JPS61237537A - 位相測定用受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野ン 本発明は、ヘテロダイン形受僅測定器の内部分解能帯域
幅フィルタの特性変化による離調のずれを正し、２チャ
ンネル間の位相の誤差を測定器自身で自動補正するよう
にし次位相測定用受信装置に関するものである。

（従来の技術） 従来の一般的ヘテロゲイン形受信機を備えた測定器、例
えば選択レベルメータやスペクト２ム、アナライザはＳ
第６図に示された回路構成が採用されている。

第６図において、大力端子１０１から入力した被測定入
力信号は、受信機内部の局部発振器１０２の出力１！号
とミクサ１０３で混合され、中間周仮信号（ＩＰ倍信号
がミクサ１０３の出力に発生する。中間周仮信号は分解
能帯域幅フィルタ１０４により帯域制限され、さらに検
波器１０５で検波される。そしてアナログ−ディジタル
変換部１０６でディジタル信号に変換され、データ処理
部１０７で計算処理後、０ＲＴｆｉ示装置１０８に表示
される。

ま友、第７図はヘテロゲイン形受信磯を備えた従来の一
般的ネットワーク／スペクトラムアナライザの回路構成
である。

ネットワーク／スペクト２ムアナライザはＲチャンネル
入力端子１０９とＴチャンネル入力端子１１００２つの
入力端子を持っている。この２つの端子から入力され九
両チャンネルの被測定入力信号は、ミクサ１１２，１１
３にそれぞれ入力され、該ミクサ１１２．１１３で共通
の内部局部発振器１１１の出力信号と混合される。そし
て各々分解能帯域幅フィルタ１１４．１１５で帯域制限
され、さらに検波６１１６．１１７で検波される。

そしてアナログ−ディジタル変換部１１８でディジタル
信号に変換され、データ処理部１１９で計算処理後％Ｏ
ＲＴ表示装［１２０に表示される。

なお位相測定の場合は、両チャンネルの被測定入力信号
を位相検波器１２１に加えて１位相差をアナログ電圧と
して得、これをアナログ−ディジタル変換部１１８がデ
ィジタル信号に変換する。そしてデータ処理部１１９で
計算処理後、０ＲＴｆｉ示装ｆｉ１２０に表示される。

（発明が解決しようとする問題点） しかしながら、従来のような回＠構成による方式では、
第８図に示すように１分解能帯域幅フィルタの温度ドリ
フトや経年変化等によるフィルタ中心周波数の変化、す
なわち離調に対して著しい欠点がめった。

第７図のヘテロダイｙ形受信機を備えた従来の一般的ネ
ットワーク／スペクトラムアナライザの回路構成におい
て位相特性を測定する場合、谷チャンネルの分解能帝域
嘱フィルタ１１４，１１５の離調により、位相％性に誤
差が生じる欠点があった。

本発明は上記の欠点を解決することを目的としており、
内部に少なくとも周波数の安定な基準発振器を備え、局
部発振器の周波数を掃引させることにより、基準信号に
対する分解能帯域幅フィルタの離調曲線全両足する。そ
してレベルピーク点の周ｉ数のずれを検出するとともに
、該周波数のずれに基づいて分解能帯域幅フィルタの同
調周波数を変化させて中間周波数に一致させる。この同
調した状態の下で同一の基準信号に対する２チャンネル
間の標準位相を求めておき、該標準位相を用いて２チャ
ンネル間の測定位相の誤差を自動的に補正する位相測定
用受信装置装置を提供することを目的としている。

（問題を解決するための手段） そのため本発明の位相測定用受信装置は基準となるべき
信号を通過させる第１のチャンネルと測定すべき位相差
をもつ信号を通過させる第２のチャンネルとを備えた位
相測定用受信装置において、測定基準となる所定の周波
数を発生名せる基準発振器と、被測定入力信号と該基準
発振器の出力信号とを選択的に切り換えて出力する大力
切換手段と、可変局部発振器と、各チャンネルにそれぞ
れ備えられ、該入力切換手段の出力信号と該局部発振器
の出力信号とを受け中間局反数ｆ、全出力する第１のチ
ャンネル用及び第２のチャンネル用ミクサと、各チャン
ネルにそれぞれ備えられ、各チャンネル用ミクサの出力
信号金堂は前記中間周波数ｆｏに同調可能な可変同調形
の第１のチャンネル用及び第２のチャンネル用バンドパ
スフィルタと、前記人力切換手段が該基準発振器の出力
信号を出力したとき、該局部発振器の発振周波数を漸進
的に変化させて谷チャンネル用バンドパスフィルタの出
力信号上それぞれ検昶することによシパンド・ぐスフイ
ルタ特性のレベルピーク位置をそれぞれ検出する第１の
チャンネル用及び第２のチャンネル用レベルピーク位置
検出手段と、検昶されたそれぞれのピーク位置から各チ
ャンネル用バンドパスフィルタの同調周波数を該中間周
波数ｆ、に一致させる第１のチャンネル用及び第２のチ
ャンネル用トラッキング手段と、該中間周波数ｆ、に一
致させたときの各チャンネル用バンドパスフィルタのピ
ーク位置における位相差を検出する位相差検出手段と、
該検出された位相差を記憶する記憶手段と該入力切換手
段が被測定入力信号を出刃したときは、該記憶手段によ
り記憶されている位相差によって各チャンネルの出力信
号の位相差を補正演算する補正演算手段とから成る自動
離調補正手段を備えたことを特徴としている。以下図面
を参照しながら本発明を説明する。

第１図は本発明に係る位相測定用受信装置の一実施例溝
底、第２図はフィルタの同調を変化させる分解能帯域幅
フィルタの一実施例回路構成、第３図は可変容量ダイオ
ード印加電圧−周波数同調曲線、第４図は同調周波数の
変化を説明している説明図、第５図は本発明に係る位相
測定用受信装置が用いられているネットワーク／スペク
トラムアナライザの一実施例構成を示している。

第１図において、ｌは基準発振器、２ａ、２ｂは人力切
換手段、３は可変局部発振器、４ａ、４ｂはミクサｓ５
ａ＋５ｂはパントノぞスフィルタ、６はレベルピーク位
置検出手段、７はトラッキング手段、１０は補正演算手
段、１２は位相倹及器。

１３は標準位相記憶手段、１６はアナログ−ディジタル
変換部、１８は表示手段、１９ａ　、１９ｂは検波器で
ある。

可変局部発振器３は周波数分解度の高い１例えばシンセ
サイザ方式のものが用いられ、基準発振器１は前記可変
局部発振器３と位相同期し、その周波数の安定化がはか
られている発振器である。

バンドパスフィルタ５ａ、５ｂは分解能帯域幅フィルタ
、すなわちＲＢＷフィルタであって該分解ｆ４蹄域幅フ
ィルタの構成素子に、第２図に示された如く、可変容量
ダイオード６１が用いられている。該可変存置ダイオー
ドに印カロする電圧によってフィルタの同調周波数のピ
ーク位置が変化する。

なお第２図において６２は水晶である。

トラッキング手段７は、バンドパスフィルタ５ａ。

５ｂの各出力レベルがピークとなる同調周波数をミクサ
４ａ、４ｂの中間局１ｆｆｆｏに一致させる役目を果す
ものであり、その中間周波数ｆｏに一致させる手段とし
て、前記説明の如く、可変容量ダイオード６１へ印加す
る電圧を供給する。

レベルピーク位置検出手段６は、基準兄秦器ｌの基準し
・ベル及び基準周波数の信号に対し可変局部発振器３の
掃引周波数を微少変化式せミキシングを行ったとき、バ
ンドパスフィルタ５ａ（以下５ａＫついて説明するが、
バンド−ぞスフィルタ５ｂにりいても同様である）から
出力されるし・ベルのピークが最大となる掃引周波数の
位置を検出する。

このレベルのピークが最大となるり湯引周波数の位置を
検出するには、例えば、可変局部発振器３にその中心周
波数ｆｃｉ設定し、そのときのバンドパスフィルタ５ａ
の出力、すなわちアナログ−ディジタル変換部１６の出
力鳩と、可変局部発振器３の掃引周波数を中心周波数ｆ
ｃより１ステップ太きい（又は小さい〕周波数に設定し
、そのときのバンドパスフィルタ５ａの出力、すなわち
アナログ−ディジタル変換部１６の出力Ｍ、と全比較す
ることに幸っている。このときＭＩ　　ＭＯ＞０　なら
ば極太値は中心周波数ｆｃより１ステップ大きい（又は
小さい）周波数側にあることが判り、局部発振器３の掃
引周ＴＭ、数を中心周波数ｆｃよシ２ステップ太きい（
又は小さい）周波数に設定する。そしてＭｌ＋１−Ｍｌ
（０（ｉ＝１．２．３．・・・）になったときには、そ
の１つ前のステップでの掃引周波数のとき、バンドパス
フィルタ５ａの出力し・ベルが最大となる位置であるこ
とが判る。これはパントノぞスフィルタ５ａの水晶フィ
ルタが単峰％性でらることから自明である。また、ＭＩ
−Ｍｏ＜０の場合も全く同様にして、パンドックスフィ
ルタ５ａの出力レベルが最大となる掃引周波数の位ｔを
レベルビーク位置検出手段６によって検出することがで
きる。

今、周囲温度の変化或いは経年変化等のため、バンドパ
スフィルタ５ａの最大出力レベルとなる周波数がミクサ
４ａの出力する中間周波数ｆ、からΔｆずれ１周波数ｆ
ｌとなっているものとする。０のｉｔノ々ンドノぐスフ
ィルタ５ａｉＣついての曲線を求め、求められた曲線か
ら、同調用反数ｆ、に対応する可変容址ダイオード印加
電圧ｖｏを求める。この可変容量ダイオード印加電圧ｖ
ｏをバンドパスフィルタ５ａの可変容量ダイオード６１
に印加する。これにより、バンドパスフィルタ５ａの最
大出力レベルとなる同調周波数は第４図に示された曲線
に雪のｆｏとなる。すなわち第４図図示の曲線Ｋｌから
曲線に２に移動しバンドパスフィルタ５ａの同調周波数
はミクサ４ａの出力する中間周波数ｆ、と一致する。

全く同様にして、もう一方のチャンネルのノζンド・ぞ
スフィルタ５ｂの同調周波数はミク−Ｗ４ｂの出力する
中間周波数ｆ０と一致させることができる。

このようにして両チャンネルのノ々ンドノぞスフィルタ
５ａ　、５ｂの同調周波数がそ：ｎ（′０中間周波数ｆ
０に一致した状態の下で、Ｒチャンネルの入力切換手段
２ａ及びＴチャンネルの入力切換手段２ｂをともに基準
発振器１側へ接続し、該基準発振器１の同一信号を各チ
ャンネルのミクサ４ａ、４ｂに供給する。このときの位
相検波器１２から得られた標準位相φ１はアナログ−デ
ィジタル変換部１６でディジタル化さｆ′Ｌ、標準位相
記憶手段１３に記憶さｎる。

次に両チャンネルの入力切換手段２ａ、２ｂをともに被
測定入力信号側に切り換え１両チャンネルに入力さｎる
被測定入力信号の位相差の測定を行う。被測定入力信号
の測定のときには、ｊ記の説明から明らかな様に、パン
トノぞスフィルタ５ａ。

５ｂの同調周波数は各ミクサの出力する中間周波数ｒｅ
に一致し、同調していることは云うまでもない。両チャ
ンネルに入力した被測定入力１ぎ号の位相を測定すると
きは、アナログ−ディジタル変換部１６から出力される
位相φＭは補正演算手段１０に入力する。補正演算手段
１０は標準位相記ｔぽ手段１３に記憶されている標準位
相φ１を読み出し、φＭ−φ１の補正演算が補正演算手
段１０で実行される。補正演算手段１０で補正演算され
た位相φＭ−φ１は表示装置１８へ送られ、ＣＲＴ表示
装置等に表示される。このとき上記記述した如く、パ／
ドパスフィルタ５ａ、５ｂの同調周波数ｔ−谷ミクサ４
ａ、４ｂの中間周波数に一致させているので。

バンドパスフィルタ５ａ、５ｂの離調による離調誤差が
完全に補正きれる。そしてφＭ−φｌは各チャンネルの
入力切換手段２ａ、２ｂからアナログ−ディジタル変換
部１６に至る間の各回路に起因する位相誤差が相対的に
補正される値となる。

第５図は本発明に係る位相測足用受信装置が用いられて
いるネットワーク／スペクトラムアナライザの一実施例
構成を示している。

第５図において、１．２ａ、２ｂ、６，７．１２．１３
゜１６．１８，１９ａ、１９ｂは第１図のものに対応し
てい′る。第１図のものと対応しているものとして。

三重のスーパヘテロゲイン方式を構成するミクサ４ａ、
４’ａ、４“ａ及び４’ｂ　、　４’ｂ　、　４”ｂと
可変局部発振器３、局部発振器３／　、　３１１とが４
と３にそれぞれ対応している。分解能帯域＠（几ＢＷ）
フィルタ５　ａ　、　５’　ａ、　５ｔｔ　ａは５ａに
対応し１分解能帯域幅フィルタ５ｂ、５’ｂ、５“ｂは
５ｂに対応している。

また位相補正演算手段１０ｃは１０に対応している。９
はＲＢＷピーク値記憶手段、１０ａはＲチャンネルレベ
ル補正演算手段、１０ｂはＴチャンネルシ・ベル補正演
算手段、１５　ａ　、　１５’ａ、１５ｂ。

１５′ｂは切換手段、２０は測足／佼正制御手段、２１
は演算制御手段、２２は掃引信号制御手段、２３は入力
手段である。またトラッキング手段７は電圧コードテー
ブル記憶手段７１、ｌ’ＬＢＷトラッキング電圧コード
記憶手段７２１校正時トラツ換部７５．７６で構成され
ている。

第５図から明らかな様に１位相測定の場合はＲチャンネ
ル系とＴチャンネル系の２チャンネルを使用して測定し
、レベル測定の場合はＲチャンネル、Ｔチャンネルいず
れのチャンネルを用いても測定することができる。

トラッキング手段７の電圧コードテーブル記憶手段７１
には次の檄にして得られたテーブルが記憶されている。

すなわち、例えばＲチャンネル系の分解能帯域幅フィル
タ５ａ金代弐例として説明すると、該分解能帯域幅フィ
ルタ５ａにミクサ４“ａの中間周波数ｆ、を中心にした
ｆＱ−ΔＦからｆＯ＋ΔＦまで約１／３００ステツプの
掃引周波数を別の測定器で加える。この約１／３００ス
テツプの掃引周改数ごとに、該分解能帯域幅フィルタ５
ｍの可変容積ダイオードに印加する電圧を変え、該分解
能帯域幅フィルタ５ａから出力するレベルがピークとな
るときの可変容量ダイオードに印加されている谷電圧を
読み取る。つまり第３図に示された可変容量ダイオード
印加電圧−周波数同調曲線を得る。

ｆ、−ΔＦからｒｏ＋ΔＦまでを１／３００ステツプに
し九掃引周波数に対する各可変容量ダイオード印加電圧
をそれぞれコード化しテーブルを作成する。このように
して得られたテーブルを分解能帯域幅フィルタ５ａにつ
いてのものとして電圧コードテーブル記憶手段７１に予
め記憶しておく。以下同様にして、Ｒチャンネルの分解
ＵＮ域幅フィルタ５′ａ。

５″ａ及びＴチャンネルの分解能帯域幅フィルタ５ｂ。

５’ｂ、５“ｂについても、上記説明のテーブル？それ
ぞれ作成し、それを電圧コードテーブル記は手段７１に
予め記憶しておく。分解能帯域幅フィルタは、第５図に
示され７？＋数に限られるものではない。また几チャン
ネルの分解能帯域幅フィルタ５ａ。

５’ａ　、　５／／ａの各帯域幅はＴチャンネルの分解
能帯域幅フィルタ５ｂ、５’ｂ、５“ｂの各帯域幅に対
応して設けられていることは言うまでもない。

次に入力手段２３からＲチャンネルの分解能帯域幅フィ
ルタ５ａを指定して、またＴチャンネルの分解能帯域幅
フィルタ５ｂを指定して校正モードが入力されたものと
する。測定／校正制御手段２０はまずＲチャンネルの分
解能帯域幅フィルタ５ａの校正全行うべ（、久方切換手
段２ａは基準発振器１側に接続され、切換手段１５ａ、
１５ｂはＲチャンネルの分解能帯域幅フィルタ５ａを選
び出すように動作する。測定／校正制御手段２０は校訓
時トラッキング制御手段７３を介して電圧コードテーブ
ル記憶手段７１金アクセスし、分解能帯域幅フィルタ５
ａの中間周波数ｆｏに対する可変容積ダイオード印加電
圧Ｖｏのコードを読み出す。

そしてディジタル−アナログ変換部７５で電圧ｖ。

に変換され、該電圧ｖｏが分解能帯域幅フィルタ５ａの
可変容量ダイオードに印加される。

−万、測定／校正制御手段２０は掃引信号制御平段２２
を介して可変局部発振器３に制御信号を送り、ミクサ４
“ａの出力する中間周波数がｆＯ−ΔＦからｆ、＋ΔＦ
まで１／３００ステツプで変化する発振周波数を可変局
部発振器３から発振させる。まずミクサ４″ａの出力す
る中間周波数をｆ、とするように可変局部発掘器３を設
定し、そのときのアナログ−ディジタル変換部１６で得
られた出力し・ベルＭＯヲレベルピーク位置検出手段６
が記憶する。矢にミクサ４”ａの出力する中間周波数全
１ステップ進めたｆＯ＋ΔＦ／１５０とするようにｏＴ
変局部発振器３が掃引信号制御手段２２によって設定さ
れる。

このときのアガロ外ディジタル変換部１６で得られたｌ
ｆｉ力レペしベ１がし・ペルピーク位置検出手段６に入
力し、前に記憶されている出力レベルＭＯといずれが大
きいか比較される。Ｍｓ　　Ｍｏ＞Ｏならばミクサ４″
ａの出力する中間局ｖ数をさらに１ステップ進めｆＣｆ
ｏ＋２ΔＦ／１５０とするように可変局部発掘器３が掃
引１ぎ号制御手段２２において設定され、このときの出
力レベルＭ２が得られる。そしてレベルピーク位置検出
手段６で今入力された出刃レベルＭ２と前に入力され出
力レベルＭ１との大小が比較される。これらの処理を繰
返すことにより、第１図で説明した通り、出力レベルが
最大となる掃引周波数の位［を中間周波数ｆ、から何ス
テップ目で生じたかがレベルピーク位置構出手段６で侠
出される。この出力レベルが最大となるステップ数Ｎを
アドレスとして１校正時トラッキング制御手段７３け電
圧コードテーブル記憶手段７１をアクセスし、該電圧コ
ーＰテーブル記憶手段７１に予め記憶されている分解能
帯域幅フィルタ５ａについての可変容量ダイオード印加
電圧のコードを読み出す。このコードは分解能帯域幅フ
ィルタ５ａのトラッキングコードとしてＲＢＷトラッキ
ング電圧コーＰ記憶手段７２に記憶される。次いで測定
／校正制御手段２０は掃引信号制御手段２２を介してミ
クサ４”ａから出力する中間周波数がｆｏとなるように
可変局部発振器３を設定する。そして測定時トラッキン
グ制御手段７４に制御信号を送り。

前記のＲＢＷトラッキング電圧コード記憶手段７２から
分解能帯域幅フィルタ５ａのトラッキングコードを読み
出させ、ディジタル−アナログ変換部７５でアナログ信
号に変換させる。このアナログ信号は分解能帯域幅フィ
ルタ５ａについての可変容量ダイオードに印加さｎる。

こｎにより分解能帯域幅フィルタ５ａの同調周波数はミ
キサ４’ａの出力する中間周波数ｆｏに一致する。この
ときの出力レベルが検波器１９ａｔ介してアナログ−デ
ィジタル変換部１６に入力さｎる。該アナログ−ディジ
タル変換部１６でディジタル化さｎた出力レベル１１１
はＲＢＷピーク値記憶手段９に記憶される。

このようにしてＲチャンネルの分解能帯域幅フィルタ５
ａについての校正が完了する。以下同様にして、測定／
校正制御手段２０はＴチャンネルの分解能帯域幅フィル
タ５ｂの校正を行う。次に測定／校正制御手段２０はＲ
チャンネル、Ｔチャンネルの入力切換手段２ａ、２ｂを
ともに基準発振器ｌ側へ接続させる。該基準発振器１か
らの同一発振信号が同時にミクサ４ａ、４ｂに加えられ
る。このときの位相検波器１２から得らｎた分解能帯域
幅フィルタ５ａ、５ｂについての標準位相φ１□がアナ
ログ−ディジタル変換部１６でディジタル化さｎ、標準
位相記憶手段１３に記憶さｎる。

以下同様にして分解能帯域幅フィルタ５’ａ　、　５’
ｂ。

分解能帯域幅フィルタ５／／ａ、　５１１ｂについての
標準位相φ２１．φ、ｌが標準位相記憶手段１３に記憶
さｎる。

次に入力手段２３から分解能帯域幅及び位相を指定し、
測定モードを入力する。

測定／校正制御手段２０は入力切換手段２ａ。

２ｂを被測定入力信号側のＲチャンネル入力、Ｔチャン
ネル人力にそれぞれ接続する。これと同時に指定された
分解能帯域！禍に該当する分解能帯域幅フィルタをＲチ
ャンネルとＴチャンネルとから対をなす形態で選択する
ように切換手段１５ａ。

１５ｂと１５’ａ　、　１５’ｂとが作動する。続いて
ＲチャンネルとＴチャンネルとから対で選択された分解
能帯域幅フィルタのトラッキングがそれぞれ測定時トラ
ッキング制御手段７４により行われる。

すなわちＲＢＷ）ラッキング電圧コード記憶手段７２か
ら該分解能帯域幅フィルタについてのトラッキングコー
ドがそれぞれ読み出され、ディジタル−アナログ変換部
７５でアナログ化された電圧が該分解能帯域幅フィルタ
の可変容量ダイオードにそれぞれ印加される。そして標
準位相記憶手段１３から、当該１対の分解能帯域幅フィ
ルタについての標準位相１例えば分解能帯域幅フィルタ
に５ａ、５ｂの１対が選ばれているものとすると。

演算制御手段２１はφ１１を読み出し、この標準位相φ
１１　ｔ”位相補正演算手段１０ｅへ転送する。

このような状態の下でＲチャンネル入力及びＴチャンネ
ル入力にそれぞれ接続されている被６１１３定入力信号
の位相差が測定される。測定された被測定人力信号の位
相差はアナログ−ディジタル変換部１６でディジタル化
され、位相補正演算手段１０ｃへ送られる。今、測定さ
れた被測定人力信号の位相差をφＭとすると、位相補正
演算手段１０ｃではφＭ−φ１１の補正演算が行われ、
その演算結果が０几Ｔ表示装置１１８に光示される。

以上は他の対をなす分解能帯域幅フィルタが選択されて
もその動作は同様である。

（発明の効果） 以上説明した如く、本発明によれば、使用する分解能帯
域幅フィルタを常に中間周波数に自動的に一致させた下
で、被測定入力信号の位相差を測定している。そしてこ
の測定値と、前もってｄ己憶されている咳分解能帯域幅
フィルタの標準位相とから、演算により位相補正を行う
ようにしたので、確度の高い位相全測定することができ
る。また同一回路で標準位相及び測定位相を測定してい
るので、各回路の位相誤差は相対的に補正され、確度の
扁い位相を測定できる効果がろる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る位相測定用受信装置の一実施例構
成％第２図はフィルタの同調を変化させる分解能帯域幅
フィルタの一実施例回路構成、第３図は可変容量ダイオ
ード印加電圧−周波数同調曲線、第４図は同調周波数の
変化を説明している説明図、第５図は本発明に係る位相
測定用受信装置が用いられ°Ｃいるネットワーク／スペ
クトラムアナライザの一実施例構成、第６図は従来の一
般的なヘテロダイン受信機の構成例、第７図はヘテロダ
イン形受信機を備えた従来の一般的ネットワーク／スペ
クトラムアナライザの回路構成、第８図は使用する分解
能帯域フィルタの離調によるレベル誤差説明図である。 図中、１は基準発振器、２ａ、２ｂは人力切換手段、３
は可変局部発振器、４ａ、４ｂはミクサ。 ５ａ、５ｂはバンドパスフィルタ、６はレベルピーク位
置検出手段、７はトラッキング手段、１０は補正演算手
段、１２は位相検波器、１３は標準位相記憶手段、１６
はアナログ−ディジタル変換部、１９ａ、１９ｂは検波
器を表わしている。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 基準となるべき信号を通過させる第１のチャンネルと測
   定すべき位相差をもつ信号を通過させる第２のチャンネ
   ルとを備えた位相測定用受信装置において：測定基準と
   なる所定の周波数を発生させる基準発振器（１）と；被
   測定入力信号と該基準発振器の出力信号とを選択的に切
   り換えて出力する入力切換手段（２ａ、２ｂ）と；可変
   局部発振器（３）と；各チャンネルにそれぞれ備えられ
   、該入力切換手段の出力信号と該局部発振器の出力信号
   とを受け中間周波数ｆ＿０を出力する第１のチャンネル
   用及び第２のチャンネル用ミクサ（４ａ、４ｂ）と；各
   チャンネルにそれぞれ備えられ、各チャンネル用ミクサ
   の出力信号を受け前記中間周波数ｆ＿０に同調可能な可
   変同調形の第１のチャンネル用及び第２のチャンネル用
   バンドパスフィルタ（５ａ、５ｂ）と；前記入力切換手
   段が該基準発振器の出力信号を出力したとき、該局部発
   振器の発振周波数を漸進的に変化させて各チャンネル用
   バンドパスフィルタの出力信号をそれぞれ検知すること
   によりバンドパスフィルタ特性のレベルピーク位置をそ
   れぞれ検知する第１のチャンネル用及び第２のチャンネ
   ル用レベルピーク位置検出手段（６）と；検知されたそ
   れぞれのピーク位置から各チャンネル用バンドパスフィ
   ルタの同調周波数を該中間周波数ｆ＿０に一致させる第
   １のチャンネル用及び第２のチャンネル用トラッキング
   手段（７）と；該中間周波数ｆ＿０に一致させたときの
   各チャンネル用バンドパスフィルタのピーク値における
   位相差を検出する位相差検出手段（１２）と；該検出さ
   れた位相差を記憶する標準位相記憶手段（１３）と；該
   入力切換手段が被測定入力信号を出力したときは、該標
   準位相記憶手段により記憶されている位相差によつて各
   チャンネルの出力信号の位相差を補正演算する補正演算
   手段とから成る自動離調補正手段を備えたことを特徴と
   する位相測定用受信装置。