JPH0228934B2

JPH0228934B2 -

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Publication number: JPH0228934B2
Application number: JP60078755A
Authority: JP
Inventors: Goro Saito; Hiroshi Itaya
Original assignee: Anritsu Corp
Current assignee: Anritsu Corp
Priority date: 1985-04-13
Filing date: 1985-04-13
Publication date: 1990-06-27
Also published as: JPS61237536A

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、ヘテロダイン形受信測定器の内部分
解能帯域幅フイルタの特性変化による離調のずれ
を正し、測定レベルの誤差を測定器自身で自動補
正するようにした自動離調補正受信装置に関する
ものである。

（従来の技術）従来の一般的ヘテロダイン形受信機を備えた測
定器、例えば選択レベルメータやスペクトラムア
ナライザは、第７図に示された回路構成が採用さ
れている。

第７図において、入力端子１０１から入力した
被測定入力信号は、受信機内部の局部発振器１０
２の出力信号とミクサ１０３で混合され、中間周
波信号（IF信号）がミクサ１０３の出力に発生
する。中間周波信号は分解能帯域幅フイルタ１０
４により帯域制限され、さらに検波器１０５で検
波される。そしてアナログ−デイジタル変換器１
０６でデイジタル信号に変換され、データ処理部
１０７で計算処理後、CRT表示装置１０８に表
示される。

また、第８図はヘテロダイン形受信機を備えた
従来の一般的ネツトワーク／スペクトラムアナラ
イザの回路構成である。

ネツトワーク／スペクトラムアナライザはＲチ
ヤンネル入力端子１０９とＴチヤンネル入力端子
１１０の２つの入力端子を持つている。この２つ
の端子から入力された両チヤンネルの被測定入力
信号は、ミクサ１１２，１１３にそれぞれ入力さ
れ、該ミクサ１１２，１１３で共通の内部局部発
振器１１１の出力信号と混合される。そして各々
分解能帯域幅フイルタ１１４，１１５で帯域制限
され、さらに検波器１１６，１１７で検波され
る。そしてアナログ−デイジタル変換部１１８で
デイジタル信号に変換され、データ処理部１１９
で計算処理後、CRT表示装置１２０に表示され
る。なお位相測定の場合は、両チヤンネルの被測
定入力信号を位相検波器１２１に加えて、位相差
をアナログ電圧として得、これをアナログ−デイ
ジタル変換部１１８でデイジタル信号に変換し、
データ処理部１１９で計算処理後、CRT表示装
置１２０に表示される。

（発明が解決しようとする問題点）しかしながら、従来のような回路構成による方
式では、第９図に示すように、分解能帯域幅フイ
ルタの温度ドリフトや経年変化等によるフイルタ
中心周波数の変化、すなわち離調に対して著しい
欠点があつた。すなわち分解能帯域幅フイルタの
特性は、一般に温度または経時性により変化する
から、第９図で示されるように、規定のフイルタ
の状態における特性G₁とその変化した離調後の
フイルタの状態における特性G₂とでは、ピーク
周波数でF₂−F₁、レベルでL₂−L₁の誤差を発生
する。

これらの誤差を補正するために、従来は外部に
周波数、レベルの安定なシンセサイズド発振器を
用意し、測定器の局部発振周波数を掃引して第１
０図に示された様な離調曲線を測定し、同一周波
数F₃のレベルL₃を読み取り、シンセサイズド発
振器の設定レベルL₀との差L₃−L₀を補正値とし
て校正する方法が採られていた。

従来のこのような離調校正方法では、外部に基
準となる信号源を用意しなければならず、かつ校
正手順が大変複雑であるという欠点があつた。

更に離調により、第１０図から判る様にピーク
点ではなく傾斜点で校正データを得るため、補正
後もレベルデータの安定性が悪いという欠点があ
つた。

更にまた、分解能帯域幅フイルタのみならず、
フイルタ以外の要因による測定器内部のレベルド
リフトに対しても補償できないという欠点があつ
た。

本発明は上記の欠点を解決することを目的とし
ており、内部に周波数、レベルともに安定な基準
発振器を備え、局部発振器の周波数を掃引させる
ことにより、基準信号に対する分解能帯域幅フイ
ルタの離調曲線を測定し、レベルピーク点の周波
数のずれを検出するとともに、該周波数のずれに
基づいて分解能帯域幅フイルタの同調周波数を変
化させて中間周波数に一致させ、同調後のフイル
タピーク点におけるレベルを基準レベルと比較し
てその誤差を求め、該誤差を校正値として補正す
る自動離調補正受信装置を提供することを目的と
している。

（問題点を解決するための手段）そのため本発明の自動離調補正受信装置は測定
基準となる所定のレベルl₀と周波数とを発生する
基準発振器と、該基準発振器の所定のレベルl₀を
記憶しておく基準レベル記憶手段と、被測定入力
信号と該基準発振器の出力信号とを選択的に切り
換えて出力する入力切換手段と、可変局部発振器
と、該入力切換手段の出力信号と該局部発振器の
出力とを受け中間周波数f₀を出力するミクサと、
該ミクサの出力を受け前記中間周波数f₀に同調可
能な可変同調形バンドパスフイルタと、前記入力
切換手段が該基準発振器の出力信号を出力したと
き、該局部発振器の発振周波数を漸進的に増加又
は減少の変化をさせて、該バンドパスフイルタの
出力信号を検知することによりバンドパスフイル
タ特性のレベルピーク位置を検出するレベルピー
ク位置検出手段と、検知されたピーク位置に基づ
いて、予めバンドパスフイルタのピークレベル変
遷特性が格納されている同調曲線チーブルを参照
し、該同調曲線テーブルから該バンドパスフイル
タの同調周波数を該中間周波数f₀に一致させるト
ラツキング手段と、該中間周波数f₀に一致させた
ときの該バンドパスフイルタのピーク値₁をピー
ク値記憶手段と、前記入力切換手段が被測定入力
信号を出力したとき、該バンドパスフイルタの出
力信号l_Mを、該ピーク値記憶手段により記憶され
ているピーク値l₁及び前記基準レベル記憶手段に
より記憶されている所定のレベルl₀記憶手段と、
前記入力切換手段が被測定入力信号を出力したと
き、該ピーク値記憶手段により記憶されている該
バンドパスフイルタの出力信号をピーク値によつ
て補正演算する補正演算手段とを備えたことを特
徴としている。以下図面を参照しながら本発明を
説明する。

（実施例）第１図は本発明に係る自動離調補正受信装置の
一実施例構成、第２図はフイルタの同調を変化さ
せる分解能帯域幅フイルタの一実施例回路構成、
第３図は当初の可変容量ダイオード印加電圧−周
波数同調曲線、第４図は同調周波数の変化を説明
している説明図、第５図補正値説明図、第６図は
本発明に係る自動離調補正受信装置が用いられて
いるネツトワーク／スペクトラムアナライザの一
実施例構成を示している。

第１図において、１は基準発振器、２は入力切
換手段、３は可変局部発振器、４はミクサ、５は
バンドパスフイルタ、６はレベルピーク位置検出
手段、７はトラツキング手段、８は同調曲線テー
ブル、９はピーク値記憶手段、１０は補正演算手
段、１６はアナログ−デイジタル変換部、１７は
基準レベル記憶手段、１８は表示手段、１９は検
波器である。

可変局部発振器３は周波数分解度の高い、例え
ばシンセサイザ方式のものが用いられ、基準発振
器１は前記可変局部発振器３と位相同期し、その
周波数の安定化がはかられている発振器である。
また基準発振器１の出力レベルは、温度補償した
自動利得補正増幅器により安定化されている。該
基準発振器１の出力レベルl₀が予め基準レベル記
憶手段１７に記憶される。

バンドパスフイルタ５は分解能帯域幅フイル
タ、すなわちRBWフイルタであつて、該分解能
帯域幅フイルタの構成素子に、第２図に示された
如く、可変容量ダイオード６１が用いられてい
る。該可変容量ダイオードに印加する電圧によつ
てフイルタの同調周波数のピーク位置が変化す
る。なお第２図において６２は水晶である。

トラツキング手段７は、バンドパスフイルタ５
の出力レベルがピークとなる同調周波数をミクサ
４の中間周波数f₀に一致させる役目を果すもので
あり、その中間周波数f₀に一致させる手段とし
て、前記説明の如く、可変容量ダイオード６１へ
印加する電圧を供給する。

レベルピーク位置検出手段６は、基準発振器１
の基準レベル及び基準周波数の信号に対し可変局
部発振器３の掃引周波数を微小変化させミキシン
グを行つたとき、バンドパスフイルタ５から出力
されるレベルのピークが最大となる掃引周波数の
位置を検出する。このレベルのピークが最大とな
る掃引周波数の位置を検出するには、例えば可変
局部発振器３にその中心周波数fcを設定し、その
ときのバンドパスフイルタ５の出力、すなわちア
ナログ−デイジタル変換部１６の出力M₀と、可
変局部発振器３の掃引周波数を中心周波数fcより
１ステツプ大きい（又は小さい）周波数に設定
し、そのときのバンドパスフイルタ５の出力、す
なわちアナログ−デイジタル変換部１６の出力
M₁とを比較することによつている。このときM₁
−M₀＞０ならば極大値は中心周波数fcより１ス
テツプ大きい（又は小さい）周波数側にあること
が判り、局部発振器３の掃引周波数を中心周波数
fcより２ステツプ大きい（又は小さい）周波数に
設定する。そしてMi₊₁−Mi＜０（ｉ＝１，２，
３，……）になつたときには、その１つ前のステ
ツプでの掃引周波数のとき、バンドパスフイルタ
５の出力レベルが最大となる位置であることが判
る。これはバンドパスフイルタ５の水晶フイルタ
が単峰特性であることから自明である。また、
M₁−M₀＜０の場合も全く同様にして、バンドパ
スフイルタ５の出力レベルが最大となる掃引周波
数の位置をレベルピーク位置検出手段６によつて
検出することができる。

今、周囲温度の変化或いは経年変化等のため、
バンドパスフイルタ５の最大出力レベルとなる周
波数がミクサ４の出力する中間周波数f₀からΔfず
れ、周波数f₁となつているものとする。この離調
した周波数のずれΔfを解消するべく、予め求め
られているバンドパスフイルタ５についての第３
図に示された当初の可変容量ダイオード印加電圧
−周波数同調曲線から、同調周波数f₀となるべき
可変容量ダイオード印加電圧の電圧差−₀を
求める。そしてこの電圧差−₀を元の可変容
量ダイオード印加電圧₀から差引いたV₀−（Ｖ
−V₀）＝2V₀−Ｖの電圧をバンドパスフイルタ５
の可変容量ダイオード６１に印加する。これによ
り、バンドパスフイルタ５の同調周波数は第４図
に示された曲線K₂のf₀となる。すなわち第４図図
示の曲線K₁から曲線K₂に移動しバンドパスフイ
ルタ５の同調周波数はミクサ４の出力する中間周
波数f₀と一致させることができる。このときのバ
ンドパスフイルタ５の出力レベル、すなわち検波
器１９で検波され、アナログ−デイジタル変換部
１６でデイジタル化されたレベルl₁をピーク値記
憶手段９に記憶しておく。

次に入力切換手段２を被測定入力信号側に切り
換え、被測定入力信号を測定する。被測定入力信
号の測定のときには、上記説明から明らかな様に
バンドパスフイルタ５の同調周波数はミクサ４の
出力する中間周波数f₀に一致し、同調しているこ
とは云うまでもない。被測定入力信号を測定した
ときのアナログ−デイジタル変換部１６から出力
されるレベルl_Mは補正演算手段１０に入力する。
補正演算手段１０にはピーク値記憶手段９に記載
されているレベルl₁及び基準レベル記憶手段１７
に記憶されているレベルl₀が読み出され、レベル
l_Mに第５図に示された補正値l₀−l₁を加えたl_M−
（l₁−l₀）の補正演算が補正演算手段１０で実行さ
れる。補正演算手段１０で補正演算されたレベル
l_M−（l₁−l₀）は表示装置１８へ送られ、CRT表示
装置等に表示される。このとき上記の如く、バン
ドパスフイルタ５の同調周波数をミクサ４の出力
する中間周波数f₀に一致させているので、バンド
パスフイルタ５の離調による離調誤差が完全に補
正される。そしてl_M−l₁は入力切換手段２からア
ナログ−デイジタル変換部１６に至る各誤差を相
対的に補正した値となつている。

なお基準発振器１の出力レベルを0dBmにして
おけば、基準レベル記憶手段１７は不用となる。

第６図は本発明に係る自動離調補正受信装置が
用いられているネツトワーク／スペクトラムアナ
ライザの一実施例構成を示している。

第６図において、１，６，７，９，１６，１
７，１８は第１図のものと対応している。第１図
のものと対応しているものとして、Ｒチヤンネル
入力の切り換えを行う入力切換手段２ａとＴチヤ
ンネル入力の切り換えを行う入力切換手段２ｂは
２に対応し、三重のスーパヘテロダイン方式を構
成するミクサ４ａ，４′ａ，４″ａ及び４ｂ，４′
ｂ，４″ｂと可変局部発振器３、局部発振器３′，
３″とが４と３にそれぞれ対応している。分解能
帯域幅（RBW）フイルタ５ａ，５′ａ，５″ａ及
び５ｂ，５′ｂ，５″ｂは５に対応し、検波器１９
ａ，１９ｂは１９に対応している。またＲチヤン
ネルレベル補正演算手段１０ａ及びＴチヤンネル
レベル補正演算手段１０ｂは１０に対応してい
る。１０ｃは位相補正演算手段、１３は標準位相
記憶手段、１５ａ，１５′ａ，１５ｂ，１５′ｂは
切換手段、２０は測定／校正制御手段、２１は演
算制御手段、２２は掃引信号制御手段、２３は入
力手段である。またトラツキング手段７は電圧コ
ードテーブル記憶手段７１、RBWトラツキング
電圧コード記憶手段７２、校正時トラツキング制
御手段７３、測定時トラツキング制御手段７４及
びデイジタル−アナログ変換部７５，７６で構成
されている。

第６図から明らかな様に、Ｒチヤンネル系とＴ
チヤンネル系の２チヤンネルが存在し、被測定入
力信号のレベルはＲチヤンネル、Ｔチヤンネルい
ずれのチヤンネルでも測定することができる。

基準レベル記憶手段１７には基準発振器１の基
準発振周波数fsにおける出力レベルl₀が予め記憶
されている。またトラツキング手段７の電圧コー
ドテーブル記憶手段７１には次の様にして得られ
たテーブルが記憶されている。すなわち、例えば
分解能帯域幅フイルタ５ａについて説明すると、
該分解能帯域幅フイルタ５ａにミクサ４″ａの中
間周波数f₀を中心にしたf₀−ΔFからf₀＋ΔFまで
約1/300ステツプの掃引周波数を別の測定器で加
える。この約1/300ステツプの掃引周波数ごとに、
該分解能帯域幅フイルタ５ａの可変容量ダイオー
ドに印加する電圧を変え、該分解能帯域幅フイル
タ５ａから出力するレベルがピークとなるときの
可変容量ダイオードに印加されている各電圧を読
み取る。つまり第３図に示された可変容量ダイオ
ード印加電圧−周波数同調曲線を得る。f₀−ΔF
からf₀＋ΔFまでを1/300ステツプにした掃引周波
数に対する各可変容量ダイオード印加電圧をそれ
ぞれコード化しテーブルを作成する。このように
して得られたテーブルを分解能帯域幅フイルタ５
ａについてのものとして電圧コードテーブル記憶
手段７１に予め記憶しておく。以下同様にして、
Ｒチヤンネルの分解能帯域幅フイルタ５′ａ，
５″ａ及びＴチヤンネルの分解能帯域幅フイルタ
５ｂ，５′ｂ，５″ｂについても、上記説明のテー
ブルをそれぞれ作成し、それを電圧コードテーブ
ル記憶手段７１に予め記憶しておく。分解能帯域
幅フイルタは、第６図に示された数に限られるも
のではない。またＲチヤンネルの分解能帯域幅フ
イルタ５ａ，５′ａ，５″ａの各帯域幅はＴチヤン
ネルの分解能帯域幅フイルタ５ｂ，５′ｂ，５″ｂ
の各帯域幅に対応して設けられていることは言う
までもない。

次に入力手段２３からＲチヤンネルの分解能帯
域幅フイルタ５ａを指定して校正モードが入力さ
れたものとする。入力切換手段２ａは基準発振器
１側に接続され、切換手段１５ａ，１５ｂはＲチ
ヤンネルの分解能帯域幅フイルタ５ａを選び出す
ように動作する。測定／校正制御手段２０は校制
時トラツキング制御手段７３を介して電圧コード
テーブル記憶手段７１をアクセスし、分解能帯域
幅フイルタ５ａの中間周波数f₀に対する可変容量
ダイオード印加電圧₀のコードを読み出す。そ
してデイジタル−アナログ変換部７５で電圧₀
に変換され、該電圧₀が分解能帯域幅フイルタ
５ａの可変容量ダイオードに印加される。

一方、測定／校正制御手段２０は掃引信号制御
手段２２を介して可変局部発振器３に制御信号を
送り、ミクサ４″ａの出力する中間周波数がf₀−
ΔFからf₀＋ΔFまで1/300ステツプで変化する発
振周波数を可変局部発振器３から発振させる。ま
ずミクサ４″ａの出力する中間周波数をf₀とする
ように可変局部発振器３を設定し、そのときのア
ナログ−デイジタル変換部１６で得られた出力レ
ベルM₀をレベルピーク位置検出手段６が記憶す
る。次にミクサ４″ａの出力する中間周波数を１
ステツプ進めたf₀＋ΔF/150とするように可変局
部発振器３が掃引信号制御手段２２によつて設定
される。このときのアナログ−デイジタル変換部
１６で得られた出力レベルM₁がレベルピーク位
置検出手段６に入力され、前に記憶されている出
力レベルM₀といずれが大きいか比較される。M₁
−M₀＞０ならばミクサ４″ａの出力する中間周波
数をさらに１ステツプ進めたf₀＋２ΔF/150とす
るように可変局部発振器３が掃引信号制御手段２
２によつて設定され、このときの出力レベルM₂
が得られる。そしてレベルピーク位置検出手段６
で今入力された出力レベルM₂と前に入力された
出力レベルM₁との大小が比較される。これらの
処理を繰返すことにより、第１図で説明した通
り、出力レベルが最大となる掃引周波数の位置を
中間周波数f₀から何ステツプ目で生じたかがレベ
ルピーク位置検出手段６で検出される。この出力
レベルが最大となるステツプ数Ｎをアドレスとし
て、校正時トラツキング制御手段７３は電圧コー
ドテーブル記憶手段７１をアクセスし、該電圧コ
ードテーブル記憶手段７１に予め記憶されている
分解能帯域幅フイルタ５ａについての可変容量ダ
イオード印加電圧のコードを読み出す。このコー
ドは分解能帯域幅フイルタ５ａのトラツキングコ
ードとしてRBWトラツキング電圧コード記憶手
段７２に記憶される。次いで測定／校正制御手段
２０は掃引信号制御手段２２を介してミクサ４″
ａから出力する中間周波数がf₀となるように可変
局部発振器３を設定する。そして測定時トラツキ
ング制御手段７４に制御信号を送り、前記の
RBWトラツキング電圧コード記憶手段７２から
分解能帯域幅フイルタ５ａのトラツキングコード
を読み出させ、現在分解能帯域幅フイルタ５ａの
可変容量ダイオード６１に印加されている可変容
量ダイオード印加電圧₀のコードを２倍したも
のからRBWトラツキング電圧コード記憶手段７
２に記憶されているトラツキングコードを引いた
値、つまり第１図で説明した2V₀−Ｖに相当する
コードの値をデイジタル−アナログ変換部７５で
アナログ信号に変換させる。このアナログ信号は
分解能帯域幅フイルタ５ａについての可変容量ダ
イオードに印加される。これにより分解能帯域幅
フイルタ５ａの同調周波数はミキサ４″ａの出力
する中間周波数f₀に一致する。このときの出力レ
ベルが検波器１９ａを介してアナログ−デイジタ
ル変換部１６に入力される。該アナログ−デイジ
タル変換部１６でデイジタル化された出力レベル
l₁₁はRBWピーク値記憶手段９に記憶される。

このようにして分解能帯域フイルタ５ａについ
ての校正が完了する。以下同様にして、解能帯域
フイルタ５′ａ，５″ａについての校正を行うこと
により、RBWトラツキング電圧コード記憶手段
７２及びRBWピーク値記憶手段９には、それぞ
れのトラツキングコード及び中間周波数f₀と一致
したときの出力レベルl₂₁，l₃₁が記憶される。

次に入力手段２３から分解能帯域幅及び、例え
ばＲチヤンネルを指定し、測定モードを入力す
る。測定／校正制御手段２０は入力切換手段２ａ
を被測定入力信号側のＲチヤンネル入力に接続す
る。これと同時に指定された分解能帯域幅に該当
する分解能帯域幅フイルタを選択するように切換
手段１５ａ，１５ｂが作動する。続いて選択され
た分解能帯域幅フイルタのトラツキングが測定時
トラツキング制御手段７４により行われる。すな
わちRBWトラツキング電圧コード記憶手段７２
から該分解能帯域幅フイルタについてのトラツキ
ングコードが読み出され、上記説明の2V₀−Ｖに
相当するコードの値が求められ、そのデイジタル
−アナログ変換部７５でアナログ化された電圧が
該分解能帯域幅フイルタの可変容量ダイオードに
印加される。そして基準レベル記憶手段１７から
基準レベルl₀を読み出し、RBWピーク値記憶手
段９から前述の選択された分解能帯域幅フイルタ
のピーク値、例えば分解能帯域幅フイルタ５ａが
選択されたものとすると、演算制御手段２１は
l₁₁を読み出し、これらの値l₀，l₁₁をＲチヤンネル
レベル補正演算手段１０ａへ転送する。

このような状態の下で、Ｒチヤンネル入力に接
続されている被測定入力信号のレベルがＲチヤン
ネル系の入力切換手段２ａ，ミクサ４ａ，４′ａ，
４″ａ、切換手段１５ａ、分解能帯域幅フイルタ
５ａ、切換手段１５ｂ、検波器１９ａを経て測定
される。測定された被測定入力信号のレベルはア
ナログ−デイジタル変換部１６でデイジタタル化
され、Ｒチヤンネルレベル補正演算手段１０ａに
送られる。今、測定された被測定入力信号のピー
クレベルをl_Mとすると、Ｒチヤンネルレベル補正
演算手段１０ａではl_M−（l₁₁−l₀）の補正演算が
行われ、その演算結果がCRT表示装置１８に表
示される。

以上はＲチヤンネルについて説明してきたが、
Ｔチヤンネルについて全く同様にしてＴチヤンネ
ルに接続された被測定入力信号のレベルを測定す
ることができる。

なお、位相の補正については次のようにして行
われる。すなわちＲチヤンネルとＴチヤンネルの
入力切換手段２ａ，２ｂを共に基準発振器１へ接
続する。このときの対応する各分解能帯域幅フイ
ルタについて校正のトラツキングを行つた上で、
両チヤンネルの位相差を位相検波器１２で位相検
波し、その標準位相φ₁を各対応する分解能帯域
幅フイルタごとに標準位相記憶手段１３へ記憶し
ておく。

Ｒチヤンネル、Ｔチヤンネルに接続された被測
定入力信号の位相差の測定に当つては、入力手段
２３から指定された分解能帯域幅フイルタに対応
する標準位相φ₁が標準位相記憶手段１３から読
み出され、位相補正演算手段１０ｃへ転送され
る。そしてＲチヤンネル、Ｔチヤンネルの２系列
で被測定入力信号の位相差が測定される。今、位
相検波器１２で位相検波され、更にアナログ−デ
イジタル変換部１６でデイジタル化された被測定
入力信号の位相差をφ_Mとすると、該位相差φ_Mは
位相補正演算手段１０ｃへ送られ、位相補正演算
手段１０ｃでφ_M−φ₁の演算を行い、位相の補正
が行われる。このφ_M−φ₁がCRT表示装置１８に
表示される。

（発明の効果）以上説明した如く、本発明によれば、使用する
分解能帯域幅フイルタを常に中間周波数に自動的
に一致させて被測定入力信号のレベルを測定し、
この測定値と、前もつて記憶されている該分解能
帯域幅フイルタ等の補正値とから、演算によりレ
ベル補正を行うようにしたので、正しいレベルの
値を測定することができる。また同一回路で校正
値及び測定値を測定しているので、各回路の誤差
も相対的に補正される形となり、確度の高いレベ
ルを測定できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る自動離調補正受信装置の
一実施例構成、第２図はフイルタの同調を変化さ
せる分解能帯域幅フイルタの一実施例回路構成、
第３図は当初の可変容量ダイオード印加電圧−周
波数同調曲線、第４図は同調周波数の変化を説明
している説明図、第５図は補正値説明図、第６図
は本発明に係る自動離調補正受信装置が用いられ
ているネツトワーク／スペクトラムアナライザの
一実施例構成、第７図は従来の一般的なヘテロダ
イン受信機の構成例、第８図はヘテロダイン形受
信機を備えた従来の一般的ネツトワーク／スペク
トラムアナライザの回路構成、第９図は使用する
分解能帯域幅フイルタの離調によるレベル誤差説
明図、第１０図は中間周波数から離調している分
解能帯域幅フイルタの同調説明図である。図中、１は基準発振器、２は入力切換手段、３
は可変局部発振器、４はミクサ、５はバンドパス
フイルタ、６はレベルピーク位置検出手段、７は
トラツキング手段、９はピーク値記憶手段、１０
は補正演算手段、１６はアナログ−デイジタル変
換部、１７は基準レベル記憶手段、１９は検波器
を表わしている。

Claims

【特許請求の範囲】１測定基準となる所定のレベルl₀と周波数とを
発生する基準発振器１と、該基準発振器の所定のレベルl₀を記憶しておく
基準レベル記憶手段１７と、被測定入力信号と該基準発振器の出力信号とを
選択的に切り換えて出力する入力切換手段２と、可変局部発振器３と、該入力切換手段の出力信号と該可変局部発振器
の出力とを受け中間周波数f₀を出力するミクサ４
と、該ミクサの出力を受け前記中間周波数f₀に同調
可能な可変同調形バンドパスフイルタ５と、前記入力切換手段が該基準発振器の出力信号を
出力したとき、該可変局部発振器の発振周波数を
漸進的に増加又は減少の変化をさせて、該バンド
パスフイルタの出力信号を検知することによりバ
ンドパスフイルタ特性のレベルピーク位置を検出
するレベルピーク位置検出手段６と、検知されたピーク位置に基づいて、予めバンド
パスフイルタのピークレベル変遷特性が格納され
ている同調曲線テーブル８を参照し、該同調曲線
テーブルから該バンドパスフイルタの同調周波数
を該中間周波数f₀に一致させるトラツキング手段
７と、該中間周波数f₀に一致させたときの該バンドパ
スフイルタのピーク値l₁を記憶するピーク値記憶
手段９と、前記入力切換手段が被測定入力信号を出力した
とき、該バンドパスフイルタの出力信号l_Mを、該
ピーク値記憶手段により記憶されているピーク値
l₁及び前記基準レベル記憶手段により記憶されて
いる所定のレベルl₀によつて補正演算する補正演
算手段１０とを備えた自動離調補正受信装置。