführungsform reduziert jedes der Teilernetzwerke 131, 133 und 135 die Frequenz des jeweiligen Eingangssignals um den Faktor 10. Eine Vielzahl von Gattern 143, 1^5» 14-7 und 149 sind von den jeweiligen Anschlüssen 129, 137» 139 und 141 an eine gemeinsame Leitung I51 gelegt. In der bevorzugten Ausführungsform werden die Gatter 143 bis 149 von den Niedrigpegel-Signalen auf den Leitungen 113-119 aus dem Dekadenwahlnetzwerk 69 aktiviert. Wenn also beispielsweise die Grundfrequenz des Eingangssignals im zweiten Frequenzbereich liegt, aktiviert ein Signal auf der Leitung 117 das Gatter 147 und wird das Signal B oder D durch 100 geteilt, bevor es auf die Leitung I5I gelangt. Entsprechend können die Signale B oder D um den Faktor 100 oder 1000 verkleinert werden, wenn

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die Bereichssignale auf den Leitern 115 bzw. 119 auftreten.

Der symmetrische Mischer 61 und das zugehörige Tiefpaßfilter 63 sind in Fig. 6 gezeigt. Da die gewünschte Frequenz des Meßträgersignals J vom Frequenzbereich und der zu messenden Harmonischen abhängt (vergleiche Tabelle 1), ist es erwünscht, das Durchlaßband des Filters 63 je nach dem Frequenzbereich zu variieren. In einer Ausführungsform des Filters 63 geht das lusgangssignal des Hischers 63 auf vier getrennte Filter 153» 155» 157 und 159, die jeweils in .Reihe mit einem zugeordneten der Gatter 161, 163, 165 bzw. 167 liegen, deren Ausgänge gemeinsam an die Leitung 26 geführt sind. Das Durchlaßband der Filter 153 bis 159 muß ausreichend breit sein, um das dreifache der höchsten Frequenz des betreffenden Frequenzbereiches durchzulassen. Diese Breite ist erwünscht, um den Durchgang eines Meßträgersignals zu gestatten, das der dritten Harmonischen der höchsten Frequenz im jeweiligen Bereich zugeordnet ist. Aus diesem Grund hat in dieser besonderen Ausführungsform das dem vierten Bereich zugeordnete Filter 153 eine Durchlaßbreite von 3 MHz. Entsprechend hat das dem dritten Bereich zugeordnete Filter 155 eine Durchlaßbreite von ^iOO kHz und haben die Filter 157 und 159» die dem zweiten bzw. ersten Frequenzbereich zugehören, Durchlaßbreiten von 30 kHz bzw. 3 kHz.

Ku.r eines der Gatter 161 bis 167 wird für jeweils einen der Frequenzbereiche aktiviert. Das aktivierte der Gatter 161 bis schaltet das zugeordnete der Filter 153 bis 159 zwischen den symmetrischen Irischer 61 und die Leitung 26. Wie bereits bemerkt, können die Gatter 161 bis 167 von den Hochpegelsignalen auf den entsprechenden Leitungen 113' bis 119' aktiviert werden.

Der symmetrische wischer 65 und das zugeordnete Tiefpaßfilter sind in der Fig. 7 gezeigt. Die Filteranordnung 67 entspricht dem in Fig. 6 gezeigten Filter 63 darin, daß es eine Vielzahl von Filtern 169, 171 und 173 aufweist, die jeweils in Reihe mit zugeordneten Gattern 175, 177 und 179 liegen. Der Zweck des

Filters 69 ist, von den am Ausgang des symmetrischen hischers vorliegenden Signalen dasjenige Ausgangssignal K abzutrennen, dessen Frequenz dem Frequenzbereich des Eingangssignals zugeordnet ist. In einer der bevorzugten Ausführungsformen ist diese Frequenz des Ausgangssignals für den ersten Frequenzbereich 5 Hz, für den zweiten Frequenzbereich 50 Hz und 500 Hz für sowohl den dritten als auch den vierten Frequenzbereich.

Um die Leistungsübertragung durch das Filter 67 hindurch zu maximieren, ist erwünscht, daß das Durchlaßband etwa die dreifache Breite der maximal durchzulassenden Frequenz aufweist. In einer der bevorzugten Ausführungsformen ist die Frequenz des Ausgangssignals K im ersten Frequenzbereich 5 Hz, im zweiten Frequenzbereich 50 Hz und 500 Hz im dritten und vierten Bereich. In dieser Ausführungsform hat das Filter 169 vorzugsweise eine Durchlaßbreite von 1,5 kHz, das Filter 171 eine solche von 150 Hz und das Filter 173 eine Breite von I5 Hz. Das dem Filter 169 zugeordnete Gatter 175 läßt sich durch die Hochpegel-Bereichssignale auf den Leitungen 113' und 115' aktivieren. Entsprechend lassen sich die den Filtern I71 und 173 zugeordneten Gatter 177 bzw. 179 durch die Hochpegelsignale auf den Leitungen II7¹ bzw. II9¹ aktivieren.

Wie erinnerlich, hat in einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung das Ausgangssignal K im ersten und zweiten Frequenzbereich eine Frequenz von 5 Hz und im dritten und vierten Frequenzbereich Frequenzen von 50 Hz bzw. 500 Hz. In einer solchen Ausführungsform wird das Gatter 179 von Signalen auf der Leitung II7¹ und 119' aktiviert, die Gatter 177 und durch Signale auf den Leitungen 115' bzw. 113^!.

Es ist erwünscht, daß der Meßträger J auf der Leitung 26 eine sehr genaue und saubere Sinusform hat. Diese Eigenschaft erleichtert die Demodulation des Eingangssignals A, so daß die Signale am Ausgang des symmetrischen Mischers 65 sich leicht vom Teifpaßfilter 67 trennen lassen. Es ist eine bekannte iatsache,

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daß ein Signal Rechteckform - wie beispielsweise das Signal G - mit einem sauberen Sinussignal symmetrisch zu einer sauberen Sinuswelle moduliert werden kann, wie sie für den Meßträger J erwünscht ist. Aus diesem Grund soll das modulierende Signal I, das vom Signal H abgeleitet wird, ein sauberer Sinus sein. Dies läßt sich erreichen mit dem gefilterten mehrdekadischen 'Deilernetzwerk 59 der Pig. 8.

Wie ersichtlich, entspricht dieses Netzwerk 59 sowohl dem Teilernetzwerk der Fig. 5 und dem Tiefpaßfilter der Fig. 6. Dieses spezielle Netzwerk 59 gibt das Signal H auf der Leitung 176 auf eine .Reihe von Teil erne tzvjerk en 170, 172 und 174, die das jeweilige Eingangssignal durch 10 teilen. Die Ausgänge der Netzwerke 170 bis 174 sind an die Anschlüsse I78, 180 bzw. 182 geführt. Die Signale an diesen Anschlüssen I76 bis 182 werden dann einzeln von zugeordneten Gattern 184 bis 190, die von den Bereichssignalen auf den Leitungen 113 bis 119 aktiviert werden, durchgeschaltet.

An ihren Ausgängen liefern diese Gatter 184- bis 190 digitale bzw. Rechtecksignale. Es ist bekannt, daß derartige Rechteckwellen aus Sinuswellen darstellbar ist, von denen eine die Grundfrequenz der Rechteckwelle und die anderen deren Harmonischen, aber mit abnehmender Amplitude sind. Diese Rechtecksignale aus den Gattern 184- bis 190 werden auf entsprechende Analogfilter 192, 194, 196 und 198 gegeben, die nur dasjenige Sinussignal durchlassen, das die Grundfrequenz aufweist. Die Ausgangssignale der Filter 192 bis 198 werden von zugeordneten Analoggattern 200, 202, 204 und 206 durchgeschaltet, die von den Bereichssignalen auf den zugehörigen Leitungen 113' bis 119' gesteuert werden können. Die Ausgangssignale der Gatter 200 bis 206 werden zu dem sauberen Sinussignal I zusammengefaßt, das dann auf den symmetrischen Wischer 61 gegeben wird·

Der automatische Sxgnalanalysator 11 nach der vorliegenden Erfindung liefert ein normalisiertes Eingangssignal und erzeugt auch

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ein Meßträgersignal zum Ummodulieren nur der zu messenden Harmonischen. In diesen Merkmalen unterscheidet er sich von einem Wellenanalysator, der als frequenzselektives Voltmeter arbeitet, um die absoLute Amplitude irgendeiner Frequenz innerhalb des Durchlaßbandes zu messen. Wie erinnerlich, ist bei einem V/ellenanalysator erwünscht, das Eingangssignal nicht zu normalisieren, so daß eine Absolutmessung der Amplitude möglich wird. Es 'ist dort weiterhin erwünscht, daß die Trägerfrequenz des Hilfsoszillators, die die zu messende Frequenz demodulieren soll, von Hand variabel ist.

Obgleich die Funktionen des Analysators 11 und eines normalen Wellenanalysators sich unterscheiden, kann ersterer so abgeändert werden, daß er als Wellenanalysator arbeitet. Wie in der Fig. gezeigt, kann man die Leitungen 21 und 26 mittels der Schalter 181 bzw. 183 öffnen und mit einem abstimmbaren Breitband-Oszillator 185 eiⁿ Zumischsignal in das Frequenznachführnetzwerk 19 und den symmetrischen Mischer 65 geben. Zusätzlich kann man die automatische Verstärkungsregelung des Verstärkers 39 außer Betrieb setzen, indem man auf die Leitung 187 ein Signal legt, so daß das Eingangssignal nicht mehr normalisiert wird.

Im symmetrischen hischer 65 wird das Eingangssignal A, das in dieser Ausführungsform nicht normalisiert wird, von dem vom Oszillator 185 gelieferten Hilfsträger demoduliert. Die Stärke des Ausgangssignals K kann dann gemessen werden, um eine Anzeige für die Amplitude irgendeiner Komponente des Signals A zu erhalten, deren Frequenz gleich der mit dem Oszillator 185 abgestimmten ist·

Das Ausgangssignal des Oszillators 185 kann auch auf das Nachführnetzwerk 19 und damit auf das Dekadenwählnetzwerk 69 gegeben werden. Auf die bereits erwähnte V/eise liefert das Netzwerk 69 auf den Leitungen ?1 eine Angabe hinsichtlich des Frequenzbereiches, in dem die Grundfrequenz des vom Oszillator 185 erzeugten Signals liegt. Diese Signale auf den Leitungen 71 kann

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man ausnutzen, um automatisch das Durchlaßband des Tiefpaßfilters 67 zu variieren. In einer bevorzugt ausgeführten Form der vorliegenden Erfindung sind Hittel vorgesehen, um diesen Durchlaßbereich von Hand zu ändern.

i,ev Analysator 11 nach der vorliegenden Erfindung schafft einen erheblichen Vorteil gegenüber den Wellenanalysatoren und Klirrlaktormeßgeräten nach dem Stand der Technik. Der Analysator 11 enthält hittel zum Normalisieren des Eingangssignals, so daß die Verzerrungen sich auch bei Amplitudenschwankungen des Eingangssignals genau messen lassen. Der Analysator 11 nach der vorliegenden Erfindung stellt sich auch automatisch auf die frequenz des Eingangssignals ein, so daß ein geeigneter Meßträger erzeugt werden kann, um die zu messende Harmonische zu demodulieren. Dieses Merkmal kann erreicht werden durch ein Frequenznachführnetzwerk, das auf die Frequenz des Eingangssignals einrastet und ein Signal liefert, das sich auf bekannte V/eise mit der Frequenz des Eingangssignals ändert. Ansprechend auf dieses Signal liefert das Trägernetzwerk 25 einen Meßträger, der sich nicht nur mit der Frequenz des Eingangssignals ändert, sondern auch mit der zu messenden Harmonischen. Diesen sehr erwünschten heßträger kann man verwenden, um das Eingangssignal zu demodulieren, so daß man die Stärke der bestimmten Harmonischen messen kann. Diese Stärke läßt sich kontinuierlich messen, auch wenn die Frequenz des Eingangssignals schwankt.

Von besonderem Vorteil ist beim Analysator 11 das Dekadenvrählnetzwerk 69, das bestimmt, in welchem von mehreren Frequenzbereichen die Grundfrequenz des Eingangssignals liegt. Ein Signal mit Eigenschaften, die für diese Bestimmung kennzeichnend sind, läßt sich zur Steuerung der Eigenschaften von Teilernetz-'werken und der Durchlaßbänder von Tiefpässen im Analysator 11 verwenden. Der Analysator 11 ist besonders geeignet zur Umwandlung auf die Funktion als Wellenanalysator zur Messung der relativen Amplituden irgendwelcher Frequenzen innerhalb des Durchlaßbereiches·

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Obgleich die Erfindung oben unter Bezug auf bestimmte Formen beschrieben worden ist, ist für den Fachmann einzusehen, daß sie sich auch auf andere Weise ausführen läßt. Auch kann man die vorzugsweise ausgeführten Formen der Erfindung leicht ändern, um Signale mit anderen Frequenzen als denen der Tabelle 1 zu erzeugen. Aus diesen Gründen ist die Erfindung als nur durch die beigefügten Ansprüche definiert aufzufassen.

Patentansprüche

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Claims

Patentansprüche

/1.!Schaltungsanordnung zur Einwirkung auf ein erstes Signal mit 'si einer Grundfrequenz und Harmonischen der Grundfrequenz zur Bestimmung bestimmter Eigenschaften der Grundfrequenz bzw. der einzelnen Harmonischen des ersten Signals, mit

einer ersten Einrichtung zur Erzeugung eines Bezugssignals auf einer bestimmten Frequenz,

einer zweiten Einrichtung in der Gestalt einer ersten Schleife, die auf das erste und das Bezugssignal anspricht und hierauf ein zweites Signal erzeugt, dessen Frequenzeigenschaften von den relativen Frequenzeigenschaften des ersten und des Bezugssignals abhängen,

einer dritten Einrichtung, die auf das zweite und das Bezugssignal anspricht und hierauf ein drittes Signal liefert, dessen Eigenschaften von den relativen Frequenzeigenschaften des zweiten und des Bezugssignals abhängen, und mit

einer vierten Einrichtung, die auf das erste und das dritte Signal anspripht und hierauf ein Ausgangssignal mit den bestimmten Eigenschaften der Grundfrequenz oder der einzelnen Harmonischen 'des ersten Signals liefert.

2. Analysator nach Anspruch 1, bei dem die erste Einrichtung das Bezugssignal mit einer gegenüber der Bezugsfrequenz um einen bestimmten Abstand versetzten Frequenz liefert, die zweite Einrichtung auf die bestimmte Frequenz mit dem Frequenzversatz und die dritte Einrichtung auf die Bezugsfrequenz ohne den Versatz ansprechen und die vierte Einrichtung eine fünfte Einrichtung mit der Eigenschaft aufweist, daß sie nur Signale mit Frequenzen innerhalb eines Bereiches durchläßt, der in Beziehung steht mit der Versatzfrequenz.

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3. Analysator nach Anspruch 1, bei dem die zweite Einrichtung eine fünfte Einrichtung aufweist, der einen Teilfaktor in der ersten Schleife entsprechend der Wahl der Grundfrequenz bzw. einer bestimmten Harmonischen des ersten Signals zur Ermittlung der bestimmten Eigenschaften liefert, und die vierte Einrichtung Eigenschaften aufweist, infolge deren dem Ausgangssignal Eigenschaften erteilt werden, die abhängig sind von der Amplitude der Grundfrequenz bzw. bestimmten Harmonischen des ersten Signals, die man zur Messung ausgewählt hat.

M-. Analysator nach Anspruch 3» bei dem die zweite Einrichtung eine sechste Einrichtung enthält, die abhängig von der frequenzmäßigen Beziehung zwischen der Bezugsfrequenz und der Grundfrequenz bzw. Harmonischen, die man aus dem ersten Signal ausgewählt hat, einen zweiten Teilfaktor liefert, und in der dritten Einrichtung eine siebente Einrichtung vorgesehen ist, die den zweiten Teilfaktor liefert.

5. Analysator nach Anspruch 3» bei dem die zweite Einrichtung weiterhin eine sechste Einrichtung liefert, die auf das zweite und das Bezugssignal anspricht, um das zweite und das Bezugssignal zu modulieren und dem zweiten Signal Frequenzeigenschaften zu erteilen, die abhängig sind von der Summe der Frequenzeigenschaften des Bezugssignals und der Grundfrequenz bzw. der Harmonischen, die aus dem ersten Signal gewählt wurde, und bei der die dritte Einrichtung eine siebente Einrichtung enthält, die auf die Eigenschaften des zweiten und des Bezugssignals anspricht, um ein drittes Signal mit Frequenzeigenschaften zu liefern, die abhängen von dem Unterschied zwischen den Frequenzeigenschaften des zweiten und des Bezugssignals.

6. Analysator nach.Anspruch 5» bei dem die vierte Einrichtung auf das dritte Signal und die Grundfrequenz des ersten Signals bzw. die aus diesem ausgewählte Harmoniseheanspricht, um ein

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zusammengesetztes Signal zu erzeugen, das das Ausgangssignal enthält, und bei der die vierte Einrichtung eine achte Einrichtung mit Frequenzeigenschaften derart enthält, daß sie vom zusammengesetzten Signal nur das Ausgangssignal durchläßt .

7. Vorrichtung zur Analyse "bestimmter Eigenschaften eines ersten Signals, das sich aus einer Grundfrequenz und einzelnen Harmonischen zusammensetzt, mit

einer ersten Einrichtung, die ein Bezugssignal mit einer bestimmten Frequenz und einer Versatzfrequenz liefert, die relativ zu der bestimmten Frequenz eine geringe Höhe hat,

einer zweiten Einrichtung, die auf die Eigenschaften des ersten Signals und des Bezugssignals anspricht, der Frequenz des ersten Signals nachläuft und ein zweites Signal liefert, dessen Frequenz von der bestimmten und der Versatzfrequenz des Bezugssignals und der Grundfrequenz des ersten Signals bzw. derjenigen Harmonischen abhängt, die aus dem ersten Signal ausgewählt worden ist,

einer dritten Einrichtung, die auf das zweite Signal und das Bezugssignal auf der bestimmten Frequenz anspricht, um das zweite Signal und das Bezugssignal zu verknüpfen, um ein drittes Signal zu liefern, dessen Frequenz von der Versatzfrequenz und der Grundfrequenz bzw. derjenigen Harmonischen des ersten Signals abhängt, die man ausgewählt hat,

einer vierten Einrichtung, die auf das dritte Signal und das erste Signal anspricht, um ein viertes Signal zu erzeugen, dessen Frequenz von den Eigenschaften der Versatzfrequenz abhängt, und

einer fünften Einrichtung, die auf das vierte Signal anspricht und ein Ausgangssignal liefert, das die bestimmten Eigenschaften der Grundfrequenz bzw. bestimmten Harmonischen des ersten Signals wiedergibt, die man gewählt hat.

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8. Vorrichtung nach Anspruch-7» bei der die zweite Einrichtung eine erste Moduliereinrichtung aufweist, um das zweite Signal mit Frequenzeigenschaften zu liefern, die von der Summe der bestimmten und der Versatzfrequenz des Bezugssignals und der Grundfrequenz bzw. der Harmonischen des ersten Signals abhängt, die man gewählt hat, und die dritte Einrichtung eine zweite Modulationseinrichtung aufweist, die auf den Unterschied zwischen der Frequenz des zweiten Signals und des Bezugssignals bei der bestimmten Frequenz anspricht, um dem dritten Signal eine Frequenz zu erteilen, die abhängig ist von der Versatzfrequenz und der Grundfrequenz bzw. der Harmonischen des ersten Signals, die man gewählt hat.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, bei der die zweite Einrichtung eine geschlossene Schleife darstellt, die die erste Moduliereinrichtung und weiterhin eine sechste Einrichtung aufweist, die auf diejenige Komponente des zweiten Signals einwirkt, die der Grundfrequenz bzw. der Harmonischen aus dem ersten Signal, die man angewählt hat, entspricht, um die Grundfrequenz des Eingangssignals zu erzeugen, und mit zusätzlich einer siebenten Einrichtung, die auf den Frequenzunterschied zwischen dem ersten Signal und dem Signal aus der sechsten Einrichtung anspricht, um die Frequenz des zweiten Signals entsprechend diesem Unterschied zu variieren.

10. Vorrichtung nach Anspruch 9» bei der in der die zweite Vorrichtung darstellenden Schleife eine achte Vorrichtung vorgesehen ist, die auf die Frequenzeigenschaften des zweiten Signals relativ zur Frequenz des Bezugssignals anspricht, um die Frequenz des Signals, das auf die sechste Einrichtung gegeben wird, um einen bestimmten Faktor zu teilen, und bei der die dritte Einrichtung eine neunte Einrichtung, die die Frequenz des zweiten Signals durch den bestimmten Faktor teilt, eine zehnte Einrichtung, die die Frequenz des Bezugssignals um den bestimmten Faktor teilt, sowie eine elfte Einrichtung

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aufweist, die auf die Signale aus der neunten und der zehnten Einrichtung anspricht und das dritte Signal mit einer Frequenz erzeugt, die von der Versatzfrequenz und der Grundfrequenz bzw. der Harmonischen des ersten Signals, die man gewählt hat, abhängt,

11. Vorrichtung nach Anspruch 9, bei der die erste und die zweite hoduliereinrichtung symmetrische Mischer sind, die siebente Einrichtung ein Phasendetektor und ein spannungsgesteuerter Oszillator und die fünfte Einrichtung eine Einrichtung ist, die die Amplitude des Ausgangssignals bestimmt, um eine Anzeige der relativen Amplituden der Grundfrequenz und der einzelnen Harmonischen des ersten Signals zu liefern.

12. Signalanalysator zur selektiven Analyse der Eigenschaften der Grundfrequenz- und harmonischen Komponenten eines Eingangssignals mit einer ersten Einrichtung, die die Konfiguration einer ersten Schleife aufweist und auf die Eigenschaften des Eingangssignals anspricht, um ein bestimmtes Signal mit einer Frequenz zu liefern, die von der Frequenz der Grundfrequenz- bzw. harmonischen Komponente abhängt, die zur Analyse gewählt worden ist, und mit einer zweiten Einrichtung, die auf das bestimmte Signal anspricht, um das Eingangssignal zu analysieren und ein Ausgangssignal zu liefern, dessen Eigenschaften abhängen von den relativen Amplituden der Grundfrequenz- und harmonischen Komponenten des Eingangssignals.

13. Analysator nach Anspruch 12, bei dem die erste Einrichtung eine dritte Einrichtung, die auf das bestimmte Signal anspricht, um das bestimmte Signal mit einem Bezugssignal zu modulieren und ein erstes Signal zu liefern, eine vierte Einrichtung, die die Frequenz des ersten Signals auf bekannte V/eise abhängig von der zu analysierenden Grundfrequenzbzw, harmonischen Komponente variiert, um ein zweites Signal

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zu liefern, eine fünfte Einrichtung, die die Frequenzen des Eingangs- und des zweiten Signals vergleicht und ein drittes Signal mit ersten Eigenschaften, wenn die Frequenz des Eingangssignals höher ist als die Frequenz des zweiten Signals, und mit zweiten Eigenschaften liefert, wenn die Frequenz des Eingangssignals geringer ist als die des zweiten Signals, und eine sechste Einrichtung aufweist, die auf die Eigenschaften des dritten Signals anspricht, um die Frequenz des bestimmten Signals zu variieren.

Analysator nach Anspruch 15, bei dem die Grundfrequenzkomponente des ersten Signals in einem einer Vielzahl von Frequenzbereichen liegt und die dritte Einrichtung Eigenschaften aufweist, mit denen sie dem Bezugs- und dem bestimmten Signal eine Frequenz erteilen kann, die abhängt von demjenigen der Frequenzbereiche, in dem die Grundfrequenz des Eingangssignals sich befindet.

15· Analysator nach Anspruch 14, bei dem die vierte Einrichtung eine siebente Einrichtung, die anspricht auf das erste Signal, um ein viertes Signal zu erzeugen, dessen Frequenzeigenschaften abhängen von dem bestimmten Frequenzbereich, in dem die Grundfrequenz des Eingangssignals liegt, und eine achte Einrichtung aufweist, die auf das vierte Signal anspricht und dem zweiten Signal eine Frequenz mit bekannten Eigenschaften erteilt, die abhängt von der Grundfrequenzbzw, harmonischen Komponente des Eingangssignals, die analysiert werden soll.

16. Wellenanalysator zur Analyse der Eigenschaften einer bestimmten Frequenzkomponente eines Eingangssignals, mit einer ersten Einrichtung, die ein Bezugssignal mit einer bestimmten Frequenz innerhalb eines einer Vielzahl von Frequenzbereichen liefert, wobei die bestimmte Frequenz im wesentlichen gleich der gewählten Frequenzkomponente des Eingangssignals ist, einer zweiten Einrichtung, die auf das Bezugssignal an-

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spricht, um ein erstes Signal mit Eigenschaften zu erzeugen, die von dem einen Frequenzbereich abhängen, in dem die bestimmte Frequenz liegt, und mit einer Dritten Einrichtung, die auf das Bezugssignal anspricht, um das Eingangssignal zu einem Ausgangssignal zu demodulieren, dessen Stärke abhängt von der Stärke der gewählten Frequenzkomponente des Eingangssignals und einer von dem Frequenzbereich abhängigen Frequenz, wobei die dritte Einrichtung einen Durchlaßbereich sowie üii genschaft en aufweist, die auf das erste Signal ansprechend den Durchlaßbereich automatisch ändern, um das Ausgangssignal durchzulassen.

17- Analysator nach Anspruch 16, bei dem die dritte Einrichtung eine Demoduliereinrichtung, die anspricht auf das Bezugsund das Eingangssignal, um eine Vielzahl von Signalen einschließlich des Ausgangssignals zu liefern, und eine Filtereinrichtung aufweist, die einen Durchlaßbereich sowie Eigenschaften aufweist, vermöge deren sie Signale mit einer Frequenz innerhalb des Durchlaßbereiches der Filtereinrichtung durchläßt, wobei die Filtereinrichtung auf das erste Signal anspricht, um automatisch den Durchlaßbereich der Filtereinrichtung so zu ändern, daß er die Frequenz des Ausgangssignals umfaßt.

18. Analysator nach Anspruch 16, bei dem die zweite Einrichtung eine vierte Einrichtung, die auf die Eigenschaften des Bezugssignals anspricht, um ein zweites Signal mit einer Frequenz innerhalb eines bevorzugten Frequenzbereiches zu liefern, wenn die bestimmte Frequenz innerhalb dieses Frequenzbereiches liegt, eine fünfte Einrichtung, die auf das zweite Signal anspricht und ein drittes Signal liefert, wenn die Frequenz des zweiten Signals sich außerhalb des bevorzugten Frequenzbereiches befindet, eine sechste Einrichtung, die ein viertes Signal liefert, das für jeden der Frequenzbereiche des Bezugssignals unterschiedliche Eigenschaften aufweist und auf das dritte Signal anspricht, um die Eigen-

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schäften des vierten Signals zu ändern, und eine vierte Einrichtung aufweist, die auf die Eigenschaften des vierten Signals anspricht, um dem zweiten Signal eine Frequenz innerhalb des bevorzugten Frequenzbereiches zu erteilen.

19. Verfahren zur Analyse eines Eingangssignals zur Bestimmung der relativen Amplitudeneigenschaften einer Grundfrequenz- und der harmonischen Komponenten im Eingangssignal, indem man ein Bezugssignal mit einer Bezugsfrequenz und einem Frequenzversatz dieser gegenüber vorsieht, das Bezugssignal und das Eingangssignal miteinander mischt, um ein erstes Signal zu erzeugen, dessen Frequenzeigenschaften in Beziehung stehen zur Summe der Bezugs- und der Versatzfrequenz und der Grund- bzw. einer harmonischen Frequenz, die man aus dem Eingangssignal gewählt hat, das erste Signal und das Bezugssignal mit der Bezugsfrequenz mischt, um ein zweites Signal zu erzeugen, dessen Frequenz in Beziehung steht zur Versatzfrequenz und der Grund- bzw. harmonischen Frequenz des Eingangssignals, die man ausgewählt hat, das Eingangssignal und das zweite Signal mischt, um ein Ausgangssignal mit einer Frequenz zu erzeugen, die in Beziehung steht zu der Versatzfrequenz, und zwar mit der Amplitude der Grund- bzw. harmonischen Frequenz des Eingangssignals, die man gewählt hat, und indem man die Amplitude des Ausgangssignals mißt.

20. Verfahren nach Anspruch 19, indem man weiterhin die Frequenz des ersten Signals überwacht, um zu gewährleisten, daß das erste Signal eine Frequenz aufweist, die in Beziehung steht zur Summe der Bezugsfrequenz und der Versatzfrequenz sowie der Grund- bzw. harmonischen Frequenz des Eingangssignals, die man gewählt hat.

21. Verfahren nach Anspruch 20, wobei man die relative Wirkung der Bezugsfrequenz und der Grund- bzw. der einzelnen harmonischen Frequenz des Eingangssignals auf die Frequenz des ersten Signals entsprechend der Höhe der Bezugsfrequenz

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relativ zur Grund- bzw. den einzelnen harmonischen Frequenzen des Eingangssignals einstellt.

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