JPS61237536A - 自動離調補正受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、ヘテロダイン形受信測定器の内部分解能帯域
幅フィルタの％性変化による離調のずれを正し、測定レ
ベルの誤差を測定器自身で自動補正する工うにした自動
離調補正受信装置に関するものである。・ （従来の技術） 従来の一般的ヘテロダイン形受信機を備えた測定器、例
えば選択レベルメータやスペクトラムアナライザは、第
６図に示された回路構成が採用されている、 第６図において、入力端子１０１から入力した被測定入
力信号は、受信機内部の局部発振器１０２の出力信号と
ミクサ１０３で混合さｎ１中間周波信号（ＩＰ倍信号が
ミクサ１０３の出力に発生する。中間周波信号は分解能
帯域幅フィルタ１０４にＬ９帯域制限され、さらに検波
器１０５で検波される。そしてアナログ−ディジタル変
換部１０６でディジタル信号に変換さｎ、データ処理部
１０７で計算処理後、０几Ｔ表示装ｆｉｌ１０８に表示
される。

ま友、第７図はヘテロダイン形受信機を備えた従来の一
般的ネットワーク／スペクトラムアナライザの回路構成
である。

ネットワーク／スペクトラムアナライザＦｉ＆チャンネ
ル入力端子１０９とＴチャンネル入力端子１１０の２つ
の入力端子を持っている。この２つの端子から入力され
た両チャンネルの被測定入力信号は、ミクサ１１２，１
１３にそれぞれ入力され、該ミクサ１１２，１１３で共
通の内部局部発振器１１１の出力信号と混合さｎる。そ
して各々分解能帯域幅フィルタ１１４，１１５で帯域制
限さｒ、さらに検波器１１６，１１７で検波される。

そしてアナログ−ディジタル変換部１１８でディジタル
信号に変換され、データ処理部１１９で計算処理後、Ｃ
ＲＴ表示装置１２０に表示される。

なお位相測定の場合は、両チャンネルの被測定入相 力信号を位―検波器１２１に加えて、位相差をアナログ
電圧として得、こｒＬ？アナログ−ディジタル変換部１
１８でディジタル信号に変換し、データ処理部１１９で
計算処理後、ＯＲ，Ｔ表示装置１２０に表示される。

（発明が解決しょうとする問題点） したしながら、従来の工うな回路構成による方式では、
第８図に示すように、分解能帯域幅フィルタの温度ρリ
フトや経年変化等によるフィルタ中心周波数の変化、す
なわち離調に対して著しい欠点があった。すなわち分解
能帯域幅フィルタの特性は、一般に温度または経時性に
より変化するから、第８図で示されるように、規定のフ
ィルタの状態における特注ＧＩとその変化した離調後の
フィルタの状態における特性Ｇ３とでは、ピーク周ｌ２
ｉ２数でＦ、−ｐｌ、レベルでり、　−Ｌ、　　の誤差
を発生する。

これらの誤差を補正する定めに、従来は外部に周波数、
レベルの安定なシンセサイズを発振器を用意し、測定器
の局部発振周波数を掃引して第９図に示された様な離調
曲線を測定し、同一周波数Ｆ、のレベルＬｓ　ｋ読み取
り、シンセサイズＰ発振器の設定レベルＬＯとの差Ｌ３
−Ｌ６　ｆ補正値として校正する方法が採られていた。

従来のこの工つな＃Ｉ調校正方法では、外部に基珈とな
る信号源を用意しなければならず、かつ校正手順が大変
複雑であるという欠点があった。

更に離調により％第９図から判る様にピーク点ではなく
傾斜点で校正データを得るため、補ＩＥｆｆｌもレベル
データの安定性が悪いという欠点があった。

更にまた、分解能帯域幅フィルタのみならず、フィルタ
以外の要因による測定器内部のレベル戸リフトに対して
も補償できないという欠点があった。

本発明は上記の欠点を解決することを目的としており、
内部に周波数、レベルともに安定な基攬発振器を備え、
局部発振器の周波数を掃引させることにより、基糸信号
に対する分解能帯域幅フィルタの離調曲線を測定し、レ
ベルビーク点の周波数のすｎを検出するとともに、該周
波数のずれに基づいて分解能帯域幅フィルタの同調周波
数ｆｃ変変化せて中間周波数に一致させ、同調後のフィ
ルタピーク点におけるレベル七基鵡レベルと比較してそ
の誤差を求め、該誤差全校Ｅ値として補正する自動離調
補正受信装置を提供することを目的としている。

（問題点を解決するための手段） そのため本発明の自動離調補正受信装置は測定基単とな
る所定のレベルと周波数とを発生する基単発振器と、被
測定入力信号と該基単発振器の出力信号とを選択的に切
り換えて出力する入力切換手段と、可変局部発振器と、
該入力切換手段の出力信号と該局部発振器の出力とを受
け中間周波数ｆｏを出力するはフサと、該ミクサの出力
を受け前記中間周波数ｆＯに同調可能な可変同調形パン
？−ぐスフイルタと、前記入力切換手段が該基塩発振器
の出力信号を出力したとき、該局部発振器の発振周波数
を漸進的に変化させて、該バンドパスフイルタの出力信
号を検知することにエシノマンＰノぞスフィルタ％性の
レベルピーク位置を検出するレベルピーク位置検出手段
と、検知され九ピーク位置から該バンドパスフイルタの
同調周波数を該中間周波数ｆｏに一致させるトラッキン
グ手段と、該中間周波数ｆ、に一致させたときの該パン
Ｐノぐスフイルタのピーク値を記憶するピーク値記憶手
段と、前記入力切換手段が被測定入力信号を出力したと
き、該ピーク値記憶手段により記憶されている該、６７
ｒパスフイルタの出力信号をピーク値に工って補正演算
する補正演算手段とを備えたことを特徴としている。以
下図面を参照しながら本発明を説明する。

（実施例） 第１図は本発明に係る自動離調補正受信装置の一実施例
構成、第２図はフィルタの同調を変化させる分解能帯域
幅フィルタの一実施例回路構成、第３図は町変容量ダイ
オ−を印加電圧−周波数同調曲線、第４図は同調周波数
の変化を説明している説明図、第５図は本発明に係る自
動離調補正受信装置が用いられているネットワーク／ス
ペクトラムアナライザの一実施例構成を示している。

第１図において、ｌＦｉ基亀発振器、２け入力切換手段
、３は可変局部発振器、４けミクサ、５けバンドパスフ
イルタ、６けレベルビーク位置検出手段、７けトラッキ
ング手段％　９けピーク値記憶手段、１０け補正演算手
段、１６けアナログ−ディジタル変換部、１７け基塩レ
ベル記憶手段、１８は表示手段、１９け検波器である。

可変局部発振器３け周波数分解度の高い１例えばシンセ
サイザ方式のものが用いられ、基塩発振器ｌけ前記可変
局部発振器３と位相同期し、その周波数の安定比がはか
られている発振器である。

また基塩発振器１の出力レベルは、温匿補償した自動利
得補正増幅器にＬ９安定化されている。該基準発振器１
の出力レベルムが予め基塩レベル記憶手段１７に記憶さ
ｎる。

バンドパスフイルタ５け分解能帯域幅７’ｆルタ。

すなわちＦＬＢＷフィルタであって、該分解能帯域幅フ
ィルタの構Ｆｉｙ：、素子に、第２図に示された如く、
町変容量ダイオ−）′６１が用いられている。該町変容
Ｈダイオ−Ｐに印加する電圧によってフィルタの同調周
波数のピーク位置が変化する。なお第２図において６２
は水晶である。

トラッキンク手段７Ｆｉ、ノ々ンｒノぞスフイルタ５の
出力レベルがピークとなる同調周波数をミクサ４の中間
周波数ｆｏに一致させる役目を果すものであり、その中
間周波数ｆ、に一致させる手段として、前記説明の如く
、町変容量ダイオ−１′６１へ印加する電ＥＥを供給す
る。

レベルピーク位置検出手段６け、基塩発振器１の基塩レ
ベル及び基塩８ｇ数の信号に対し可変局部発振器３の掃
引周波数を微小変化させばキシングを行ったとキ、ハン
Ｐノぞスフィルタ５から出力されるレベルのピークが最
大となる掃引周波数の位ａ１に：検出する。このレベル
のピークが最大となる掃引周波数の位置を検出するには
、例えば５ｒ変局部発振器３にその中心周波数ｆｃｆ設
定し、そのときのパンｒノぞスフイルタ５の出力、すな
わちアナログ−ディジタル変換部１６の出力部と、可変
局部発振器３の掃引周波数を中心周波数ｆｃ工９１ステ
ップ大きい（又は小さい）周波数に設定し、そのときの
バンドパスフイルタ５の出力、すなわちアナミグ−ディ
ジタル変換部１６の出力Ｍ１とを比較することによって
いる。このときＭｌ　−Ｍ、　＞Ｏならば極大値は中心
周波数ｆｃ工り１ステップ大きい（又は小さい）周波数
側にあることが判り、局部発振器３の掃引周波数を中心
周波数ｆｃ工り２ステップ大きい（又は小さい）周波数
に設定する。

セしてＭｉ４−１−Ｍｉ（、Ｏｊ　ｉ＝１．２　ｅ　３
　＊・・・・・暑になったときには、その１つ前のステ
ップでの掃引周波数のとき、）９ンｒ／ぐスフィルタ５
の出力レベルが最大となる位置であることが判る。これ
はパンＰノぞスフィルタ５の水晶フィルタが単峰％性で
あること力１ら自明である。ｉた、Ｍｓ　−Ｍｅ　＜　
００場合も全く同様にして、パンｆ　／Ｒスフイルタ５
の出力レベルが最大となる掃引周波数の位置をしペルビ
ーク位置検出手段６にＬっで検出することができる。

今１周囲温度の変化或いは軽年変化等のため、ノ々ンＰ
ノぞスフィルタ５の最大出力レベルとなる周波数がミク
サ４の出力する中間周波数ｆｏ　ＰらΔｆをノ々ンＰノ
ぞスフィルタ５についての曲線を求メ、求められた曲線
から、同調同波数ｆｏに対応する可変容量ダイオ−Ｐ印
力「電ＥＥＶｏ　’に求める。そしてこの可変容量ダイ
オーＰ印加電圧Ｖｏ７にパン）′パスフイルタ５の可変
容量ダイオ−１′Ｈに印加する。

これにより、パンＰノぞスフィルタ５の最大出力レベル
となる同調周波数は第４図に示された曲線に２のｆｏと
なる。すなわち第４図図示の曲線Ｋｔ２）ｋら曲線に２
に移動しパンＰノクスフィルタ５の同調同波数はミクサ
４の出力する中間周波数ｆｏと一致させることができる
。このときのノ々ンＰノぐスフィルタ５の出力レベル、
すなわち検波器１９で検波され、アナログ−ディジタル
変換部１６でディジタル比されたレベルＬｒｔビーク値
記憶手段９Ｉ／ｃ記憶しておく５ 矢に入力切換手段２を被測定入力信号側に切り換え、被
測定入力信号を測定する。被測定入力信号の測定のとき
には、上記説明から明ら〃為な様にノマンｔノスフイル
タ５の同ｉ！ｌＮ８波数はミクサ４の出力する中間周波
数ｆ、に一致し、同調していることは云うまでもない。

被測定入力信号を測定したときのアナログ−ディジタル
変換部１６１にら出力されるレベル勾は補正演算手段ｌ
Ｏに入力する。

補正演算手段１０にはピーク値記憶手段９に記載されて
いるレベル１１及び基厘レベル記憶手段１７に記憶され
ているレベルＩｌｏが読み出され、＃Ｍ−（右−９ｏ）
の補正演算が補正演算手段１０で実行される。補正演算
手段ｉｏで補正演算さｎ九しベルｂＭ−（ｚ、　−４ｏ
　）は表示装置１８へ送られ、ＯＲＴ表示装置等に表示
さｎる。このとき上記の如く、ノ々ン？ノξスフイルタ
５の同調周波敷金ミクサ４の出力する中間周波数ｆｏに
一致させているので、パンＩＦ、ぞスフィルタ５の離調
にＬる離調誤差が完全に補正される。そしてＡＭ　−４
１は入力切換手段２＞らアナログ−ディジタル変換部１
６に至る各誤差を相対的に補正した値となっている。

なお基撫発撮器１の出力レベルをＯｄＢｍ　　にしてお
けば、基准レベル記憶手段１７Ｆｉ不用となる。

第５図は本発明に係る自動離調補正受信装置が用いられ
ているネットワーク／スペクトラムアナライザの一実施
例構成を示している。

第５図において、１，６，７．９，１６，１７゜１８け
第１図のものと対応している。第１図のものと対応して
いるものとして、Ｒチャンネル入力の切り換えを行う入
力切換手段２ａとＴチャンネル入力の切り換えを行う入
力切換手段２　ｂＦｉ２に対応し、三重のスーツξヘテ
ロダイン方式を構成するミクサ４　ａ　ｅ　４’ａ　ｅ
　４’ａ及び４ｂ　、　４’ｂ　ａ　４’ｂと可変局部
発振器３、局部発振冊子、３９とが４と３にそれぞれ対
応している。分解能帯域幅ＣＦＬＢｗ）フィルタ５　ａ
　ｅ　５’ａ　ｅ　５’ｂ及び５ｈｔ５’ｂ、５’ｂけ
５に対応し、検波器１９ａ　、１９ｂけ１９に対応して
いる。またＲチャンネルレベル補正手段１０ａ及びＴチ
ャンネルレベル補正手段１０ｂけ１０に対応している。

１０ｃけ位相補正演算手段。

１３はＪｉｍ位相記憶手段、　１５ａ　、　１５’ａ　
＊　１５ｂ。

１５′ｂけ切換手段、２０は測定／校正制御手段、２１
け演算制御中段、２２は掃引信号制御手段、２３け入力
手段である。またトラッキング手段７は電圧コーｔテー
ブル記憶手段７１％ＦＬＢＷ）う換部７５，７６で構成
されている。

第５図力）ら明ら刀）な様に、Ｒチャンネル系とＴチャ
ンネル系の２チヤンネルが存在し、被測定入力信号のレ
ベルはＲチャンネル％　Ｔチャンネルいずれのチャンネ
ルでも測定することができる。

基鵡レベル記憶手段１７には基進発振器１の基鵡発振周
波数ｆｓにおける出力レベル＾が予め記憶されている。

またトラッキング手段７の電圧コーＰテーブル記憶手段
７１には次の様にして得られたテーブルが記憶されてい
る。すなわち、例えば分解能帯域幅フィルタ５ａについ
て説明すると、該分解能帯域幅フィルタ５ａにミクサ４
’ａの中間周波数ｆａｔ中心にし７Ｃｆｏ−ΔＦ　ｗ＞
らｆ、＋ΔＦまで約１／３００ステツプの掃引周波数を
別の測定器で加エル。この約１／３００ステツプの掃引
周波数ごとに、該分解能帯域幅フィルタ５膳の可変容量
ダイオ−２に印加する電圧を変え、該分解能帯域幅フィ
ルタ５ａから出力するレベルがピークとなるときの可変
容量ダイオ−１′に印加されている各電圧を読み取る。

つまり第３図に示された可変容量ダイオ−Ｐ印加電圧−
周波数同調曲線を得る。ｔｏ　−ΔＦからｆ、＋ΔＦま
でをｌ／３００ステツプにした掃引周波数に対する各可
変容量ダイオーＰ印加電圧をそれぞれツー２化しテーブ
ルｔ−作成する。このようにして得られたテーブルを分
解能帯域幅フィルタ５ａｉＣついてのものとして電圧コ
ーｒテーブル記憶手段７１に予め記憶しておく。以下同
様にして、Ｒチャンネルの分解能帯域幅フィルタ５゛ａ
。

５′３及びＴチャンネルの分解能帯域幅フィルタ５ｂ　
ｌ　５’ｂ　ｌ　５’ｂについても、上記説明のテーブ
ルをそれぞれ咋成し、それを電圧コー？テーブル記憶手
段７１に予め記憶してお（。分解能帯域幅フィルタは、
第５図に示さ′ｎた数に限られるものではない。またＲ
チャンネルの分解能帯域幅フィルタ５ｇ＋５’ａ＊５’
ａの各帯域幅はＴチャンネルの分解能帯域幅フィルタ５
ｂｅ５’ｂｅ５’ｂの各帯域幅に対応して設けられてい
ることけ言うまでもない。

次に入力手段２３からＲチャンネルの分解能帯域幅フィ
ルタ５ａを指定して校正モーＰが入力されたものとする
。入力切換手段２ａけ基準発娠器１側に接続され、切換
手段１５ａ、１５ｂけＲチャンネルの分解能帯域幅フィ
ルタ５ａを選び出すように動作する。測定／校正制御手
段２０け校訓時トラッキング制御手段７３を介して電圧
コー？テーブル記憶手段７１をアクセスし、分解能帯域
幅フィルタ５ａの中間周波数ｆｏに対する町変容普ダイ
オーＰ印加電圧■ｏのコール２読み出す。そしてディジ
タル−アナログ変換部７５で電圧ｖＯに変換され、該電
圧Ｖｏが分解能帯域幅フィルタ５ａの可変容量ダイオ−
ｒに印加される。

一方、測定／校正制御手段２０け掃引信号制御手段２２
を介して可変局部発振器３に制御信号を送り、ミクサ４
’ａの出力する中間周波数がｆｏ−Δｆからｆｏ＋ΔＦ
まで１／３００ステツプで変化する発振周波数を可変局
部発振器３から発振させる。まずミクサ４’ａの出力す
る中間周波数ｔ”　ｆｏとする工うに可変局部発振器３
を設定し、そのときのアナログ−ディ・ジタル変換部１
６で得られた出力レベルＭＯをレベルピーク位置検出手
段６が記憶する。次にミクサ４’ａの出力する中間周波
数を１ステップ進めたｆｏ＋ΔＦ／１５０　　とするよ
うに可変局部発振器３が掃引信号制御手段２２によって
設定される。

このときのアナログ−ディジタル変換部１６で得られた
出力レベルＭ、がレベルピーク位置検出手段６に入力さ
れ、前に記憶されている出力レベル鵠といずれが大きい
か比較される。−Ｍｒ　−Ｍｅ　＞Ｏならばミクサ４’
ａの出力する中間周波数をさらに１ステップ進めたｆｏ
＋２ΔＦ’／１５０とするＬうに可変局部発振器３が掃
引信号制御手段２２によって設定され、このときの出力
レベル馬が得られる。そしてレベルピーク位置検出手段
６で金入力さｎた出力レベルＭ、と前に入力された出力
レベルＭ１との大小が比較される。これらの処理を繰返
すことに工り、第１図で説明した通り、出力レベルが最
大となる掃引周波数の位置を中間局波数ｆＯｐら何ステ
ップ目で生じｙｃ＞がレベルピーク位置検出手段６で検
出される。この出力レベルが最大となるステップ数Ｎを
アＰレスとして、校正時トラッキング制御手段７３は電
圧コーＰテーブル記憶手段７１をアクセスし、該電圧コ
ーＰテーブル記憶手段７１−に予め記憶されている分解
能帯域幅フィルタ５ａについての可変容量ダイオ−を印
加電圧のコーｒを読み出す、このコーＰけ分解能帯域幅
フィルタ５ａのトラッキングコー２としてＦＬＢＷトラ
ッキング電田コ電圧記憶手段７２に記憶される。

次いで測定／校正制御中段２０け掃引信号制御手段２２
を介してミクサ４’ａから出力する中間周波数がｔｏと
なるように可変局部発振器３を設定する。

そして測定時トラッキング制御手段７４に制御信号を送
り、前記の几ＢＷトラッキング電圧コーＰ記憶手段７２
から分解能帯域幅フィルタ５ａのトラッキングニーＰｔ
−読み出させ、ディジタル−アナログ変換部７５でアナ
ログ信号に変換させる。

このアナログ信号は分解能帯域幅フィルタ５ｍについて
の可変容量ダイオ−ｒに印加される。これにＬり分解能
帯域幅フィルタ５ａの同調周波数はミキサ４’ａの出力
する中間周波数ｆｏに一致する。

このときの出力レベルが検波器１９ａを介してアナ０グ
ーデイジタル変換！ｌ５１６に入力さｎる。該アナミグ
−ディジタル変換部１６でディジタル比さｊた出力レベ
ルｌ目けＲＢＷビーク値記憶手段９に記憶される。

このＬうにして分解能帯域フィルタ５ａ＆Ｃついての校
正が完了する。以下同様にして、解能帯域フィルタ５’
　ａ　ｈ　５’　ａについての校正を行うことに工り、
ＲＢＷトラツ牛ング電田電圧ρ記憶手段７２及びＲＢＷ
ピーク値記憶手段９には、それぞれのトラッキングコー
ｒ及び中間周波数ｆＯと一致したときの出力レベル１２
１１１／３Ｉが記憶される。

次に入力手段２３から分解能帯域幅及び、例えばＲチャ
ンネルを指定し、測定モール２人力する。

測定／校正制御手段２０け入力切換手段２ａを被測定入
力信号側の几チャンネル入力に接続する。

これと同時に指定さｎた分解能帯域幅に該当する分解能
帯域幅フィルタを選択するように切換手段１５ａ＊１５
ｂが作動する。続いて選択さｔ’＋た分解能帯域幅フィ
ルタのトラッキングが測定時トラッキング制御手段７４
により行われる。すなわちＲＢＷ）ラッキング電圧コー
Ｐ記憶手段７２から該分解能帯域幅フィルタについての
トラッキングコーρが読み出され、ディジタル−アナロ
グ変換部７５でアナログ比された電圧が該分解能帯域幅
フィルタの可変容量ダイオ−２Ｖｃ印加される。そして
基急レベル記憶手段１７２）Ａら基撫レベルｌｏを読み
出し％　ＲＢＷピーク値記憶手段９から前述の選択さｎ
た分解能帯域幅フィルタのピーク値、例えば分解能帯域
幅フィルタ５ａが選択さｒＢｃものとすると、演算制御
手段２１け／’目を読み出し、これらの値＃６＋６１１
をＲチャンネルレベル補正演算手段１０ａへ転送する。

このような状態の下で、ａチャンネル入力に接続されて
いる被測定入力信号のレベルが几チャンネル系の入力切
換手段２ａｓ　　ミクサ４　ａ　＠　４’ａ　＠４１ａ
、切換手段１５ａ１分解能帯域幅フィルタ５ａｓ　切換
手段１５ｂ、検波器１９ｍを経て測定さｊる。測定され
た被測定入力信号のレベルはアナログ−ディジタル変換
部１６でディジタル化され、Ｒチャンネルレベル補正演
算手段１０ａに送られる。今、測定さｔ′Ｌだ被測定入
力信号のピークレベルヲｂＭ　とすると、Ｒチャンネル
レベル補正演算手段１０ａでは’Ｍ−（７’＋ｔ−１＠
　１の補正演算が行われ、その演算結果がＣＲＴ表示装
置１８に表示される。

以上はＲチャンネルについて説明してきたが、Ｔチャン
ネルについても全く同様にしてＴチャンネルに接続さｔ
’した被測定入力信号のレベルを測定することができる
。

なお、位相の補ＬＥについては次のようにして行われる
。すなわちＲチャンネルとＴチャンネルの入力切換手段
２ａａ２ｂ１に共に基準発振器１へ接続する。このとき
の対応する各分解能帯域幅フィルタについて校正のトラ
ッキングを行った上で、両チャンネルの位相差を位相検
波器１２で位相検波し、その＠ｌ皐位相へを各対応する
分解能帯域幅フィルタごとに緯糸位相記憶手段１３へ記
憶しておく。

Ｒチャンネル、Ｔチャンネルに接続された被測定入力信
号の位相差の測定に当っては、入力手段２３から指定さ
ｎた分解能帯域幅フィルタに対応する標単位相へが＠醜
位相記憶手段１３から読み出され、位相補正演算手段１
０ｃへ転送さｎ、る。

そしてＲチャンネル、Ｔチャンネルの２系列で被測定入
力信号の位相差が測定される。今、位相検波器１２で位
相検波され、更にアナログ−ディジタル変換部１６でデ
ィジタル比された被測定入力信号の位相差をφＭとする
と、該位相差φＭＶｉ位相補正演算手段１０ｃへ送られ
、位相補正演算手段ｌＯｃでφＭ−φ室の演算を行い、
位相の補正が行われる。このφＭ−φ重がＯＲＴ表示装
［１８に表示される。

（発明の効果） 以上説明した如く％本発明によれば、使用する分解能帯
域幅フィルタを常に中間周波数に自動的に一致させて被
測定入力信号のレベルを測定し、この測定値と、前もっ
て記憶されている該分解能帯域幅フィルタ等の補ＩＥ値
とから、演算にエリレベル補正を行う工うにしたので、
正しいレベルの値を測定することができる。また同一回
路で校正値及び測定値を測定しているので、各回路の誤
差も相対的に補正される形とｆｋシ、確度の高いレベル
を測定できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る自動離調補正受信装置の一実施例
構成、第２図はフィルタの同調を変「ヒさせる分旌能帯
域幅フィルタの一実施例回路構成。 第３図は可変容量ダイオ−Ｐ印加電圧−周波数同調曲線
、第４図は同調周波数の変ｒヒを説明している説明図、
第５図は本発明に係る自動離調補正受信装置が用いられ
ているネットワーク／スペクトラムアナライザの一実施
例構成、第６図は従来の一般的なヘテロダイン受信機の
構成例、第７図はヘテロダイン形受信機を備え九従来の
一般的ネットワーク／スペクトラムアナライザの回路構
成、第８図は使用する分解卵帯域幅フィルタの離Ｖ＠に
よるレベル誤差説明図、第９図は中間周波数カ）ら離調
している分解能帯域幅フィルタの同ｖＲ説明図である。 図中、１け基進発振器、２け入力切換手段、３け可変局
部発振器、４けミクサ、５けノ々ンｌ′パスフィルタ、
６けレベルピーク位置検出手段、７けトラッキング手段
、９はピーク値記憶手段、１゜け補正演算手段、１６け
アナログ−ディジタル変換部、１７け基憩レベル記憶手
段、１９け検Ｖ器を表わしている。 特許出願人　　安立電気株式会社 置罠奴×碑や 第２図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 測定基準となる所定のレベルと周波数とを発生する基準
   発振器（１）と；被測定入力信号と該基準発振器の出力
   信号とを選択的に切り換えて出力する入力切換手段（２
   ）と；可変局部発振器（３）と；該入力切換手段の出力
   信号と該局部発振器の出力とを受け中間周波数ｆ＿０を
   出力するミクサ（４）と；該ミクサの出力を受け前記中
   間周波数ｆ＿０に同調可能な可変同調形バンドパスフイ
   ルタ（５）と；前記入力切換手段が該基準発振器の出力
   信号を出力したとき、該局部発振器の発振周波数を漸進
   的に変化させて、該バンドパスフイルタの出力信号を検
   知することによりバンドパスフイルタ特性のレベルピー
   ク位置を検出するレベルピーク位置検出手段（６）と；
   検知されたピーク位置から該バンドパスフイルタの同調
   周波数を該中間周波数ｆ＿０に一致させるトラッキング
   手段（７）と；該中間周波数ｆ＿０に一致させたときの
   該バンドパスフイルタのピーク値を記憶するピーク値記
   憶手段（９）と；前記入力切換手段が被測定入力信号を
   出力したとき、該ピーク値記憶手段により記憶されてい
   る該バンドパスフイルタの出力信号をピーク値によつて
   補正演算する補正演算手段（１０）とを備えた自動離調
   補正受信装置。