WO1986006174A1 - Heterodyne-type method and apparatus for measuring signals, having means for automatically correcting the detuning - Google Patents

Heterodyne-type method and apparatus for measuring signals, having means for automatically correcting the detuning Download PDF

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WO1986006174A1
WO1986006174A1 PCT/JP1986/000183 JP8600183W WO8606174A1 WO 1986006174 A1 WO1986006174 A1 WO 1986006174A1 JP 8600183 W JP8600183 W JP 8600183W WO 8606174 A1 WO8606174 A1 WO 8606174A1
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WO
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signal
level
frequency
measured
detuning
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Application number
PCT/JP1986/000183
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English (en)
French (fr)
Inventor
Hiroshi Itaya
Goro Saito
Original Assignee
Anritsu Corporation
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Publication date
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R17/00—Measuring arrangements involving comparison with a reference value, e.g. bridge
    • G01R17/02—Arrangements in which the value to be measured is automatically compared with a reference value
    • G01R17/06—Automatic balancing arrangements
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
    • G01R23/16—Spectrum analysis; Fourier analysis
    • G01R23/173—Wobbulating devices similar to swept panoramic receivers

Definitions

  • the present invention provides a method for automatically detuning a detuning phenomenon caused by a change in electronic characteristics of a resolution bandwidth filter employed in a heterodyne-type signal measuring device inside the measuring device, and a method for detuning correction. And a method and apparatus for measuring the phase difference between the signals under test.
  • various measuring devices such as a selective level meter, a spectrum analyzer, and a network analyzer have been developed.
  • Fig. 1 shows a typical configuration of a selection level meter employing the conventional heterodyne method.
  • the basic operation of the selection level menu based on the heterodyne method is as follows.
  • the input signal to be measured input from the input terminal 101 is mixed with the oscillation output signal of the local oscillator 102 inside the measuring device by the mixer 103.
  • An intermediate frequency signal (hereinafter, referred to as an IF signal) is output from the mixer 103.
  • the intermediate frequency signal subjected to heterodyne conversion is band-limited by the resolution bandwidth filter 104 and further detected by the detector 105.
  • This detection output is analog one digit
  • the digital signal is converted into a digital signal by the digital conversion unit 108, and after being subjected to predetermined signal processing by the data processing unit 107, is displayed on the CRT display unit 108.
  • FIG. 2 shows a typical configuration of a conventional network Z spectrum analyzer employing a heterodyne system, and its operation will be described below.
  • the network Z spectrum analyzer has two input terminals, an R (reference signal) channel input terminal 109 and a T (test signal) channel input terminal 110.
  • the input signal under test input from these two channel terminals is input to the first and second mixers 112 and 113, respectively, and mixed with the oscillation output signal of the internal local oscillator 111 common to these mixers 112 and 113. Is performed. That is, heterodyne conversion is performed by these mixers 112 and 113.
  • the outputs of these mixers 112 and 113 are band-limited by first and second resolution bandwidth filters 114 and 115, and are further detected by first and second detectors 116 and 117.
  • the outputs of the first and second detectors 116 and 117 are converted into digital signals by an analog-to-digital converter 118, and after a predetermined signal processing by a data processor 119, are displayed on a CRT display device 120.
  • the input signals to be measured on both signal channels are filtered by the resolution bandpass filters 114 and 115, and then added to the phase detector 121 to determine the phase difference. Obtained as analog voltage. This is converted into a digital signal by an analog-to-digital converter 118, and after a predetermined signal processing by a data processor 119, is displayed on a CRT display device 120.
  • the filtering center frequency (F) of the resolution bandwidth filter fluctuates due to factors such as temperature drift and aging of this filter. .
  • the filter characteristics of a resolution bandwidth filter are generally affected by temperature drift and / or aging.
  • an externally synthesized oscillator (not shown) with stable frequency and output signal level was prepared, for example, by generating the local oscillator 102 of the measuring apparatus shown in FIG. by sweeping the frequencies to measure the detuning curve G 3 such as that shown in Figure 4. Then read Ficoll Rutareberu L 3 having a predetermined frequency F 3 in the curve G 3, the difference between the set level L a of an oscillator is Synthesized - obtained as the correction value (L 3 L 0). Error due to detuning by using the correction value (L 3 - L a) a method of correcting has been employed.
  • the first and second resolution bandwidth filters 114 and 115 of each signal processing channel are used.
  • the detuning of each of them has the disadvantage that an error occurs in the measured phase difference characteristics.
  • Another object of the present invention is to provide a heterodyne-type signal measuring device in which detuning of a resolution bandwidth filter due to temperature drift or the like is automatically corrected by detuning correcting means provided inside the measuring device.
  • a heterodyne-type signal measuring device which automatically corrects a measurement error included in a phase difference between a plurality of input signals while maintaining a tuning frequency of a resolution bandwidth filter at a predetermined frequency; and It is to provide a measuring method.
  • Heterodyne signal measurement having automatic detuning correction means of the present invention Means for generating a reference signal having a reference frequency and a predetermined signal level; means for generating a variable frequency signal having an oscillation frequency changed within a predetermined range; Means for receiving any one of the signals and performing heterodyning using the variable frequency signal to obtain a signal having an intermediate frequency; and means for dividing the intermediate frequency signal into a resolution bandwidth Means for obtaining a level peak value from an output from the bandwidth filtering means while changing the frequency of the variable frequency signal when the reference signal is received; and, based on the level peak value, the bandwidth filtering.
  • a tracking means for matching the tuning frequency of the means to the intermediate frequency; and a bandwidth-filtered input signal when the input signal under test is received.
  • a heterodyne-type signal measuring device characterized in that the level of the input signal under measurement is measured at a correct level.
  • the measuring device of the present invention includes a first signal processing channel for processing at least a first signal to be measured to be a reference, and a second signal processing channel for processing a second signal to be measured having a phase difference to be measured.
  • Yo Phase detecting means for detecting a phase difference between the reference signals j passed through the second band-pass filtering means, storage means for storing the detected phase difference as a reference phase difference, and the first and second filters.
  • Phase correction means for receiving the measurement signal and correcting the phase difference between the measured signals when the signal is passed through the first and second bandwidth filtering means based on the reference phase difference.
  • Fig. 1 is a block diagram showing the configuration of a typical conventional heterodyne-type signal measurement device.
  • Figure 2 is a block diagram showing the configuration of a typical conventional heterodyne network Z spectrum analyzer.
  • Fig. 3 is a diagram for explaining the level setting by detuning of the resolution resolution area filter.
  • Fig. 4 is an illustration of the filter tuning.
  • FIG. 5 is a block diagram of the basic configuration of the detuning correction mode of the signal measuring device of the present invention
  • Fig. 6 is a block diagram of the basic configuration of the phase correction mode.
  • FIG. 7 is a block diagram of one embodiment using the detuning correction code of FIG. 5,
  • FIG. 8 is a circuit showing an example of the band pass filter of FIG. 7, and FIG. 9 is a graph showing a tuning capacitance frequency curve versus a variable capacitance diode applied voltage.
  • FIG. 10 is a graph for explaining the tuning state of the embodiment of FIG. 7,
  • FIG. 11 is a block diagram of another embodiment using the phase correction mode of FIG.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a network / spectrum analyzer according to the present invention using the basic operation modes of FIGS. 5 and 6,
  • FIGS. 13 and 14 are flowcharts for understanding the typical operation of the analyzer of FIG.
  • FIG. 5 Basic operation mode of detuning correction
  • a signal measuring device 200 having an automatic detuning correcting means shown in FIG. 5 includes a reference signal generating unit (REF 1) for generating a reference signal S ref having a predetermined output level and a predetermined oscillation frequency as a measurement reference. 0 SC) 1 0 and, sweep rate pitch means for switching the criteria signal S ref and the signal S M to be measured from the reference signal generator Yuni' sheet 1 0
  • REF 1 reference signal generating unit
  • the output signal from the switch means 12 is converted to an intermediate frequency f 0 by a heterodyne method using a local oscillation signal S osc from a variable-type (sweep-type) local oscillation unit (VR-LOSC) 13.
  • a variable tunable resolution bandwidth filter (RBW-FLT) 15 that receives the output of the mixer unit 14 and tunes it to the intermediate frequency f0.
  • the filter 15 comprises a detuning correcting means 20 for automatically correcting the detuning of the output M from the filter 15 by a predetermined means.
  • the detuning correction means 20 mainly includes a filter peak value storage unit (1-MEM) 22, a tracking unit (TRC) 24, and a detuning correction calculation unit. ( ⁇ M —COR) 26.
  • the filter peak value storage unit 22 has a function of storing the filter output peak value ⁇ i when the resolution bandwidth filter 15 is tuned.
  • the tracking unit 24 supplies the reference signal S ref to the mixer 14 and changes the oscillation frequency of the local oscillation signal S osc gradually (sweep), the output level of the filter 15 is increased. Filter to obtain a peak value of 1. It has a function of matching the tuning frequency of 14 with the intermediate frequency fD.
  • the detuning correction calculation unit 26 is used for the input signal to be measured.
  • the output of the filter 15 that received S M is the peak value of the filter obtained by the reference signal S ref, which has already been recorded.
  • It has a function to perform calculation for correcting the detuning state based on 1.
  • the peak value i of the filter output is collected and stored in advance. That is, the reference signal generation unit 10 and the swept local oscillation unit 13 are driven, and the resolution is determined by the tracking action of the tracking unit 24 of the detuning correction means 20.
  • the peak value ⁇ i of the filter output of the bandwidth filter 15 is collected, and this is stored in the filter peak value storage unit 22 in advance.
  • the input signal under measurement is subjected to a predetermined heterodyne conversion to obtain a filter output M of the resolution bandwidth filter 15.
  • the filter output ⁇ M is subjected to a predetermined correction calculation ( ⁇ M- £ 1) by a detuning correction calculation unit 26 to obtain a desired (accurate) measured signal level S ⁇ detuned and corrected. It has gained.
  • detuning corrected measured signal levels s Me was is Kyoawase to the data processing means (not shown), further processing depending desired in is performed.
  • the output level of the reference signal generation unit 10 is set to a signal level convenient for measurement such as 0 dBin.
  • filter output curve G 2 of FIG. 3 is obtained.
  • the output peak that put the F 2 value is as d.
  • the output curve G 2 such as is the attitude curve during detuning off I filter 1 5, it is necessary to return to the tuning output curve in the diagram (which output peak value Ru ⁇ i der).
  • the frequency F 2 of the output pins one click level i recognizes, original (i.e., regular tuning) frequency F i Find the difference between The tuning frequency of the filter 15 is varied based on this difference.
  • the measuring device 30Q in the phase correction operation mode shown in Fig. 5 has at least two signal input channels (R-CH) and
  • T-CH These signal input channels (R-CH) and (T-CH) have switch means 12R and 12T and reference signal generation unit (REF-OSC) as in the configuration of Fig. 5.
  • R-CH signal input channels
  • T-CH have switch means 12R and 12T and reference signal generation unit (REF-OSC) as in the configuration of Fig. 5.
  • REF-OSC reference signal generation unit
  • the automatic detuning correction unit 30 has substantially the same function as the automatic detuning correction unit 20 shown in FIG. 5, but differs in the following points. That is, the frequency of the local oscillation signal S osc is swept, and the peak value of the output signal of each filter 15 R, 15 T-R, J2! — L) is the same, but does not store these peak values. The position at which these peak values were obtained, for example, the sweep The number and position (address) of the tap are obtained, and as described later, an element that changes the center frequency in each filter 15R, 15T, such as a variable capacitance diode, corresponds to this position. The difference is that a bias voltage is applied.
  • a tracking function that tunes the center frequency of each filter 15 R and 15 T to the output intermediate frequency of the mixers 14 R and 14 T using this bias voltage is applied to the detuning correction unit 30.
  • the tuning curve G 2 force of the correction Yuni' preparative 2 0 by a third view is the tracking operation such that shift to al G t is performed
  • the automatic phase correction unit 40 is provided with a phase detection means 42, a reference phase storage means 44 and a phase correction calculation means 46.
  • the phase detection means 42 is supplied with a filter output having a small detuning error, detects the phase difference between these output signals, and temporarily stores it as a reference phase difference value 0 ref. Stored in means 4.
  • Output Micromax _ beta thereof Fi le evening, detected by the phase detection hand stage 4 2 retardation ⁇ "between ⁇ Micromax _ tau.
  • This phase difference is urchin phase error I described above is included.
  • phase correction calculating means 46 This is a major cause temperature drill oice of filter 1 5 R, 1 5 ⁇ .
  • signal s M _ "measured obtained in the phase difference 0 M between s M _ T, pre
  • the predetermined (corrected) phase difference 0 Me is obtained by performing predetermined calculation processing in the phase correction calculating means 46 based on the stored reference phase difference 0 ref.
  • the above is the basic operation of the phase correction mode of the present invention.
  • the signal measuring device 400 shown in FIG. 7 has an input terminal 11 for receiving the input signal SRON, a reference oscillator 10, an input switching switch 12, a variable local oscillator 13, a mixer 14, Command bus filter 50, level peak position detector 25, tracking circuit 27, peak value memory 22, level correction arithmetic circuit 26, analog-to-digital converter 23, reference level memory 8, It is a detector 21. It is designed to output the corrected output signal s Me from the correction operation circuit 26.
  • the variable local oscillator 13 has a high frequency resolution, for example, a synthesizer type.
  • the reference oscillator 10 is phase-synchronized with the variable local oscillator 13 to stabilize its oscillation frequency. It is an oscillator.
  • the signal output level of the reference oscillator 10 is stabilized by a temperature-compensated automatic gain correction amplifier (not shown).
  • the absolute value of the output signal from the reference oscillator 10 is stored as a reference level in a reference level memory 28 (for example, a memory composed of ROM) in advance.
  • the tracking circuit 27 has a function of matching the tuning frequency at which the output level of the bandpass filter 50 peaks to the intermediate frequency f0 of the mixer 14. The method of matching the intermediate frequency f o will be described later.
  • the level peak position detector 25 when the mixing is performed by the mixer 14 by slightly changing the sweep frequency of the variable local oscillator 13 with respect to the reference level of the reference oscillator 10 and the reference frequency signal S osc. The position of the sweep frequency at which the peak value of the filter output level output from the bandpass filter 50 is maximum is detected.
  • the center frequency fc is set in the variable local oscillator 13.
  • the output of the band-pass filter 50 at that time that is, the filter output is collected as the digital output Mo of the analog-to-digital converter 23 after detection by the detector 21.
  • the sweep frequency of the variable local oscillator 13 is set to a frequency one step larger than the center frequency fc of the sweep dial.
  • the output of the node pass filter 50 at that time that is, the digital output M i of the analog-to-digital converter 3 is compared with the output M 0 described above.
  • the sweep frequency of the local oscillator 13 is changed from the dial position corresponding to the center frequency ⁇ c by 2 Set the frequency to the larger (or smaller) step, perform the same comparison operation as above, and then change the sweep step.
  • the output level of the know-pass filter 50 becomes the maximum at the sweep frequency at the previous dial step. This is obvious from the fact that the crystal type filter of the bandpass filter 50 has a single-peak characteristic, as described later. Similarly, in the case of ⁇ M o 0, the position of the sweep frequency at which the output level of the bandpass filter 50 becomes the maximum (specifically, the digital signal corresponding to this position) is set to the level. It can be detected by the peak position detector 25.
  • the first set frequency of the variable frequency signal is selected to be a frequency approximating the intermediate frequency output from the mixer 14, and then the approximation frequency is gradually increased. It is also possible to obtain the level peak value by changing the level. This has the advantage that the level peak value can be obtained in a short time when the local oscillation frequency stabilizes for a long time (eg, 0.1 Hz step).
  • the band pass filter 50 amplifies the intermediate frequency signal from the mixer 14 to a predetermined level by the NPN transistor 52.
  • the collector side of this transistor 52 has a filter circuit composed of a variable capacitance diode 54 and a crystal 56. Road is connected.
  • the variable capacitance diode 54 is kneaded so that the tracking voltage from the tracking circuit 27 (FIG. 7) is applied.
  • V reverse bias voltage
  • the tuning frequency output of this filter is amplified by an operational amplifier 58 to provide a bandpass filter 50 filter output.
  • the actually designed data is shown below.
  • the transistor 52 employs 2 SC1010, the variable capacitance diode 54 adopts FC53M, and the operational amplifier 58 adopts LF356.
  • the power supply voltage and the values of the capacitors and resistors are shown in FIG.
  • a variable capacitance diode applied voltage-frequency tuning curve 55 shown in FIG. 9 is obtained for the band filter 50. From the tuning curve 55 obtained in this way, the applied voltage V o for the variable capacitance diode corresponding to the tuning frequency f 0 is obtained. Then, the applied voltage VQ for the variable capacitance diode is changed to the variable capacitance diode of the bandpass filter 50. — Applied to node 54.
  • the tuning frequencies of vans Dopasufi Le evening 5 0 of the maximum output level is f 0 of curve K 2 shown in the first 0 FIG. That is, the curve shown in FIG. 10 (corresponding to the frequency f 1) is moved to the curve K 2, and the tuning frequency of the bandpass filter 50 can be matched with the intermediate frequency f 0 output from the mixer 14.
  • the curves in FIG. 10 correspond to the curves in FIG. 3).
  • the output level of the bandpass filter 50 at this time that is, the filter output level £ 1 detected by the detector 21 and digitized by the analog-to-digital converter 23 is peaked in the peak storage memory 23.
  • the switch means 12 is switched to the input signal under test, and the input signal under test s M is received.
  • the tuning frequency of the bandpass filter 50 matches the intermediate frequency fo output from the mixer 14, that is, is tuned.
  • the filter level M output from the analog-to-digital converter 23 when the input signal under test S u is measured is input to the level correction arithmetic circuit 26.
  • the level correction arithmetic circuit 26 has a peak level described in the peak value memory 22 and a reference level ⁇ stored in the reference level memory 22. Is read, ⁇ u — ⁇ £! One ⁇ . The correction operation of) is performed by the level correction operation circuit 26.
  • the filter output level S Me corrected and calculated by the level correction calculation circuit 26 is sent to the outside as an output of the measuring device 400.
  • the measurement is performed after the tuning frequency of the bandpass filter 50 is made to match the intermediate frequency fQ output from the mixer 14, so that the separation of the bandpass filter 50 is performed.
  • the detuning error due to the key is completely corrected.
  • the filter output level S Me is a value relatively corrected for an error occurring in a circuit system from the switch means 12 to the analog-to-digital converter 23.
  • the reference level memory 28 can be omitted.
  • detector 21, AZD converter 23, peak value memory 22, level peak position detector 25, tracking circuit 27, reference level memory 28, and level correction arithmetic circuit 26 is included in the detuning correction means 20 of FIG.
  • the detector 21, A / D converter 23, level peak position detector 25, and tracking circuit 27 are included in the tracking unit (TRC) 24 in FIG. .
  • the detuning of the filter itself is corrected. Performs a phase difference measurement between the two input signals. Therefore, since the detuning correction method already described in detail in FIGS. 5 and 7 is also employed in the present example apparatus, the description of this correction method will be simplified.
  • the tuning frequencies of the band-pass filters 50 R and 50 T in each signal channel are adjusted by the level-peak position detector 25 and the tracking circuit 27 to the corresponding mixer 1 It is assumed that they are the same as the output intermediate frequencies f 0 of 4 R and 14 T. In other words, in this apparatus 500, it is assumed that the automatic detuning correction described above is performed on the output of each bandpass filter 50R, 50T.
  • the above operation means that the carry-out has been completed for the detuning of the filters 14R and 14T due to temperature drift and the like.
  • the reference channel R—CH switch means 12 R and the test channel T—CH switch means 12 T together with the reference oscillator 10 (to the direction shown) Connect and supply the oscillation signal S ref of the reference oscillator 10 to the mixers 14 R and 14 T of each channel R-CH and T-CH.
  • the phase obtained from the phase detector 42 at this time is an analog-to-digital converter. It is digitized in 23 and stored in the reference phase memory 44 as the reference phase 0 ref.
  • both channels R- CH, T one CH sweep rate pitch means 1 2 R, 1 switches the 2 T both to the measured input signal side, the measured input signal is input to both channels s M _ R, S The phase difference of u ⁇ is measured.
  • Fi le evening outputs of both tea N'ne measured input signal inputted to the Le s M _ R, s M _ T is supplied to the phase detector 4 2, the phase difference is measured here.
  • the measured phase and data 0M digitally output from this analog-to-digital converter 23 are supplied to the correction operation means 46.
  • the correction operation circuit 46 the reference phase 0 ref already stored in the reference phase memory 44 is read, and the correction operation of 0 M - ⁇ ref is executed.
  • the output phase data 0MC corrected and calculated by the correction calculation circuit 46 becomes the final measured value of the measuring device 500.
  • the detuning of the band-pass filters 15R and 15T not only causes a shift in the center frequency of these filters but also causes the input signal s error in the phase difference between M _ R, s ⁇ _ ⁇ there was a want cormorant problem points occurred. Therefore, the device 500 of the present example has the advantages that the two kinds of disadvantages described above can be eliminated and the errors in other signal processing circuits can be relatively corrected by the automatic detuning correction means and the automatic phase correction means.
  • a network / sector analyzer 800 employing both the automatic detuning correction mode and the automatic phase correction mode according to the present invention will be described in detail with reference to FIG. ''
  • This third embodiment is related to the first embodiment (FIG. 7) and the second embodiment (FIG. 11) described above, so that the same or similar elements are the same.
  • the reference numerals are attached and the detailed description thereof is omitted.
  • the network Z spectrum analyzer 800 shown in Fig. 12 employs the triple heterodyne method.
  • the configuration of this analyzer 800 is provided with two signal processing systems of an R channel (R-CH) and a T channel (T-CH).
  • This R channel signal processing system includes a switch means 12 R, a three-stage mixer (R-MIX) 14 R-1, 14 R-2, 14 R-3, 3 types of resolution bandwidth filters 15 Rl, 15 R-2, 15 R-3, selectable between these filters Switch means 6 OA and 60 B, and a detector (R-DET) 21 R are provided.
  • REF-0SC reference signal generator
  • VR-L0SC variable local oscillator
  • L0SC fixed local oscillators
  • circuit elements shown in the figure are provided in the T channel signal processing system in the same manner as in the R channel, and therefore, description thereof is omitted.
  • the measuring device 800 includes a phase detector (P-DET) 42, 0 converter 23, a peak value memory (i-MEM) 22, a level peak position detector (LEV—PK—DET). 25, R channel level correction operation circuit (R — “-COR) 26 R, T channel level correction operation circuit: (T- M- COR) 26 T, reference level memory (REF— LEV—MEM) 28, reference phase memory (REF—PH—MEM) 44, phase correction operation circuit (PH—C0R) 46, and operation controller (OP—CONT) 90 are provided.
  • P-DET phase detector
  • i-MEM peak value memory
  • LEV—PK—DET level peak position detector
  • a measurement calibration controller (MES ZCAL-CONT) 80 is provided, to which the input means (INT) 82 and the sweep signal controller (SWP-CONT) 84 are connected.
  • a tracking means (TRC) 70 is provided, and the tracking means 70 includes a voltage-coded tape memory (VC-MEM) 71, a filter tracking voltage-coded memory (FLC- MEM) 72 2, Tracking controller for calibration (CAL -TR C-CONT) 7 3, Tracking controller for measurement It consists of a controller (MES-TRC-CONT) 74 and digital-to-analog converters 75,76.
  • the corrected measurement data is supplied to the data processing device (DT-PRO) 900.
  • the level of the measured input signal S M _ n, S ⁇ _ ⁇ is R Cha Detuning calibration can be performed on either channel or T channel.
  • the reference level memory 28 stores the output level of the reference oscillator 10 at the reference oscillation frequency f s ⁇ .
  • the voltage-coded table memory 71 of the tracking means end 0 stores a sample obtained as follows. That is, a resolution bandwidth filter 15 R-1 having a bandwidth of, for example, 3 Hz will be described.
  • Resolution bandwidth filter 15 R-Pico 3rd mixer 14 R-3 Intermediate frequency f.
  • a sweep frequency of, for example, 1/30 step from f 0 — ⁇ F to f Q + m F centered on is added by a separate measuring instrument (not shown).
  • the resolution bandwidth filters are not limited to the numbers shown in FIG. Also, the resolution bandwidth filters of R channel 15 R-1, 15 R-2, and 15 R-3 (for example, 3 ⁇ , 30 Hz, and 300 Hz) are the same as those of T channel. It goes without saying that the resolution bandwidth filters are provided corresponding to the bandwidths of 15 Tl, 15 T-2, and 15 T-3.
  • the calibration controller 80 accesses the voltage-coded table memory 71 via the calibration tracking controller ⁇ 3, and the resolution bandwidth filter 15 Reads the co one de variable capacitance diode applied voltage V Q for wavenumber fa.
  • the application of this code in the first digital one analyst port grayed converter 7 5 into an analog voltage V Q, variable capacitance Daio de 5 4 of the analog voltage VQ is the resolution bandwidth filter 1 5 R-1 Is done.
  • the measurement calibration controller 80 sends a control signal to the variable local oscillator 13A via the sweep signal controller 84, and the intermediate frequency output from the third mixer 14R-3 is f0.
  • the variable local oscillator 13A oscillates an oscillating frequency that changes in 1/30 steps from rm F to f 0 + lum F.
  • the output intermediate frequency Mazumi grasses 1 4 R-3 sets a variable local oscillator 1 3 A so as to f D, the output level M D obtained analog one digital converter 2 3 its' at that time Level peak position detector 25 detects and temporarily stores it.
  • the intermediate frequency output from mixer 14 R-3 is advanced by one step f.
  • the variable local oscillator 13 A is set by the sweep signal control means 84 to be + A FZ 15.
  • the output level M i obtained by the analog-to-digital converter 23 at this time is input to the level peak position detector 25, and the output level M i is compared with the output level MQ previously recorded. If Mi -Mo> 0, the variable local oscillator 13 A controls the sweep signal so that the intermediate frequency output from the mixer 15 R-1 is set to f 0 + 2 m FZ 15 which is further advanced by one step. is set by means 8 4, the output level M 2 is Ru obtained at this time. Then, the level of the output level M 2 input immediately by the level peak position detector 25 is compared with the output level Mi input previously. Is done. By repeating these processes, as described in FIGS. 7 and 11, the level of the sweep frequency at which the output level is maximized is determined by the level peak position detector 2 from the intermediate frequency f 0. Detected at 5.
  • the calibration tracking controller 73 accesses the voltage-coded table memory 71 and is stored in the voltage-coded table memory 71 in advance. Read the code of the applied voltage for the variable capacitance diode for the specified resolution bandwidth filter 15 R -1. This code is used as a tracking code for the resolution bandwidth filter 15R-1.
  • the measurement / calibration controller-80 is the sweep signal control means.
  • variable local oscillator 13A is set so that the intermediate frequency output from the mixer 14R-3 via 84 becomes f0. Then, a control signal is sent to the tracking controller 74 for measurement, and the tracking code of the resolution bandwidth filter 15 R-1 is read out from the filter tracking voltage code memory 72, and the first digital loop is read out. The signal is converted into an analog signal by the analog converter 75. This analog signal is applied to a variable capacitance diode 54 incorporated in the resolution bandwidth filter 15R-1. Thus the tuning frequency of the resolution bandwidth filter 1 5 R -1 is equal to the intermediate frequency f 0 to the output of the Mi grasses 1 4 R -3. The output level at this time is the analog-to-digital converter via the detector 21R.
  • This analog-to-digital converter 23 The digitalized output level i is stored in the peak memory 22.
  • Fig. 13 shows a chart for tracking voltage measurement in the detuning correction mode described above. Since the operation can be easily understood from this chart, a detailed description thereof will be omitted.
  • a resolution bandwidth for example, 3 Hz, and, for example, an R signal processing channel are designated from the input means 82, and a measurement command is input (the measurement / calibration controller 80 is switched to the switch means 12 R Is connected to the R channel input for receiving the input signal S M _ R.
  • the resolution bandwidth filter corresponding to the specified resolution bandwidth of 3 Hz 15 R -1 to 15 R
  • the switching means 60 A and 60 B operate to select from -3.Then, the tracking of the selected resolution bandwidth filter, for example, 15R-1 is performed by the measurement tracking controller 74.
  • the tracking code for this resolution bandwidth filter 15 R-1 is read out from the final tracking voltage code memory ⁇ 2, and is converted into an analog signal by the first digital-to-analog converter 75. Done The racking code voltage is applied to the variable capacitance diode 56 of the resolution bandwidth filter 15 R-1. Then, the corresponding reference level 0 is read from the reference level memory 28, and the above-mentioned selected resolution bandwidth filter 15 R-1 and the peak value 1 are calculated from the peak value memory 22 by the arithmetic controller 90. C Read these values Q and Jl 1 in the R channel level correction calculation circuit
  • R Chiya tunnel under measurement input signal that is connected to the input S M _ R level of R channel system of Sui Tsu switch means 1 2 R, first to third Mi grasses 1 4 Rl, 14 R-2, 14 R-3, switching means 60 A, resolution bandwidth filter 15 Rl, switching means 60 B, measured via detector 21.
  • Level of the measured input signal under test s M _ R is de-digitizing an analog one digital converter 2 3 and sent to R Chiya N'nerureberu correction operation circuits 2 6 R.
  • the measurement calibration controller 80 Under the control of the measurement calibration controller 80, it is connected to the reference oscillator 10 based on the R channel and T channel switch means 12R and 12T.
  • the reference oscillation signal from the reference oscillator 10 is simultaneously applied to the mixers 14R-l and 14T-1.
  • the reference phase 0 ref-1 of the resolution bandwidth filters 15 Rl and 15 T-1 obtained from the phase detector 42 is digitized by the analog-to-digital converter 23. For example
  • the resolution bandwidth and the phase are specified from the input means 82, and the measurement mode is input.
  • the measurement Z calibration controller 80 connects the switch means 12 R and 1'2 T to the R channel input S M _ R and the T channel input s M _ T on the input signal under measurement side, respectively. .
  • the switching means 60A, 60B and 6 are selected so that the resolution band width filter corresponding to the specified resolution bandwidth is selected as a pair from the R channel and the T channel. 0 C and 60 D are controlled. ⁇ ⁇
  • the tracking of the resolution bandwidth filter selected as a pair from the R channel and the T channel is performed by the measurement tracking controller 74, respectively. That is, the tracking code for the selected resolution bandwidth filter is read out from the filter tracking voltage code memory 72 and is analogized by the first digital analog converter 75.
  • the tracking voltage is applied to a variable capacitance diode (not shown) in the resolution bandwidth filter.
  • the reference phase memory 44 selects a reference phase for the pair of resolution bandwidth filters, for example, a pair of resolution bandwidth filters 15R-1, 15T-1. Then, the arithmetic controller 90 reads out the reference phase ⁇ ref-1 and
  • ⁇ ref-1 is transferred to the phase correction operation circuit 46.
  • phase difference of S ⁇ _ ⁇ is measured in the R and T signal processing channels.
  • Phase difference between the measured input signal under test s M _ n, s ⁇ _ ⁇ is digitized by an analog one digital converter 2 3 and sent to the phase capturing positive arithmetic circuit 4 6 above.
  • the phase correction operation circuit 46 performs a correction operation of 0 M - ⁇ ref _ 1 .
  • the calculation result is supplied to an external data processing device 900.
  • the input signal S M _n or to input the S M _ T is converted by the level correction circuit 26 R or 26 using the peak value ⁇ i obtained in advance and the reference level 0 as necessary to obtain the detuning error. Perform a capture. Therefore, a measured value level s MC free from detuning error is obtained.
  • phase difference measurement a phase difference of 0 M is obtained by making full use of the two signal processing channels. Predetermined phase correction is performed using the reference phase difference 0 ref obtained in advance to obtain the phase difference 0 M , and true phase difference data i6 Me can be obtained.
  • the level of the input signal to be measured is measured by automatically matching the resolution bandwidth filter to be used to the intermediate frequency, and this measured value is stored in advance. From the correction value of this resolution bandwidth field, Since the level is automatically corrected, the correct level value can be measured. In addition, since the calibration and measurement values are measured in the same circuit, errors in each circuit can be relatively corrected, so that a high level of accuracy and stability can be measured.
  • phase difference between the input signals has an effect of always obtaining a corrected true value.
  • a filter having various kinds of resolution bandwidths can be adopted, and there is an effect that a correct measured value with an error corrected can be easily obtained.
  • a reference oscillator is provided inside the measuring device, and a micro oscillator is provided. Since the carrier is controlled by the processor (not shown), there is an advantage that the calibration can be automatically executed inside the measuring device.
  • the operator only needs to press the button of the measuring device once or send a single command via an external controller, for example, via a GP-IB bus (not shown). The effect is that the brakes can be executed automatically. Therefore, there is an advantage that the calibration according to the present invention can be realized very easily, instead of performing a complicated calibration using an external standard measuring instrument as in a conventional measuring apparatus.

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Description

明 細 書 自動離調補正手段を有する
ヘテロダイ ン式信号測定方法および測定装置
[技術分野〗
本発明は、 ヘテロダイ ン式信号測定装置で採用されている 分解能帯域幅フィ ルタの電子的特性変化に起因する離調現象 を、 測定装置内部で自動的に離調補正する方法および、 離調 補正してから被測定信号間の位相差を測定する方法ならびに 装置に関するものである。
[技術背景]
，一般に、 電気信号の種々の特性^測定するに当り、 種々の 測定装置、 例えば選択レベルメ一夕、 スぺク トラムアナライ ザおよびネッ トワークアナライザ等が開発されている。
第 1図は、 従来のへテロダイ ン方式を採用した選択レベル メータの代表的な構成を示すものである。
このへテロダイ ン方式による選択レベルメ一夕の基本的な 動作は以下の通りである。
入力端子 101 から入力した被測定入力信号は、 測定装置内 部の局部発振器 102 の発振出力信号と ミ クサ 103 で混合され. 中間周波信号 （以下 I F信号と称する） がミ クサ 103 から出 力される。 即ち、 ヘテロダイ ン変換が行われる中間周波信号 は分解能帯域幅フィ ルタ 104 により帯域制限され、 さ らに検 波器 105 で検波される。 この検波出力はアナログ一ディ ジ夕 ル変換部 108 でディジタル信号に変換され、 データ処理部 107 で所定の信号処理後、 C R T表示部 108 に表示される。
また、 ヘテロダイ ン方式を採用した従来のネッ トワーク Z スぺク トラムアナライザの代表的な構成を第 2図に示し、 そ の動作を以下説明する。
ネッ 卜 ワーク Zスぺク トラムアナライザは R (基準信号） チャ ンネル入力端子 109 と T (テス ト信号） チャ ンネル入力 端子 110 の 2つの入力端子を持っている。 これら 2つのチヤ ンネル端子から入力された被測定入力信号は、 第 1および第 2 ミ クサ 112 , 113 にそれぞれ入力され、 これら ミ クサ 112 , 113 で共通の内部局部発振器 111 の発振出力信号と混合され る。 即ち、 ヘテロダイ ン変換がこれら ミ クサ 112 , 113 で行わ れる。 これら ミ クサ 112 . 113 の出力を第 1 , 第 2分解能帯域 幅フィ ルタ 114 , 115 で帯域制限され、 さ らに第 1， 第 2検波 器 116 , 117 で検波される。 これら第 1 , 第 2の検波器 116 , 117 の出力をアナログ一ディジタル変換部 118 でディジタル 信号に変換し、 更にデータ処理部 119 で所定の信号処理後、 C R T表示装置 120 に表示される。 一方、 両入力信号の位相 差測定の場合には、 両信号チャ ンネルの被測定入力信号を分 解能帯域フィ ルタ 114 , 115 で瀘波してから位相検波器 121 に 加えて、 位相差をアナログ電圧と して得る。 これをアナログ —ディジタル変換部 118 でディジタル信号に変換し、 データ 処理部 119 で所定の信号処理後、 C R T表示装置 120 に表示 される。
しかし乍ら、 これら従来の信号測定装置においては、 第 3 図に示すように、 分解能帯域幅フィ ルタのフィ ルタ リ ング中 心周波数 （ F ) が、 このフィ ルタの温度 ドリ フ トおよび経 年変化等の原因によつて変動してしまう欠点があつた。
即ち、 離調が発生していた。 第 3図で示したように、 一般 に分離能帯域幅フィ ルタのフィ ルタ特性は、 温度ドリ フ トお よび/または経年変化の影響を受ける。
即ち、 規定のフィ ルタの状態における特性カーブ と、 離調後のフィ ルタの状態における特性カープ G 2 とでは、 ピ —ク （中心） 周波数で （ F 2 - F！ ) 、 信号レベルで （ L 2 - L 1 ) のそれぞれの誤差を発生する。
これらの誤差を補正するために、 従来は外部に周波数およ び出力信号レベルの安定なシンセサイズされた発振器 （図示 せず） を用意し、 例えば第 1図の測定装置の局部発振器 102 の発生した周波数を掃引して第 4図に示された様な離調曲線 G 3 を測定する。 次にこの曲線 G 3 における所定の周波数 F 3 のフィ ルタレベル L 3 を読み取り、 シンセサイズされた 発振器の設定レベル L a との差 （ L 3 - L 0 ) を補正値とし て得る。 この補正値を用いて離調による誤差 （ L 3 - L a ) を補正する方法が採られていた。
従来このような離調補正方法では、 外部に基準となる信号 源を用意しなければならず、 かつ校正操作が大変複雑である という欠点があった。
更に、 第 4図から判る様に離調曲線 G 3 のピーク点ではな く、 左側スロープの所定の点において校正データを得るため、 補正後もレベルデ一夕の安定性が離調の為に悪いという欠点 があった。
更にまた、 分解能帯域幅フィ ル夕のみならず、 このフィ ル 夕以外の回路素子による レベル ドリフ トが生じてしまい、 測 定結果に対して誤差を補償できないという欠点があつた。
第 2図の従来のネヅ トワーク/スペク トラムアナライザの 回路構成において 2つの入力信号間の位相差特性を測定する 場合、 各信号処理チャ ンネルの第 1， 第 2分解能帯域幅フィ ルタ 114 , 115 がそれぞれ離調することにより、 位相差特性測 定値に誤差が生じる欠点があつた。
[発明の開示]
本発明の目的は、 温度ドリフ ト等による分解能帯域幅フィ ル夕の離調を、 測定装置内部に設けられた自動離調捕正手段 によって自動的に補正したヘテロダイ ン式信号測定装置およ び測定方法を提供することにある。
また、 本発明の目的は、 温度 ドリ フ ト等による分解能帯域 幅フィ ルタの離調を測定装置内部に設けられた離調補正手段 によって自動的に補正したヘテロダイ ン式信号測定装置にお いて、 分解能帯域幅フィ ルダの同調周波数を所定周波数に維 持し乍ら、 入力された複数の入力信号間における位相差に包 含された測定誤差を自動的に補正したヘテロダイ ン式信号測 定装置および測定方法を提供することにある。
上述した本発明の目的および他の目的は、 以下に規定する ヘテロダイ ン式信号測定装置を設けることによって実現でき な
本発明の自動離調補正手段を有するヘテロダイ ン式信号測 定装置は、 基準周波数および所定の信号レベルを有する基準 信号を発生する手段と、 所定の範囲内で発振周波数を変化さ せた可変周波数信号を発生させる手段と、 この基準信号およ び被測定信号のいずれか一方の信号を受信して、 前記可変周 波数信号を用いてヘテロダイ ン混合させることによって中間 周波数を有する信号を得る手段と、 この中間周波数信号を分 解能帯域幅璩波する手段と、 前記基準信号を受信した時に、 前記可変周波数信号の周波数を変化させながら前記帯域幅濾 波手段からの出力より レベルピーク値を得る手段と、 このレ ベルピーク値に基いて、 前記帯域幅濾波手段の同調周波数を 前記中間周波数に一致させる トラ ッキング手段と、 前記被測 定入力信号を受信したときに、 帯域幅瀘波したこの被測定入 力信号のレベルを、 前記レベルピーク値に基いて離調による レベル誤差の補正演算する手段とを具え、 前記被測定入力信 号のレベル測定時に、 前記帯域幅濾波手段に生じる離調誤差 を補正することによって、 この被測定入力信号のレベルを正 しいレベルで測定するようにしたことを特徵とするヘテロダ ィ ン式信号測定装置。
また、 本発明の測定装置は、 少なく とも基準となるべき第 1被測定信号を処理する第 1 の信号処理チヤ ンネルと、 測定 すべき位相差を有する第 2被測定信号を処理する第 2の信号 処理チャ ンネルとを設け、 これら第 1 および第 2被測定信号 間の位相差を測定するに当り、 基準周波数および所定の信号 レベルを有する基準信号を発生させる手段と、 発振周波数を 所定の範囲内で変化させた可変周波数信号を発生させる手段 と、 この基準信号、 前記第 1および第 2被測定信号のいずれ か一方の信号を受信して、 前記可変周波数信号を用いてへテ 口ダイ ン混合させることにより第 1および第 2の中間周波数 を有する信号手段と、 この第 1および第 2中間周波数信号を それぞれ分解能帯域幅瀘波する第 1および第 2の分解能帯域 幅濾波手段と、 前記基準信号を受信した時に、 前記可変周波 数信号の周波数を変化させながら、 前記第 1 および第 2の帯 域幅濾波手段から第 1 および第 2のレベルピーク値を得る手 段と、 これら第 1 および第 2のレベルピーク値に基いて、 前 記第 1および第 2帯域幅濾波手段において生じるそれぞれの 離調を補正する トラ ッキング手段と、 前記基準信号を受信し て前記第 1 および第 2のレベルピーク値を得た時における、 前記第 1および第 2帯域瀘波手段を通過したこの基準信号間 j の位相差を検出する位相検出手段と、 この検出した位相差を 基準位相差として記憶する記憶手段と、 前記第 1 および第 2 の被測定信号を受信し、 前記第 1 および第 2帯域幅瀘波手段 を通過させたときのこれら被測定信号間の位相差を、 前記基 準位相差に基いて位相補正する位相補正手段とを具え、 これ ら第 1 および第 2の被測定信号間の位相差を自動的に捕正す るようにしたことを特徵とするヘテロダイ ン式信号測定装置。
[図面の簡単な説明]
第 1図は、 従来の代表的なヘテロダイ ン式信号測定装置の 構成を示すプロックダイヤグラム、
第 2図は、 従来の代表的なヘテロダイ ン式ネッ トワーク Z スペク トラムアナライザの構成を示すプロックダイヤグラム、 第 3図は、 分解能蒂域蒂フィ ルタの離調によるレベル設定 を説明する図、
第 4図は同じく フィ ルタの同調説明図、
第 5図は、 本発明の信号測定装置の離調補正モー ドの基本 構成のブロッ クダイヤグラム、
第 6図は、 同じく位相補正モー ドの基本構成のプロッ クダ ィャグラム、
第 7図は、 第 5図の離調補正乇一 ドを利用した一実施例の ブロッ クダィャグラム、
第 8図は、 第 7図のバン ドパスフィ ルタの一例の回路、 第 9図は、 可変容量ダイオー ド印加電圧対同調周波数曲線 を示すグラフ、
第 1 0図は、 第 7図の実施例の同調状態を説明するための グラフ、
第 1 1 図は、 第 6図の位相補正モー ドを利用した他の実施 例のブロッ クダイヤグラム、
第 1 2図は、 第 5図および第 6図の基本的動作モー ドを利 用した本発明によるネッ トワーク /スぺク トラムアナライザ の構成を示すプロッ クダイヤグラム、
第 1 3図および第 1 4図は、 第 1 2図のアナライザの代表 的な動作を理解するためのフローチヤ一 トである。
[実施の最良の形態]
離調補正の基本的動作モー ド 本発明の信号測定装置の種々の実施例を詳述する前に、 本 発明測定装置の基本的な離調補正動作モー ドを第 5図を参照 し乍ら説明する。
第 5図の自動離調補正手段を有する信号測定装置 200 には、 測定基準となる所定の出力レベルと所定の発振周波数を有す る基準信号 S ref を発生する基準信号発生ユニッ ト （R E F 一 0 S C ) 1 0 と、 この基準信号発生ュニッ ト 1 0からの基 準信号 S ref と被測定信号 S M とを切換えるスィ ッチ手段
1 2 とを設ける。 更に、 このスイ ツチ手段 1 2からの出力信 号を可変型 （掃引式） 局部発振ュニッ ト （V R - L O S C ) 1 3からの局部発振信号 S osc を用いてヘテロダイ ン方式に よって中間周波数 f 0 に変換する ミ クサユニッ ト （M I X) 1 4 と、 このミ クサユニッ ト 1 4の出力を受信して中間周波 数 f 0 に同調可能な可変同調型分解能帯域幅フィ ルタ （R B W— F L T) 1 5 と、 このフィ ルタ 1 5から.の出力 M の離 調を所定の手段によって自動的に補正する離調補正手段 2 0 とを以つて構成されている。
この離調補正手段 2 0 は、 主として第 5図に示すように、 フィ ルタ ピーク値記憶ユニッ ト （ 1 -M E M) 2 2 と、 ト ラッキングユニッ ト （T R C ) 2 4 と、 離調補正演算ュニッ ト （^ M — C O R) 2 6 とから構成されている。 このフィ ル 夕 ピーク値記憶ュニッ ト 2 2 は、 分解能帯域幅フィ ル夕 1 5 が同調したときのフィ ルタ出力のピーク値^ i を記憶する機 能を有する。 トラッキングユニッ ト 2 4は、 基準信号 S ref をミ クサュニッ ト 1 4に供給すると共に局部発振信号 S osc の発振周波数を漸進的に変化 （掃引） させたときに、 フィ ル 夕 1 5の出力レベルのピーク値 1 を得るためにフィ ルタ 1 4の同調周波数をこれの中間周波数 f D に一致させる機能 を有する。 離調補正演算ュニッ ト 2 6 は、 被測定入力信号
S M を受信したフィ ルタ 1 5の出力を、 すでに記億されてい る、 基準信号 S ref によって得られたフィ ルタのピーク値
1 に基いて離調状態を補正するための演算を行なう機能を 有する。
以上の離調の自動的補正の基本的動作モー ドを要約すると 以下の通りである。
最初、 入力信号のレベル測定に先立って、 フィ ルタ出力の ピーク値 i を予め収集し記憶しておく。 即ち、 基準信号発 生ユニッ ト 1 0 と、 掃引式局部発振ュニッ ト 1 3 とを ドライ ブし、 更に、 離調補正手段 2 0の トラッキングユニッ ト 2 4 の トラキン.グ作用によつて、 分解能帯域幅フィ ルタ 1 5のフ ィ ルタ出力のピーク値^ i を収集し、 これをフィ ルタピーク 値記憶ュニッ ト 2 2に予め記憶する。
次にレベル測定において、 被測定入力信号 を所定のへ テロダイ ン変換して分解能帯域幅フィ ルタ 1 5のフィ ルタ出 カ^ M を得る。 このフィ ルタ出力^ M を離調補正演算ュニッ ト 2 6で所定の補正演算 （^ M - £ 1 ) を行なって、 離調捕 正された所望の （正確な） 被測定信号レベル S ^を得ている。
このようにして得られた、 離調補正された被測定信号レべ ル s Meは、 図示しないデータ処理手段に供袷され、 所望に応 じて更に別の処理が施される。
こ こで、 基準信号発生ユニッ ト 1 0 の出力レベルは、 0 dBin 等の測定に都合の良い信号レベルに設定されているもの とする。
また、 トラッキングユニッ ト 2 4の機能を要約すると、 局 部発振信号 S osc の掃引された信号によって例えば、 第 3図 のフィ ルタ出力曲線 G 2 が得られる。 この場合、 F 2 におけ る出力ピーク値が d とする。 のような出力曲線 G 2 はフ ィ ルタ 1 5の離調時の出方曲線であるので、 同図の同調出力 曲線 に戻す必要がある （これの出力ピーク値が^ i であ る） 。 これは、 フィ ルタ 1 5の出力を トラッキングュニッ ト 2 4で受信して、 この出力ピ一ク レベル i の周波数 F 2 を 認識して、 本来の （即ち、 正規の同調） 周波数 F i との差を 求める。 この差に基いて、 フィ ルタ 1 5の同調周波数を変'化 させる。 換言すれば、 第 3図の曲線 G 2 の中心周波数 F 2 を 曲線 の中心周波数 F 1 の位置へ移動させる。 つま り、 温 度ドリ フ ト等によつて本来のフィ ルタの共振カープ G 1 に、 離調したフィ ルタの出力カープ G 2 をシフ トすることを トラ ッキング機能と定義する。
第 3図のカーブ G i ， G 2 から容易に理解出来るように、 一般に離調が起ると、 中心 （同調） 周波数が偏移するだけで なく 、 そのレベルも変化することが知られている。 従って、 このトラッキング機能によって、 中心周波数を F 2 から F t に正確にシフ トさせれば所期の目的は達成できる。 その理由 は、 このような トラッキング処理の後に、 フィ ノレ夕のピーク 位置でレベルの補正を行なう ことができるからである。
位相補正の基本的動作モー ド
次に、 本発明測定装置の基本的な位相補正動作モー ドを第 6図を参照し乍ら説明する。
第 5図の構成要素と同一または類似のものには同一参照番 号を使用するものとする。
第 5図に示す位相補正動作モー ドによる測定装置 30Q は、 少なく とも 2つの信号入力チヤ ンネル （R— C H) および
(T - C H) を有する。 これら信号入力チャ ンネル （R— C H) , (T一 C H) には第 5図の構成と同様に、 スィ ッチ手 段 1 2 Rおよび 1 2 T、 基準信号発生ュニッ ト （R E F - O S C ) 1 0、 可変型 （掃引式） 局部発振ュニッ ト （V R— L NO ) 1 3、 ミ クサユニッ ト （R— M I X, L - M I X) ϋ οリ
1 4 R， 1 4 T、 分解能帯域幅フィ ルタ （R— R BW— F L Τ, T - R BW- F L T) 1 5 R, 1 5 Tが設けられている ( これらフィ ル夕は広帯域幅フィ ルタであり、 例えば 3 dB帯域 幅が 1 O K Hz となっている。 これらフィ ルタ 1 5 R，' 1 5 Tの出力からフィ ル夕の離調を補正する自動離調補正ュニッ ト （D T— C O R) 3 0および両入力信号 S M_R , S Μ_τ 間 の位相差を補正する自動位相補正ユニッ ト （ P H— C O R) 4 0がこれらフィ ルタ 1 5 R, 1 5 Tの出力側に設けられて いる。
この自動離調捕正ュニッ ト 3 0 は、 第 5図の自動離調補正 ュニッ ト 2 0 と実質的に同じ機能であるが、 以下の点が相違 する。 即ち、 局部発振信号 S osc の周波数を掃引して各フィ ルタ 1 5 R, 1 5 Tの出力信号のピーク値 - R, J2 ！ — L ) を求めるのは同じであるが、 これらピーク値を記憶し ない。 これらピーク値が得られた時の位置、 例えば掃引ステ ップの番号， 位置 （ァ ドレス） 等を得て、 後述するように各 フィ ルタ 1 5 R, 1 5 T内の中心周波数を変化させる素子、 例えば可変容量ダイォー ドに、 この位置に対応するバイァス 電圧を印加する点が相違する。 このバイァス電圧によって各 フィ ル夕 1 5 R, 1 5 Tの中心周波数をミ クサュニッ ト 1 4 R, 1 4 Tの出力中間周波数に同調させる トラッキング機能 が、 この離調捕正ュニッ ト 3 0 に設けられている。 換言すれ ば、 この補正ュニッ ト 2 0 によって第 3図の同調曲線 G2 力、 ら G t へのシフ トが行なわれるように トラッキング作動させ
—方、 自動位相補正ュニッ ト 4 0 には、 位相検出手段 4 2、 基準位相記憶手段 4 4および位相補正演算手段 4 6が設けら れている。 この位相検出手段 4 2 は、 上述のしたように離調 誤差の少ないフィ ルタ出力が供給され、 これら出力信号間の 位相差が検出され、 基準位相差値 0 ref として一時的に基準 位相記億手段 4 に記憶される。 次に、 被測定 号 S M一 β , S Μ_τ をそれぞれの入力チヤ ンネル R— C H, Τ— C Hに供 給して各フィ ルタ 1 5 R， 1 5 Tで帯域幅瀘波する。 これら フィ ル夕の出力 Μ_β , ^ Μ_τ 間の位相差 ø " を位相検出手 段 4 2 によって検出する。 この位相差 には、 前述したよ うに位相誤差が包含されている。 これは、 フィ ルタ 1 5 R, 1 5 Τの温度ドリ フ トが主要原因である。 このようにして得 られた被測定信号 s M_„ , sM_T 間の位相差 0 M を、 予じめ 記憶した基準位相差 0 ref に基いて位相補正演算手段 4 6で 所定の演算処理して所望の （補正された） 位相差 0 Meを得る。 以上が、 本発明の位相補正モー ドの基本的な動作である。
自動離調補正手段
第 7図を参照し乍ら本発明の第 1 の動作モー ドである自動 離調補正手段を有する信号測定装置 400 の一実施例を詳述す る。 この測定装置 400 には第 5図に示した離調補正手段の基 本的な原理が採用されている。 従って、 第 5図の回路素子と 同一または類似のものには同一参照番号を付して、 その動作 説明を簡単に行なう ものとする。
第 7図の信号測定装置 400 には、 入力信号 S„ を受信する 入力端子 1 1 と、 基準発振器 1 0、 入力切換スィ ッチ手段 1 2、 可変局部発振器 1 3、 ミ クサ 1 4 、 ノく ン ドバスフィ ル 夕 5 0、 レベルピーク位置検出器 2 5、 トラ ッキング回路 2 7、 ピーク値メ モリ 2 2、 レベル補正演算回路 2 6、 アナ ログ一ディジタル変換器 2 3、 基準レベルメモリ 8および 検波器 2 1である。 補正演算回路 2 6 より補正された出力信 号 s Meが出力されるように設計されている。 。
可変局部発振器 1 3 は周波数分解能の高い、 例えばシンセ サイザ方式のものが用いられ、 基準発振器 1 0 は可変局部発 振器 1 3 と位相同期し、 その発振周波数の安定化がはかられ ている発振器である。 また基準発振器 1 0の信号出力レベル は、 温度補償した自動利得補正増幅器 （図示せず） により安 定化されている。 基準発振器 1 0からの出力信号の絶対値が、 基準レベル と して予じめ基準レベルメモリ 2 8 (例えば、 R O Mより構成されたメ モリ） に記憶される。
ノ、ン ドパスフィ ルタ 5 0 は第 5図および第 6図の分解能帯 域幅フィ ルタ 1 5 と同じ機能を有するフィ ルタである。 この フィ ルタ 5 0の内部構成は後述する。
トラ ッキング回路 2 7 は、 バン ドパスフイ ノレタ 5 0の出力 レベルがピークとなる同調周波数をミ クサ 1 4の中間周波数 f 0 に一致させる機能を有する。 その中間周波数 f o に一 致させる方法は後述する。
レベルピーク位置検出器 2 5 は、 基準発振器 1 0の基準レ ベル 及び基準周波数信号 S osc に対し可変局部発振器 1 3の掃引周波数を微小変化させることにより、 ミ クサ 1 4 でミキシングを行つたとき、 バン ドパスフィ ルタ 5 0から出 力されるフィ ルタ出力レベルのピーク値が最大となる掃引周 波数の位置を検出する。
このフィ ルタ出力レベルのピーク値が最大となる掃引周波 数の位置'を検出する方法には、 例えば可変局部発振器 1 3 に その中心周波数 f cを設定する。 そのときのバン ドパスフィ ルタ 5 0の出力、 すなわちフィ ルタ出力を検波器 2 1で検波 した後のアナ口グーディジタル変換器 2 3のディジタル出力 M o として収集する。 次に可変局部発振器 1 3 の掃引周波数 を上述の中心周波数 f cより掃引ダイヤルの 1 ステツプ大き い周波数に設定する。 そのときのノくン ドパスフィ ルタ 5 0 の 出力、 即ちアナログ一ディジタル変換器 3のディジタル出 力 M i と、 上述の出力 M 0 とを比較する。 このとき M i — M o 〉 0ならば極大値は中心周波数 f c より 1 ステツプ大き い周波数側にあることが判断できる。 次に局部発振器 1 3 の 掃引周波数を中心周波数 ί c に相当するダイヤル位置より 2 ステップ大きい （または小さい） 周波数に設定し上述と同じ 比較動作を行ない、 次に掃引ステップを変化させる。 A / D 変換器 2 3の出力データが M i + i — く 0 ( i = l , 2 ,
3 , …） になったときには、 その 1つ前のダイヤルのステツ プでの掃引周波数のとき、 ノくン ドパスフィ ルタ 5 0の出カレ ベルが最大となる位置であることが判る。 これは、 後述する ようにバン ドパスフィ ルタ 5 0の水晶式フィ ル夕が単峰特性 であることから自明である。 また、 - M o く 0の場合も 全く 同様にして、 バン ドパスフィ ル夕 5 0の出力レベルが最 大となる掃引周波数の位置 （詳述すれば、 この位置に対応す るディジタル信号） をレベルピーク位置検出器 2 5 によって 検出することができる。
- また、 レベルピーク馇の収集方法において、 可変周波数信 号の最初の設定周波数を、 ミ クサ 1 4から出力される'中間周 波数に近似した周波数に選択し、 次にこの近似した周波数を 漸進的に変化させることにより レベルピーク値を得ることも できる。 これによつて、 局発周波数の安定までの時間が長い 場合 （例えば、 0 . 1 H z ステップ） に、 短時間でレベルピ —ク値が得られる利益がある。
すでに説明したバン ドパスフィ ルタ 5 0の代表的な内部回 路について、 第 8図を参照しながら説明する。
このバン ドパスフィ ルタ 5 0 は、 ミ クサ 1 4からの中間周 波数信号を N P N トランジスタ 5 2で所定レベルまで増幅す る。 この トラ ンジスタ 5 2のコレクタ側には、 可変容量ダイ オー ド 5 4およびク リスタル 5 6 より構成されるフィ ルタ回 路が接続されている。 この可変容量ダイォー ド 5 4 には トラ ッキング回路 2 7 (第 7図） からの トラ ツキング電圧が印加 されるように接練されている。 この印加される逆バイァス電 圧 （ V ) を変化させることによって、 このフィ ルタ 5 0の同 調周波数のピーク位置が変化する。 即ち、 ク リ スタル 5 6の 共振周波数が変化する。 このフィ ルタの同調周波数出力を演 算増幅器 5 8で増幅してバン ドパスフィ ル夕 5 0のフィ ルタ 出力とする。
実際に設計したデータを以下に示す。 トランジスタ 5 2 は 2 S C 1010, 可変容量ダイオー ド 5 4は F C 53 M , および演 算増幅器 5 8 は L F 356 を採用した。 電源電圧ならびにコ ン デンサおよび抵抗の値は第 8図に記載してある。
次にフィ ル夕のピーク値の収集方法について説明する。 予 じめスィ ッチ手段 1 2を基準発振器 1 0側に切換えて、 基準 発振信号 S ref を受信できるようにセッ 卜する。
今、 周囲温度の変化或いは経年変化等のため、 バン ドバス フィ ルタ 5 0の最大出力レベルとなる周波数がミ クサ 1 4の 出力する中間周波数 f 0 から厶 f だけずれ、 周波数 f 1 とな つている ものとする （第 1 0図参照） 。 この離調した周波数 のずれ Δ f を解消するため、 第 9図に示した可変容量ダイォ ― ド印加電圧一周波数同調曲線 5 5をバン ドバスフィ ルタ 5 0 について求める。 このようにして求められた同調曲線 5 5から、 同調周波数 f 0 に対応する可変容量ダイォ一 ド用 の印加電圧 V o を求める。 そしてこの可変容量ダイオー ド用 の印加電圧 V Q をバン ドパスフィ ルタ 5 0 の可変容量ダイォ — ド 5 4 に印加する。 これにより、 バン ドパスフィ ル夕 5 0 の最大出力レベルとなる同調周波数は第 1 0図に示された曲 線 K 2 の f 0 となる。 即ち第 1 0図図示の曲線 (周波数 f 1 に相当） を曲線 K 2 に移動させ、 バン ドパスフィ ルタ 5 0の同調周波数はミ クサ 1 4の出力する中間周波数 f 0 と —致させることができる （この第 1 0図の曲線は第 3図の曲 線に対応している） 。 このときのバン ドパスフィ ノレタ 5 0 の 出力レベル、 即ち検波器 2 1で検波され、 アナ口グーデイジ タル変換器 2 3でディジタル化されたフィ ルタ出力レベル £ 1 をピーク値記億メモリ 2 3 にピーク値として記憶してお く。 以上の操作で測定装置 400 の離調キヤ リ ブレ一ショ ンが 兀 した β
次にスィ ッチ手段 1 2を被測定入力信号側に切り換え、 被 測定入力信号 s M を受信する。 被測定入力信号 S、， の測定の ときには、 上記説明から明らかな様にバン ドパスフィ ルタ 5 0 の同調周波数はミ クサ 1 4 の出力する中間周波数 f o に —致、 即ち同調している。 被測定入力信号 S u を測定したと きのアナログ一ディジタル変換器 2 3から出力されるフィ ル タレベル M はレベル補正演算回路 2 6 に入力する。 レベル 補正演算回路 2 6 にはピーク値メ モリ 2 2 に記載されている ピーク レベル 及び基準レベルメモリ 2 2 に記憶されてい る基準レベル^。 が読み出され、 ^ u — { £！ 一 ^。 ） の補 正演算がレベル補正演算回路 2 6で実行される。 レベル補正 演算回路 2 6で補正演算されたフィ ルタ出力レベル S Meは測 定装置 400 の出力として外部に送出される。 以上説明したように本発明によれば、 バン ドパスフィ ル夕 5 0 の同調周波数をミ クサ 1 4 の出力する中間周波数 f Q に 一致させてから測定しているので、 バン ドパスフィ ルタ 5 0 の離調による離調誤差が完全に補正される。 そしてフィ ルタ 出力レベル S Meはスィ ツチ手段 1 2からアナログ一ディジタ ル変換器 2 3 に至る回路系に生じる誤差を相対的に補正した 値となっている。
なお基準発振器 1 0の出力レベルを所定のレベル例えば 0 dBm にしておけば、 基準レベルメモリ 2 8を省略出来る。
第 7図から明らかなように、 検波器 2 1 , A Z D変換器 2 3， ピーク値メモリ 2 2 , レベルピーク位置検出器 2 5， トラ ッキング回路 2 7 , 基準レベルメ モリ 2 8およびレベル 補正演算回路 2 6 は、 第 5図の離調補正手段 2 0 に包含され る。 また、 検波器 2 1， A / D変換器 2 3 , レベルピーク位 置検出器 2 5およびトラ ッキング回路 2 7 は、 第 5図の トラ ッキングユニッ ト （T R C ) 2 4 に包含される ものである。
自動位相補正手段
第 1 1図を参照し乍ら本発明の第 2の動作モー ドである自 動位相補正手段を有する信号測定装置 500 の一実施例を詳述 する。 この測定装置 500 には第 6図に示した位相補正手段の 基本的な原理が採用されている。 従って、 第 6図の回路素子 と同一または類似のものには同一参照番号を付して、 その動 作説明を簡単に行なう ものとする。
また、 第 6図の基本構成に関連して説明したように、 本例 装置 500 においても、 最初にフィ ルタ自身の離調を補正して から、 2つの入力信号間の位相差の測定を実行している。 従 つて、 すでに第 5図および第 7図で詳述した離調補正方法が 本例装置においても採用されるので、 この補正方法の説明は 簡単に行う ものとする。
第 1 1図の本例の測定装置 500 においても、 第 6図と同時 に、 2系統の信号チャ ンネル R— C H , T— C Hを設ける。 更に、 前述したように、 それぞれの信号チャ ンネル中のバン ドパスフィ ルタ 5 0 Rおよび 5 0 Tの同調周波数は、 レベル ピーク位置検出器 2 5およびトラ ッキング回路 2 7 によって、 それぞれ対応のミ クサ 1 4 Rおよび 1 4 Tの出力中間周波数 f 0 に一 ¾しているものとする。 換言すれば、 この装置 500 では、 すでに説明した自動離調補正を各バン ドパスフィ ルタ 5 0 R， 5 0 Tの出力に対して行なっているものとする。
以上の操作は温度 ドリ フ ト等によるフィ ルタ 1 4 R , 1 4 Tの離調に対してキヤ リ プレーショ ンを完了したことを意味 するものである。
このようにして両チャ ンネル R— C H， T一 C Hのバン ド パスフィ ルタ 1 5 R， 1 5 Tの同調周波数がそれぞれ中間周 波数 f Q に一致した状態 （即ち離調補正された状態で） の下 で、 リ ファ レ ンスチャ ンネル R— C Hのスィ ッチ手段 1 2 R およびテス トチャ ンネル T一 C Hのスィ ッチ手段 1 2 Tをと もに基準発振器 1 0側 （図示の方向） へ接続し、 基準発振器 1 0 の発振信号 S ref を各チャ ンネル R— C H， T— C Hの ミ クサ 1 4 R , 1 4 Tにそれぞれ供給する。 このときの位相 検波器 4 2から得られた位相はアナログ一ディジ夕ル変換器. 2 3でディジタル化され、 基準位相 0 ref として基準位相メ モリ 4 4に記憶される。
次に両チャ ンネル R— C H， T一 C Hスィ ッチ手段 1 2 R， 1 2 Tをともに被測定入力信号側に切り換え、 両チャ ンネル に入力される被測定入力信号 s M_R , S u τ の位相差の測定 を行う。 被測定入力信号 s M— β ， s Μ_τ の測定のときには、 上記の説明から明らかな様に、 バン ドバスフィ ルタ 1 5 R, 1 5 Τの同調周波数は各ミ クサ 1 4 R， 1 4 Tの出力する中 間周波数 f 0 に一致、 即ち離調捕正されている。 両チャ ンネ ルに入力した被測定入力信号 s M_R , s M_T のフィ ル夕出力 が位相検波器 4 2に供給され、 こ こで位相差を測定する。 こ の位相差をアナログ一ディジタル変換器 2 3からディジタル 出力される測定位相,データ 0M は補正演算手段 4 6に供給さ れる。 この補正演算回路 4 6では、 基準位相メモリ 4 4にす でに記憶されている基準位相 0 ref を読み出し、 0M — Φ ref の補正演算が実行される。 補正演算回路 4 6で補正演 算された出力位相データ 0MCは、 この測定装置 500 の最終測 定値となる。
このとき上記記述した如く、 バン ドパスフィ ルタ 1 5 R, 1 5 Tの同調周波数を各ミ クサ 1 4 R， 1 4 Tの中間周波数 にそれぞれ一致させているので、 ノくン ドパスフィ ルタ 1 5 R, 1 5 Tの離調誤差が完全に補正される効果がある。 更に、 そ の上に u — ø ref の位相捕正は各チヤ ンネルのスィ ツチ手 段 1 2 R, 1 2 Tからアナログ一ディ ジタル変換器 2 3に至 る間の各回路素子に起因する位相誤差が相対的に捕正される 効果がある。
要約すれば、 本例の信号測定装置 500 においては、 バン ド パスフィ ルタ 1 5 R, 1 5 Tの離調によって、 これらフィ ル 夕の中心周波数の偏移が発生するだけでなく、 入力信号 s M_R ， s Μ_τ 間における位相差にも誤差が生じてしま う問 題点があった。 従って本例の装置 500 では、 自動離調補正手 段および自動位相補正手段によって、 上述した 2種類の欠点 を除去できると共に、 他の信号処理回路における誤差も相対 的に補正できる利点がある。
ネ ッ ト ワーク スぺク トルアナライザ
本発明による自動離調補正モー ドおよび自動位相補正モー ドの両モー ドを採用したネッ トワーク /スぺクタ トルアナラ ィザ 800 を第 1 2図を参照し乍ら詳述する。 ' この第 3の実施例は、 前述した第 1 の実施例 （第 7図） お よび第 2の実施例 （第 1 1図） と関連しているので、 同一ま たは類似素子については同一参照番号を付して、 それの詳細 な説明は省略する。
第 1 2図のネッ トワーク Zスぺク トルアナライザ 800 には、 卜 リ プルへテロダイ ン方式が採用されている。 このアナライ ザ 800 の構成は、 Rチャ ンネル （R— C H) および Tチャ ン ネル （T一 C H) の 2系統の信号処理系が設けられている。 この Rチャ ンネル信号処理系には、 前述の実施例と同様に、 スィ ッチ手段 1 2 R, 3段の ミ クサ （ R— M I X ) 1 4 R-1, 1 4 R-2, 1 4 R-3, 3種類の分解能帯域幅フィ ルタ 1 5 R-l, 1 5 R-2, 1 5 R -3と、 これらフィ ルタを選択切換え るためのスィ ッチ手段 6 O A， 6 0 B、 更に検波器 （ R— D E T) 2 1 Rが設けられている。 更に、 基準信号発生器 (R E F - 0 S C ) 1 0 , 可変局発発振器 （ V R - L 0 S C ) 1 3 A, 第 1および第 2固定局発発振器 （L 0 S C) 1 3 B および 1 3 Cが設けられている。
また Tチャ ンネル信号処理系にも、 図示の回路素子が Rチ ヤ ンネルと同様に設けられているので、 それらの説明は省略 する。
また、 この測定装置 800 には、 位相検波器 （P— D E T) 4 2 , 0変換器 2 3， ピーク値メ モリ （ i -MEM) 2 2 , レベルピーク位置検出器 （L E V— P K— D E T) 2 5 , Rチャ ンネル用レベル補正演算回路 （R— " - C O R) 2 6 R, Tチャ ンネル用レベル補正演^:回路 （T一 M - C OR) 2 6 T， 基準レベルメ モリ （R E F— L E V— ME M) 2 8 , 基準位相メモリ （R E F— P H— MEM) 4 4 , 位相補正演算回路 （ P H— C 0 R) 4 6， および演算 コン トローラ （O P— C ONT) 9 0を設ける。
また、 測定ノ校正コン トローラ （ME S ZC A L— C O N T) 8 0を設け、 これに入力手段 （ I NT) 8 2および掃引 信号コン トロ一ラ （SWP— C O NT) 8 4を接続する。 更 に、 トラッキング手段 （ T R C ) 7 0を設け、 この トラツキ ング手段 7 0には、 電圧コ一 ド化テ一プルメモリ （ V C— ME M) 7 1、 フィ ルタ トラ ッキング電圧コード化メモリ (F L C— MEM) 7 2、 校正用 トラッキングコン トローラ (C A L -TR C - C O NT) 7 3、 測定用 トラッキングコ ン トローラ （M E S — T R C— C O N T) 7 4及びディジタ ル一アナログ変換器 7 5 , 7 6で構成されている。 尚、 補正 された測定データはデータ処理装置 （D T— P R O) 900 に 供給される。
離調校正モー ド
第 5図から明らかな様に、 Rチヤ ンネル信号処理系と Tチ ャ ンネル信号処理系の 2チヤ ンネルが存在し、 被測定入力信 号 S M_n , S Μ_τ のレベルは Rチャ ンネル、 Tチャ ンネルい ずれのチヤ ンネルでも離調校正することができる。
基準レベルメモリ 2 8 には基準発振器 1 0の基準発振周波 数 f s における出力レベル^。 が A Dコ ンバータ 2 3を介 して予め記憶されている。 また トラッキング手段了 0の電圧 コー ド化テーブルメモリ 7 1 には次の様にして得られたテ一 プルが記憶されている。 すなわち、 例えば 3 Hz の帯域幅を 有する分解能帯域幅フィ ルタ 1 5 R-1について説明する。 分 解能帯域幅フィ ルタ 1 5 R-Πこ第 3 ミ クサ 1 4 R -3の中間周 波数 f 。 を中心にした f 0 — Δ Fから f Q +厶 Fまで例えば 1 / 3 0ステツプの掃引周波数を別個の測定器 （図示せず） で加える。 この 1 / 3 0ステップの掃引周波数ごとに （例え ば 0. 1 Hz のステップの幅で） 分解能帯域幅フィ ルタ 1 5 R-1の可変容量ダイォ一 ド 5 4 (第 8図） に印加する電圧を 変化し、 分解能帯域幅フィ ル夕 1 5 R-1から出力するフィ ル タ出力信号レベルがピークとなるときの可変容量ダイォ一 ド
5 4 に印加されている各電圧を読み取る。 つま り第 9図に 示された可変容量ダイォー ド印加電圧一周波数同調曲線を得 る。 f 0 —厶 Fから f 0 + A Fまでを 1 Z 3 0ステップにし た掃引周波数に対する可変容量ダイォー ドに印加された各電 圧をそれぞれコー ド化しテーブルを作成する。 このようにし て得られたテ一プルを分解能帯域幅フィ ルタ 1 5 R-1につい てのものとして電圧コー ド化テーブルメモリ 7 1に予め記憶 しておく。
以下同様にして、 Rチャ ンネルの残余の分解能帯域幅フィ ルタ 1 5 R-2, 1 5 R-3及び Tチヤ ンネルの分解能帯域幅フ ィ ルタ 1 5 T-1, 1 5 T-2, 1 5 T -3についても、 上記説明 のテ一プルをそれぞれ作成し、 それを電圧コード化テーブル メモリ 7 1に予め記憶しておく。
分解能帯域幅フィ ルタは、 第 1 2図に示された数に限られ るものではない。 また Rチヤ ンネルの分解能帯域幅フィ ルタ 1 5 R-1, 1 5 R-2, 1 5 R-3の各帯域幅 （例えば 3 Ηζ , 3 0 Hz , 3 0 0 Hz ) は Tチヤ ンネルの分解能帯域幅フィ ルタ 1 5 T-l， 1 5 T-2, 1 5 T-3の各帯域幅に対応して設 けられていることは言うまでもない。
次に入力手段 8 2から Rチヤ ンネルの分解能帯域幅フィ ル 夕 1 5 R -1を指定して校正 （キャ リ ブレーショ ン） モー ドが 入力されたものとする。 スィ ッチ手段 1 2 Rは基準発振器 1 0側に接続され、 フィ ル夕切換手段 6 0 Α， 6 0 Βは Rチ ャ ンネルの分解能帯域幅フィ ルタ 1 5 R-1を選び出すように 動作する。 測定 Ζ校正コン トロ一ラ 8 0は校正用 トラツキン グコン トロ一ラ Ί 3を介して電圧コ一 ド化テ一ブルメモリ 7 1をアクセスし、 分解能帯域幅フィ ルタ 1 5 R-1の中間周 波数 f a に対する可変容量ダイオー ド用印加電圧 VQ のコ一 ドを読み出す。 そしてこのコー ドを第 1 ディジタル一アナ口 グ変換器 7 5でアナログ電圧 VQ に変換し、 このアナログ電 圧 VQ が分解能帯域幅フィ ルタ 1 5 R-1の可変容量ダイォー ド 5 4に印加される。
—方、 測定 校正コン トローラ 8 0 は掃引信号コン トロー ラ 8 4を介して可変局部発振器 1 3 Aに制御信号を送り、 第 3 ミ クサ 1 4 R -3の出力する中間周波数が f 0 —厶 Fから f 0 +厶 Fまで 1 / 3 0ステップで変化する発振周波数を、 可変局部発振器 1 3 Aから発振させる。 まずミ クサ 1 4 R-3 の出力する中間周波数を f D とするように可変局部発振器 1 3 Aを設定し、 そのときのアナログ一ディジタル変換器 2 3そ'得られた出力レベル MD をレベルピーク位置検出器 2 5が検出し、 一時記憶する。 次にミ クサ 1 4 R-3の出力す る中間周波数を 1ステップ進めた f 。 + A FZ 1 5 とするよ うに可変局部発振器 1 3 Aが掃引信号制御手段 8 4によって 設定される。 このときのアナログ一ディジタル変換器 2 3で 得られた出力レベル M i がレベルピーク位置検出器 2 5に入 力され、 前に記億されている出力レベル MQ といずれが大き いかを比較する。 Mi -Mo > 0ならばミ クサ 1 5 R-1の出 力する中間周波数をさ らに 1 ステップ進めた f 0 + 2 厶 FZ 1 5 とするように可変局部発振器 1 3 Aが掃引信号制御手段 8 4 によって設定され、 このときの出力レベル M2 が得られ る。 そしてレベルピーク位置検出器 2 5で今入力された出力 レベル M2 と前に入力された出力レベル Mi との大小が比較 される。 これらの処理を綠返すことにより、 第 7および 1 1 図で説明した通り、 出力レベルが最大となる掃引周波数の位 置を中間周波数 f 0 から何ステツプ目で生じたかがレベルピ ーク位置検出器 2 5で検出される。
この出力レベルが最大となるステップ数 Nをア ドレスとし て、 校正用 トラッキングコン トローラ 7 3 は電圧コー ド化テ —ブルメモリ 7 1をアクセスし、 電圧コー ド化テーブルメモ リ 7 1 に予め記憶されている分解能帯域幅フィ ル夕 1 5 R -1 についての可変容量ダイォード用印加電圧のコー ドを読み出 す。 このコ一 ドは分解能帯域幅フィ ルタ 1 5 R -1の トラ ツキ ングコー ドとしてフィ ル夕 トラツキング電圧コー ドメモリ
7 2 に記憶される。
次いで測定/校正コン トローラ - 8 0 は掃引信号制御手段
8 4を介してミ クサ 1 4 R -3から出力する中間周波数が f 0 となるように可変局部発振器 1 3 Aを設定する。 そして測定 用 トラッキングコン トローラ 7 4に制御信号を送り、 フィ ル タ トラ ッキング電圧コ一 ドメモリ 7 2から分解能帯域幅フィ ルタ 1 5 R -1の トラッキングコー ドを読み出させ、 第 1 ディ ジタルーアナログ変換器 7 5でアナログ信号に変換させる。 このアナログ信号は分解能帯域幅フィ ルタ 1 5 R -1に内蔵さ れている可変容量ダイォ一 ド 5 4に印加される。 これにより 分解能帯域幅フィ ルタ 1 5 R -1の同調周波数はミ クサ 1 4 R -3の出力する中間周波数 f 0 に一致する。 このときの出カレ ベルが検波器 2 1 Rを介してアナログ一ディジタル変換器
2 3 に入力される。 このアナログ一ディジタル変換器 2 3で ディ ジタル化された出力レベル i はフィ ル夕 ピーク値メモ リ 2 2に記億される。
このようにして分解能帯域幅フイ ルク 1 5 R -iについての 校正が完了する。
以下同様にして、 残余の分解能帯域幅フィ ルタ 1 5 R -2， 1 5 R -3についての校正を行う ことにより、 フィ ルタ トラ ッ キング電圧コー ドメモリ 7 2及びフィ ルタ ピーク値記憶メモ リ 2 2 には、 それぞれの トラ ッキングコー ド及び中間周波数 f 0 と一致したときのそれぞれの出力レベルが記億される。 以上説明した離調補正モ一 ドにおける トラ ッキング電圧測 定のフ口一チャー トを第 1 3図に示す。 このチャー トより動 作は容易に理解出来るのでその詳細な説明を省略する。
離調補正モー ドにおける信号測定
次に入力手段 8 2から分解能帯域幅例えば 3 H z 及び、 例 えば R信号処理チャ ンネルを指定し、 測定乇一 ドを入力する ( 測定/校正コン トローラ 8 0 はスィ ッチ手段 1 2 Rを被測定 入力信号 S M_R 受信用の Rチャ ンネル入力に接続する。 これ と同時に指定された分解能帯域幅 3 H z に該当する分解能帯 域幅フィ ルタ 1 5 R -1〜 1 5 R -3より選択するように切換手 段 6 0 A , 6 0 Bが作動する。 続いて選択された分解能帯域 幅フィ ルタ例えば 1 5 R -1の トラツキングが測定用 トラ ツキ ングコン トローラ 7 4 により行われる。 すなわちフィ ノレ夕 ト ラ ッキング電圧コー ドメモリ Ί 2からこの分解能帯域幅フィ ルタ 1 5 R -1についての トラ ッキングコ一 ドが読み出され、 第 1 ディ ジタル一アナログ変換器 7 5でアナログ化された ト ラ ッキングコ一 ド電圧が分解能帯域幅フィ ルタ 1 5 R-1の可 変容量ダイオード 5 6に印加される。 そして基準レベルメモ リ 2 8から対応する基準レベル 0 を読み出し、 ピーク値メ モリ 2 2から前述の選択された分解能帯域幅フィ ルタ 1 5 R-1およびピーク値 1 を演算コン トロ一ラ 9 0で読み出す c これらの値 Q , Jl 1 を Rチャ ンネルレベル捕正演算回路
2 6 Rへ転送する。
このような状態の下で、 Rチヤ ンネル入力に接続されてい る被測定入力信号 S M_R のレベルが Rチャ ンネル系のスイ ツ チ手段 1 2 R、 第 1 〜第 3 ミ クサ 1 4 R-l， 1 4 R-2, 1 4 R-3, 切換手段 6 0 A、 分解能帯域幅フィ ルタ 1 5 R-l、 切 換手段 6 0 B、 検波器 2 1 を経て測定される。 測定された 被測定入力信号 sM_R のレベルはアナログ一ディジタル変換 器 2 3でディ ジタル化され、 Rチヤ ンネルレベル補正演算回 路 2 6 Rに送られる。 今、 測定された被測定入力信号 S M_R のピ一ク レベルを 、， とすると、 Rチャ ンネルレベル補正演 算回路 2 6 Rでは前述したように ^ M - ί£ 1 - JI 0 ) の補 正演算が行われ、 その演算結果が外部のデータ処理装置 900 に供给される。 即ち、 この演算結果には離調による誤差が除 去されている。
以上は Rチヤ ンネルについて説明してきたが、 Τ信号処理 チヤ ンネルについても全く 同様にして Τチヤ ンネルに供耠さ れた被測定入力信号 sM_T のレベルを離調の誤差を捕正して 測定することができる。 位相補正モー ドにおける信号測定
次に位相補正モー ドにおける信号測定を行なうに当り、 す でに離調補正が完了しているものとする。
測定ノ校正コ ン トローラ 8 0の制御の下で Rチャ ンネルお よび Tチャ ンネルのスィ ッチ手段 1 2 R， 1 2 Tをもとに基 準発振器 1 0側へ接続させる。 この基準発振器 1 0からの基 準発振信号が同時にミ クサ 1 4 R-l， 1 4 T-1に加えられる。 このときの位相検波器 4 2から得られた分解能帯域幅フィ ル タ 1 5 R-l， 1 5 T-1についての基準位相 0 ref-1 がアナ口 グ一ディジタル変換器 2 3でディジタル化され、 例えば
R 0 Mより構成された基準位相メ モリ 4 4に予じめ記憶され 0
以下同様にして残余の分解能帯域幅フィ ルタ 1 5 R- 2， ' 1 5 R-3、 Tチヤ ンネル側の分解能帯域幅フィ ル夕 1 5 T-2, 1 5 T-3についての基準位相 ref-2 , φ ref-3 がこの
R OMより成る基準位相メ モリ 4 4に予じめ記憶されている ものとする。
次に入力手段 8 2から分解能帯域幅および位相を指定し、 測定モー ドを入力する。
測定 Z校正コ ン トローラ 8 0はスィ ッチ手段 1 2 R, 1'2 Tを被測定入力信号側の Rチヤ ンネル入力 SM_R 、 Tチャ ン ネル入力 s M_T にそれぞれ接続する。 これと同時に指定され た分解能帯域幅に該当する分解能蒂域幅フィ ルタを Rチャ ン ネルと Tチヤ ンネルとから対をなす形態で選択するように切 換手段 6 0 A, 6 0 Bと 6 0 C， 6 0 Dとを制御する。 铳ぃ て Rチャ ンネルと Tチヤ ンネルとから対で選択された分解能 帯域幅フィ ルタの トラツキングがそれぞれ測定用 トラツキン グコン トローラ 7 4により行われる。 即ちフィ ルタ トラ ツキ ング電圧コ一 ドメモリ 7 2からこの選択された分解能帯域幅 フィ ルタについての トラッキングコ一 ドがそれぞれ読み出さ れ、 第 1ディジタル一アナ口グ変換器 7 5でアナ口グ化され た トラ ッキング電圧がこの分解能帯域幅フィ ル夕の可変容量 ダイオー ド （図示せず） にそれぞれ印加される。 そして基準 位相メモリ 4 4から、 当該 1対の分解能帯域幅フィ ルタにつ いての基準位相、 例えば分解能帯域幅フィ ルタ 1 5 R -1, 1 5 T -1の 1対が選ばれているものとすると、 演算コン トロ —ラ 9 0は基準位相 Φ ref-1 を読み出し、 この基準位相
Φ ref-1 を位相補正演算回路 4 6へ転送する。
このような状態の下で Rチャ ンネル入力及び Tチヤ ンネル 入力にそれぞれ供給されている被測定入力信号 s M_R ,
S Μ_τ の位相差が Rおよび T信号処理チヤ ンネル内で測定さ れる。 測定された被測定入力信号 s M_n ， s Μ_τ の位相差は アナログ一ディジタル変換器 2 3でディジタル化され、 上述 の位相捕正演算回路 4 6へ送られる。 今、 測定された被測定 入力信号 S M_R ， S y_T 間の位相差を とすると、 この位 相補正演算回路 4 6では 0 M - Φ r e f_1 の補正演算が行われ. その演算結果が外部のデータ処理装置 900 に供給される。
以上の測定は他の対をなす分解能帯域幅フィ ルタが選択さ れてもその動作は同様であるので、 説明を省略する。
以上説明した離調補正モー ドおよび位相補正モ一 ドの一連 の動作を第 1 4図のフローチャー トに示す。
尚、 フローチャー ト内において使用した記号、 例えば R B W i は一般的なフィ ルタを表現したものである。 又、 各補正 データメモリ は第 1 2図には開示していないものとする。
全体の動作
本例のネッ トワーク /スぺク トルアナライザ 800 の全体の 動作を以下簡単に要約する。
先ず、 各信号処理チャ ンネル R— C H， T— C Hにおける 分解能帯域幅フィ ルタ 1 5 R -l〜 1 5 R -3および 1 5 T -l〜 1 5 Τ -3の離調を補正する。
次に、 例えば、 入力信号レベルの測定であれば、 いずれか —方の信号処理チャ ンネルを選択して、 入力信号 S M_n また は S M_T を入力させる。 この入力信号のフィ ル夕出力 u を レベル補正回路 2 6 Rまたは 2 6 丁で、 予じめ求めてあるピ —ク値^ i および必要に応じて基準レベル 0 とを用いて離 調誤差の捕正を行なう。 従って、 離調誤差の含まない測定値 レベル s MCが得られる。
更に、 位相差測定の場合には、 2つの信号処理チャ ンネル を駆使して位相差 0 M を得る。 この位相差 0 M を予じめ求め た基準位相差 0 ref を用いて所定の位相補正を行ない、 真の 位相差データ i6 Meを求めることができる。
以上説明した如く、 本発明によれば、 使用する分解能帯域 幅フィ ルタを常に中間周波数に自動的に一致させて被測定入 力信号のレベルを測定し、 この測定値と、 前もって記憶され ているこの分解能帯域幅フイ ルクの補正値とから、 演算によ り レベル捕正を自動的に行うようにしたので、 正しいレベル の値を測定することができる。 また同一回路で校正値及び測 定値を測定しているので、 各回路の誤差も相対的に補正でき るので、 確度および安定度の高いレベルを測定できる。
また、 入力信号間の位相差も、 常に補正された真の値が得 られる効果がある。
また、 多種類の分解能帯域幅を有するフィ ルタを採用でき、 常に誤差補正された正しい測定値が容易に得られる効果があ また、 本発明によれば、 測定装置内部に基準発振器を設け、 マイクロプロセッサ （図示せず） によってキヤ リプレーショ ンを制御したので、 測定装置内部で自動的にキヤ リ ブレーシ ヨ ンが実行できる利点がある。 しかも、 オペレータは、 測定 装置のボタンを 1 回押すだけ、 または外部コン トローラを例 えば G P— I Bバス （図示せず） を経由して Γ回命令を送信 するだけで、 上述したようなキヤ リ ブレ一ショ ンが自動的に 実行できる効果がある。 従って、 従来の測定装置のように外 部の標準測定器を駆使して複雑なキヤ リ プレーシヨ ンを行な う代りに、 本発明のキヤ リプレーショ ンを非常に簡単に実現 できる利益がある。
本発明は、 上述した実施例のみに限定されず種々の変更を 加え得ることは当業者にとつて極めて容易である。
例えば、 ネッ トヮ一クノスぺク トラムアナライザでは 2つ の信号処理系であつたが、 これに限らず、 多数の信号処理系 を採用できる。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 基準周波数および所定の信号レベルを有する基準信 号を発生させるステップと、
発振周波数を所定の範囲内で変化させた可変周波数信号を 発生させるステツプと、
この基準信号および被測定信号のいずれか一方の信号を受 信して、 前記可変周波数信号を用いてヘテロダイ ン混合させ るこ とによって中間周波数を有する信号を得るステップと、 この中間周波数信号を分解能帯域幅濾波するステツプと、 前記基準信号を受信した時に、 前記可変周波数信号の周波 数を変化させながら、 前記帯域幅濾波するステップからレべ ルピーク値を得る.ステップと、
このレベルピーク値に基いて、 前記帯域幅濾波するステッ プにおいて生じる離調を捕正する トラッキングステップと、 前記被測定入力信号を受信した時に、 帯域幅濾波したこの 被測定入力信号のレベルを前記レベルピーク値に基いて、 離 調による レベル誤差を補正演算するステップとを具え、 前記被測定入力信号のレベル測定時に、 前記帯域幅濾波す るステップに生じる離調誤差を補正することによって、 この 被測定入力信号のレベルを正しいレベルで測定するようにし たことを特徵とするヘテロダイ ン式信号測定方法。
2 . 前記周波数可変ステップを、 周波数シンセサイザ方 法によって実現したことを特徵とする請求の範囲第 1項記載 の方法。
3 . 前記分解能帯域幅瀘波ステップをバン ドバスフィ ルタ によって実現したことを特徵とする請求の範囲第 1項記載の 方法。
4 . 前記分解能帯域幅濾波ステップを、 可変容量素子と単 峰特性を有するク リスタルとを有するバン ドパスフィ ル夕に よつて実現したことを特徵とする請求の範囲第 1項記載の方 法 ο
5 . 更に、 前記基準信号を受信した時に、 前記分解能帯域 幅濾波ステップより出力された信号レベルを基準レベルと し て記憶するステップを設けたことを特徴とする請求の範囲第 1項記載の方法。
6 . 前記レベルピーク値収集ステップにおいて、 前記可変 周波数信号の初期設定周波数を、 前記へテロダイ ン混合ステ ップより得られる中間周波数に近似した周波数に選択し、 次 にこの近似した周波数を漸進的に変化させることにより レべ ルピーク値を収集するようにしたことを特徵とする請求の範 囲 1項記載の方法。
7 . 基準周波数および所定の信号レベルを有する基準信号 を発生する手段と、
所定の範囲内で発振周波数を変化させた可変周波数信号を 発生させる手段と、
この基準信号および被測定信号のいずれか一方の信号を受 信して、 前記可変周波数信号を用いてヘテロダイ ン混合させ ることによって中間周波数を有する信号を得る手段と、
この中間周波数信号を分解能帯域幅濾波する手段と、 前記基準信号を受信した時に、 前記可変周波数信号の周波 数を変化させながら前記帯域幅濾波手段からの出力より レべ ルピーク値を得る手段と、
このレベルピーク値に基いて、 前記帯域幅濾波手段の同調 周波数を前記中間周波数に一致させる トラ ッキング手段と、 前記被測定入力信号を受信した時に、 帯域幅濾波したこの 被測定入力信号のレベルを、 前記レベルピーク値に基いて離 調によるレベル誤差の補正演算する手段とを具え、
前記被測定入力信号のレベル測定時に、 前記帯域幅濾波手 段に生じる離調誤差を補正することによって、 この被測定入 力信号のレベルを正しいレベルで測定するようにしたことを 特徴とするヘテロダイ ン式信号測定装置。
8 . 前記可変周波数信号発生手 を周波数シンセサイズ式 発振器としたことを特徴とする請求の範囲第 7項記載の装置 <
9 . 前記分解能帯域幅濾波手段をバン ドバスフィ ルタと し たことを特徵とする請求の範囲第 7項記載の装置。
10. 前記分解能帯域幅濾波手段を、 可変容量素子と単峰特 性を有するク リスタルとを有するバン ドパスフィ ル夕と した ことを特徵とする請求の範囲第 7項記載の装置。
11. 更に、 前記基準信号を受信した時に、 前記分解能蒂域 幅濾波手段より出力された信号レベルを基準レベルとして記 億する記憶手段を設けたことを特徴とする請求の範囲第 7項 記載の装置。
12. 少なく とも、 基準となるべき第 1被測定信号を処理す る第 1 の信号処理チャ ンネルと、 測定すべき位相差を有する 2 g
174 PCT/JP86/00183
第 2被測定信号を処理する第 2の被測定信号処理チヤ ンネル とを設け、 これら第 1および第 2被測定信号間の位相差を測 定するに当り、
基準周波数および所定の信号レベルを有する基準信号を発 生させるステップと、
発振周波数を所定の範囲内で変化させた可変周波数信号を 発生させるステツプと、
この基準信号、 前記第 1および第 2被測定信号のいずれか —方の信号を受信して、 前記可変周波数信号を用いてヘテロ ダイ ン混合させることにより第 1および第 2の中間周波数を 有する信号を得るステップと、
この第 1および第 2中間周波数信号をそれぞれ分解能帯域 幅濾波.する第 1および第 2の分解能帯域幅濾波ステツプと、 前記基準信号を受信した時に、 前記可変周波数信号の周波 数を変化させながら第 1および第 2帯域幅瀘波ステツプから 第 1 および第 2のレベルピーク値を得るステップと、
これら第 1および第 2のレベルピーク値に基いて、 前記第 1 および第 2帯域幅瀘波ステツプにおいて生じるそれぞれの 離調を捕正する トラ ッキングステップと、
前記基準信号を受信して前記第 1および第 2のレベルピー ク値を得た時における、 前記第 1および第 2帯域幅瀘波ステ ップを通過したこの基準信号間の位相差を検出するステツプ この位相差を基準位相差として記憶するステップと、 前記第 1および第 2 の被測定信号を受信し、 前記第 1 およ び第 2帯域幅濾波ステツプを通過させた時のこれら被測定信 号間の位相差を、 前記基準位相差に基いて位相補正するステ ップとを具え、
これら第 1 および第 2の被測定信号間の位相差を自動的に 補正するようにしたことを特徴とするヘテロダイ ン式信号測 定方法。
13. 前記周波数可変ステップを、 周波数シンセサイザ方式 によって実現したことを特徴とする請求の範囲第 1 2項記載 の方法。
14. 前記分解能帯域幅濾波ステップをバン ドパスフィ ルタ によって実現したことを特徵とする請求の範囲第 1 2項記載 の方法。
15. 前記分解能帯域幅瀘波ステップを、 可変容量素子と単 峰特性を有するク リスタルとを有するバン ドパスフィ ルタに よって実現したことを特徴とする請求の範囲第 1 2項記載の 方法。
16. 更に、 前記基準信号を受信した時に、 前記分解能帯域 幅濾波ステップより出力された信号レベルを基準レベルと し て記憶するステップを設けたことを特徵とする請求の範囲第 1 2項記載の方法。
17. 前記レベルピーク値収集ステップにおいて、 前記可変 周波数信号の初期設定周波数を、 前記へテロダイ ン混合ステ ップより得られる中間周波数に近似した周波数に選択し、 次 にこの近似した周波数を漸進的に変化させることにより レべ ルピーク値を収集するようにしたことを特徵とする請求の範 囲 1 2項記載の方法。
18. 少なく とも、 基準となるべき第 1被測定信号を処理す る第 1 の信号処理チャ ンネルと、 測定すべき位相差を有する 第 2被測定信号を処理する第 2 の信号処理チヤ ンネルとを設 け、 これら第 1および第 2被測定信号間の位相差を測定する に当り、
基準周波数および所定の信号レベルを有する基準信号を発 生させる手段と、
発振周波数を所定の範囲内で変化させた可変周波数信号を 発生させる手段と、
この基準信号， 前記第 1および第 2被測定信号のいずれか —方の信号を受信して、 前記可変周波数信号を用いてヘテロ ダイ ン混合させることにより第 1および第 2の中間周波数を 有する信号を得'る手段と、
この第 1および第 2中間周波数信号をそれぞれ分解能帯域 幅濾波する第 1および第 1の分解能帯域幅瀘波手段と、 前記基準信号を受信した時に、 前記可変周波数信号の周波 数を変化させながら、 前記第 1および第 2 の帯域幅瀘波手段 から第 1 および第 2のレベルピーク値を得る手段と、
これら第 1および第 2のレベルピーク値に基いて、 前記第 1 および第 2帯域幅濾波手段において生じるそれぞれの離調 を埔正する トラツキング手段と、
前記基準信号を受信して前記第 1および第 2のレベルピー ク値を得た時における、 前記第 1 および第 2帯域幅瀘波手段 を通過したこの基準信号間の位相差を検出する位相検出手段
3 . 9
174 PCT/JP86/0O183
と、
この検出した位相差を基準位相差として記憶する記憶手段 前記第 1 および第 2 の被測定信号を受信し、 前記第 1 およ び第 2帯域幅濾波手段を通過させた時のこれら被測定信号間 の位相差を、 前記基準位相差に基いて位相補正する位相補正 手段とを具え、
これら第 1および第 2の被測定信号間の位相差を自動的に 補正するようにしたことを特徴とするヘテロダイ ン式信号測 疋 ¾ 。
1 9. 前記可変周波数信号発生手段を周波数シンセサイズ式 発振器としたことを特徴とする請求の範囲第 1 8項記載の装 o -
20. 前記分解能帯域幅濾波手段をバン ドバスフィ ルタと し たことを特徵とする請求の範囲第 1 8項記載の装置。 '
2 1. 前記分解能帯域幅濾波手段を、 可変容量素子と単峰特 性を有するク リスタルとを有するバン ドパスフィ ルタと した ことを特徴とする請求の範囲第 1 8項記載の装置。
22. 更に、 前記基準信号を受信した時に、 前記分解能帯域 幅瀘波手段より出力された信号レベルを基準レベルとして記 憶する記憶手段を設けたことを特徴とする請求の範囲第 1 8 項記載の装置。
23. 前記可変周波数信号発生手段を 3段の局部周波数信号 発生器から構成し、 前記第 1 および第 2 のへテロダイ ン混合 手段をそれぞれ 3段のミ クサから構成し、 更に前記第 1 およ び第 2の分解能帯域幅濾波手段をそれぞれ 3種類の帯域幅を 有する 3対のバン ドパスフィ ルタで構成することによってネ ッ トワーク /スぺク トラムアナライザを構成したことを特徵 とする請求の範囲第 1 8項記載の信号測定装置。
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