DE3633790C2

DE3633790C2 -

Info

Publication number: DE3633790C2
Application number: DE3633790A
Authority: DE
Inventors: Georg Dipl.-Ing. 7860 Schopfheim De Schneider; Markus 7850 Loerrach De Bausch
Original assignee: Endress and Hauser SE and Co KG
Current assignee: Endress and Hauser SE and Co KG
Priority date: 1986-10-03
Filing date: 1986-10-03
Publication date: 1989-01-05
Also published as: GB2196131A; GB8723296D0; JPH0432346B2; DE3633790A1; US4862382A; FR2604792B1; GB2196131B; JPS63165769A; FR2604792A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Aufbereitung der Ausgangssignale einer Widerstandsbrücke gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Bei einer aus der DE-OS 24 50 111 bekannten Anordnung dieser Art sind die Referenzeingänge von Analog-Digital-Wandlern, die gegebenenfalls auch durch einen Spannungs-Frequenz-Wandler vom VCO-Typ gebildet sein können, unmittelbar bleibend mit der Gleichspannungsquelle verbunden, so daß die Spannung der Gleichspannungsquelle zugleich die Referenzspannung ist. Die Brückenspeisespannung unterscheidet sich daher von der Referenzspannung einerseits durch ihre wechselnde Polarität und andererseits durch mögliche Spannungsabfälle in den Umschaltern, die zwischen die mit den Referenzeingängen verbundenen Klemmen der Gleichspannungsquelle und die Anschlüsse der zu speisenden Brückendiagonale eingefügt sind. Solche Spannungsabfälle sind vor allem dann unvermeidlich und unkontrollierbar, wenn die Umschalter durch Halbleiterschalter gebildet sind, wie es in der Regel der Fall ist. Durch solche Spannungsdifferenzen zwischen der Brückenspeisespannung und der Referenzspannung können unkorrigierbare Meßfehler verursacht werden. Ferner sind besondere Maßnahmen erforderlich, um die Tatsache zu berücksichtigen, daß die Referenzspannung abwechselnd die gleiche und die entgegengesetzte Polarität wie die Brückenspeisespannung hat. Bei den in der DE-OS 24 50 111 beschriebenen Ausführungsbeispielen geschieht dies dadurch, daß zwei Analog-Digital-Wandler vorgesehen sind, die durch weitere Umschalter, die synchron mit den Umschaltern für die Brückenspeisespannung betätigt werden, periodisch abwechselnd mit dem Ausgang des Brückenverstärkers und gegebenenfalls mit den nachfolgenden Auswerteschaltungen verbunden werden.

Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung einer Anordnung zur Aufbereitung der Ausgangssignale einer Widerstandsbrücke, bei welcher ohne zusätzlichen Schaltungsaufwand Meßfehler, die durch die Umschalter für die Brückenspeisespannung verursacht werden können, vermieden werden.

Diese Aufgabe wird nach der Erfindung durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst.

Bei der Anordnung nach der Erfindung ist die Referenzspannung nach Polarität und Größe stets mit der momentanen Brückenspeisespannung identisch. Spannungsabfälle an den Umschaltern für die Brückenspeisespannung gehen in gleicher Weise in die Brückenspeisespannung und in die Referenzspannung ein, so daß sie ohne Einfluß auf das Meßergebnis sind. Ferner sind keine besonderen Maßnahmen erforderlich, um einen periodischen Polaritätswechsel zwischen Brückenspeisespannung und Referenzspannung auszugleichen.

Vorteilhafte Ausgestaltung und Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Anordnung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt. In der Zeichnung zeigt:

Fig. 1 das Blockschaltbild einer Anordnung nach der Erfindung zur Aufbereitung der Ausgangssignale einer Widerstandsbrücke,

Fig. 2 eine Ausführungsform der Anordnung von Fig. 1, basierend auf quantisiertem Ladungstransport mit einer Schalter-Kondensator-Anordnung,

Fig. 3 die Darstellung des zeitlichen Verlaufs wichtiger Signale in der Anordnung von Fig. 2 und

Fig. 4 das Blockschaltbild einer abgeänderten Ausführungsform, bei der das Bezugspotential der Brückenspeisung derart vorgegeben wird, daß die Brückenausgangssignale in bezug auf die Versorgung der nachgeordneten Elektronik auf näherungsweise konstantem Potential gehalten werden.

Die in Fig. 1 dargestellte Anordnung enthält eine Widerstandsbrücke, die aus vier Brückenwiderständen 13, 14, 15 und 16 besteht. Die vier Brückenwiderstände 13 bis 16 haben im abgeglichenen Zustand den gleichen Widerstandswert R und ändern sich bei einer Verstimmung um den gleichen Widerstandswert ±Δ R bzw. um den gleichen Faktor (1±ε) mit ε=Δ R/R. Dabei ändern sich jeweils zwei einander diagonal gegenüberliegende Widerstände zueinander gleichsinnig und zu den beiden anderen Widerständen gegensinnig. Die Speisung der Widerstandsbrücke erfolgt durch eine Gleichspannungsquelle 10 mit der Spannung U _V über Umschalter 11 und 12. Die Umschalter 11 und 12 werden durch ein Steuersignal gleichzeitig betätigt, so daß sie die an die eine Brückendiagonale angelegte Brückenspeisespannung U _VBR zwischen den Werten +U _V und -U _V umschalten. Entsprechend der Verstimmung der Brückenwiderstände 13 bis 16 ergibt sich an der anderen Brückendiagonale die Brückenausgangsspannung U _BR, die an die Eingänge 17 und 18 eines Brückenverstärkers 19 mit dem Verstärkungsfaktor v angelegt ist.

Die verstärkte Ausgangsspannung v · U _BR des Brückenverstärkers 19 wird den Signaleingängen 21 und 22 eines Spannungs- Frequenz-Wandlers 25 zugeführt, der ferner zwei Referenzeingänge 20, 23 und einen Steuereingang 24 hat. An die Referenzeingänge 20, 23 ist die Brückenspeisespannung U _VBR als Referenzspannung angelegt, und der Steuereingang 24 empfängt das Steuersignal, das die Umschalter 11 und 12 betätigt. Der Spannungs-Frequenz- Wandler 25 wandelt die an den Signaleingängen 21 und 22 anliegende Spannung v · U _BR in eine am Ausgang 26 abgegebene Wechselspannung um, deren Frequenz f _aus durch die folgende Beziehung gegeben ist:

Hierin sind mit

U _+Sig:die Spannung am Signaleingang 21 U _-Sig:die Spannung am Signaleingang 22 U _+Ref:die Spannung am Referenzeingang 20 U _-Ref:die Spannung am Referenzeingang 23 f₀:die Kalibrationsfrequenz

des Spannungsfrequenzwandlers 25 bezeichnet. Da die Ausgangsspannung der Widerstandsbrücke allgemein der Beziehung

U _BR = k · U _VBR

gehorcht, erhält man letztlich

Durch Verwendung der aktuellen Brückenspeisespannung als Referenzspannung ist somit der Einfluß ihres Absolutwertes eliminiert; das Ergebnis ist unabhängig vom Wert der Brückenspeisespannung U _VBR. Dieses ist dem Fachmann bekannt.

Das Steuersignal, das die Polarität der Brückenspeisespannung U _VBR mittels der Schalter 11, 12 und die Funktion des Spannungs-Frequenz-Wandlers 25 für negative Signalspannungen über den Eingang 24 umschaltet, wird von einer Synchronisierschaltung 27 geliefert, die ein von einem Taktgenerator 28 geliefertes Taktsignal empfängt.

Faßt man alle Fehlerspannungen wie Thermospannungen, Kontaktspannungen und Offsetspannungen des Brückenverstärkers 19 und des Spannungs-Frequenz-Wandlers 25 in einer Offsetspannung U _offs zusammen, so erhält man für die beiden Polaritäten der Brückenspeisespannung U _VBR die folgenden Ausgangsfrequenzen am Ausgang 26 des Spannungs- Frequenz-Wandlers 25:

Mißt man nun in einer an den Ausgang 26 des Spannungs- Frequenz-Wandlers 25 angeschlossenen Auswerteeinheit 29 die Ausgangsfrequenz f _aus derart, daß die beiden Polaritäten der Brückenspeisespannung U _VBR über die gleiche Zeitdauer in das Ergebnis eingehen, und bildet man den Mittelwert der beiden gemessenen Frequenzen f _aus+ und f _aus-, so fällt der Einfluß von U _offs heraus.

Die Umschaltung des Spannungs-Frequenz-Wandlers 25 für negative Eingangsspannungen durch das dem Steuereingang 24 zugeführte Steuersignal ist in den Fällen erforderlich, in denen, wie im Beispiel der Fig. 2, eine symmetrische Funktion des Spannungs-Frequenz-Wandlers bezüglich der Eingangsspannungen nicht gegeben ist.

In Fig. 2 ist ein Ausführungsbeispiel der Anordnung von Fig. 1 in näheren Einzelheiten dargestellt, und Fig. 3 zeigt die Zeitverläufe wesentlicher Signale, die in der Schaltung von Fig. 2 auftreten. Die in Fig. 2 dargestellte Widerstandsbrücke, bestehend aus den Widerständen 33, 34, 35, 36, empfängt die Brückenspeisespannung U _VBR von der Gleichspannungsquelle 30 mit der Spannung U _V über die Umschalter 31 und 32. Die Funktion dieser Elemente entspricht derjenigen der entsprechenden Elemente von Fig. 1 und wird nicht erneut erläutert.

Der Brückenverstärker 39 besteht aus zwei Operationsverstärkern 40, 41 und drei Widerständen 42, 43, 44. Dies ist eine dem Fachmann bekannte Schaltung, wobei die Widerstände 42 und 44 üblicherweise den gleichen Widerstandswert haben. Bezeichnet man diesen Widerstandswert mit R₄₄ und denjenigen des Widerstands 43 mit R₄₃, so verstärkt der Brückenverstärker 39 die an seinen Eingängen 37 und 38 anliegende Brückenausgangsspannung U _BR = U₃₇-U₃₈ entsprechend der Gleichung

An die beiden Ausgänge 47, 48 des Brückenverstärkers 39 ist ein RC-Glied mit einem Widerstand 49 und einem Kondensator 50 angeschlossen. Zwei durch ein Steuersignal gemeinsam betätigte Umschalter 51 und 52 legen in ihrer einen Stellung, die in Fig. 2 dargestellt ist, die Brückenspeisespannung U _VBR an einen zweiten Kondensator 100 an, während sie in ihrer anderen Stellung den Kondensator 100 parallel zum Kondensator 50 schalten. Die beiden Anschlüsse des Kondensators 50 sind mit den beiden Eingängen eines Komparators 53 verbunden, so daß die am Kondensator 50 bestehende Spannung U _K die Eingangsspannung des Komparators 53 bildet. Der Ausgang des Komparators 53 ist mit dem einen Eingang einer Exclusiv-NOR-Stufe 54 verbunden, die an ihrem anderen Eingang das die Umschalter 31 und 32 betätigende Steuersignal empfängt. Dieser andere Eingang der Exclusiv-NOR-Stufe 54 entspricht somit dem Steuereingang 24 von Fig. 1.

An den Ausgang der Exclusiv-NOR-Stufe 54 ist der Auslöseeingang einer monostabilen Kippstufe 55 angeschlossen, deren Ausgang mit dem Auslöseeingang einer zweiten monostabilen Kippstufe 58 verbunden ist, die an ihrem Ausgang 59 das Steuersignal für die Umschalter 51 und 52 liefert. Die bisher beschriebenen Schaltungsbestandteile, die an die Ausgänge 47, 48 des Brückenverstärkers 39 angeschlossen sind, bilden den Spannungs-Frequenz-Wandler, dessen Funktionsweise auf dem Prinzip des quantisierten Ladungstransports beruht. Der Ausgang 59 der monostabilen Kippstufe 58 bildet den Ausgang des Spannungs-Frequenz- Wandlers, an den die in Fig. 2 nicht dargestellte Auswerteeinheit angeschlossen ist.

Die Synchronisierschaltung 27 von Fig. 1 ist in Fig. 2 durch ein D-Flipflop 56 gebildet, dessen D-Eingang das vom Taktgeber 57 gelieferte Taktsignal empfängt. Der Takteingang des D-Flipflops 56 ist an den Ausgang der monostabilen Kippstufe 55 angeschaltet. Das Ausgangssignal des D-Flipflops 56 bildet das Steuersignal, das einerseits die Umschalter 31, 32 betätigt und andererseits der Exclusiv-NOR-Stufe 54 zugeführt wird.

Die Funktionsweise der Schaltung von Fig. 2 soll anhand der Diagramme von Fig. 3 erläutert werden. Diese Diagramme zeigen den zeitlichen Verlauf der Spannung U _K am Kondensator 50, die an den Eingängen des Komparators 53 anliegt, der Brückenspeisespannung U _VBR und der Signale Φ₁ bis Φ₆, die an den in gleicher Weise bezeichneten Schaltungspunkten von Fig. 2 auftreten.

Zunächst ist angenommen, daß die Brückenspeisespannung U _VBR den positiven Wert +U _V hat. Von den Ausgängen 47, 48 des Brückenverstärkers 39 fließt daher über den Widerstand 49 ein Strom in den Kondensator 50, der die Kondensatorspannung U _K ansteigen läßt. Sobald die Spannung U _K den Schwellenwert des Komparators 53 überschreitet, geht das Ausgangssignal Φ₁ des Komparators 53 vom logischen L-Pegel auf den logischen H-Pegel. Von der Exclusiv-NOR- Stufe 56 wird das Signal Φ₁, je nach dem Signalzustand des Steuersignals Φ₅ an ihrem anderen Eingang, entweder unverändert durchgeschaltet oder invertiert, wodurch sich das Signal Φ₂ ergibt. In den Diagrammen von Fig. 3 ist angenommen, daß die Umschalter 31 und 32 die der positiven Brückenspeisespannung U _VBR entsprechende Stellung bei dem H-Pegel des Signals Φ₅ einnehmen, so daß das Signal Φ₁ bei dieser Polarität der Brückenspeisespannung unverändert durchgeschaltet wird.

Mit der ansteigenden Flanke des Signals Φ₂ wird die monostabile Kippstufe 55 getriggert, so daß deren Ausgangssignal Φ₃ für eine vorgegebene Zeitdauer auf H-Pegel geht. Mit der abfallenden Flanke des Signals Φ₃ wird die zweite monostabile Kippstufe 58 getriggert, deren Ausgangssignal Φ₄ dadurch ebenfalls für eine vorgegebene Zeitdauer auf H-Pegel geht. Das Signal Φ₄ bringt die Umschalter 51 und 52 für die Dauer seines H-Pegels in die andere Stellung, wodurch der Kondensator 100, der bis zu diesem Zeitpunkt auf die momentane Brückenspeisespannung aufgeladen war, zum Kondensator 50 parallelgeschaltet wird und sich in diesen entlädt. Dabei gibt er die Ladung

Δ Q = (-U _VBR-U _rest) · C₁₀₀

ab, wenn C₁₀₀ die Kapazität des Kondensators 100 ist. Die Spannung U _rest ist gleich der Spannung über den Kondensatoren im Augenblick des Abtrennens des Kondensators 100 vom Kondensator 50. Die Umkehr des Vorzeichens wird durch die in Fig. 2 dargestellte Verbindung der Umschalter 51 und 52 mit den Anschlüssen des Kondensators 50 erreicht. Bei dem Ladungstransport ändert sich die Spannung U _K des Kondensators 50 um den Betrag

Der Kondensator 100 wird nach Ablauf der von der monostabilen Kippstufe 58 vorgegebenen Zeit wieder vom Kondensator 50 getrennt und an die Brückenspeisespannung U _VBR gelegt. Die Offsetspannung des Komparators 53 kann gegen den Wert der Brückenspeisespannung U _VBR vernachlässigbar klein gehalten werden, so daß die Restspannung U _rest, die der Kondensator 100 beim Abtrennen vom Kondensator 50 aufweist, allein durch die Werte der Kondensatoren 50 und 100 und den momentanen Wert der Brückenspeisespannung U _VBR gegeben ist und somit keinen systematischen Fehler ergibt. Voraussetzung hierfür ist, daß die Anschaltung des Kondensators 100 an den Kondensator 50 nur so kurzzeitig erfolgt, daß die von der Brückenausgangsspannung U _BR abhängige Aufladung der Kondensatoren vernachlässigbar bleibt.

Die Spannung U _K nimmt durch die kontinuierliche Ladung und die kompensierenden Ladungsbalancezyklen einen festen mittleren Wert an. Damit die ständig mit dem Strom über den Widerstand 49 zugeführten Ladungen diesen Mittelwert der Spannung U _K nicht kontinuierlich verschieben, muß die über die Ladungsbalancezyklen zugeführte Ladung diesen Strom im Mittel kompensieren. Die erforderliche Anzahl der Zyklen pro Zeiteinheit ergibt sich über die Ladungsbalancegleichung

i _{R 49} · T _aus = U _VBR · C₁₀₀

mit T _aus als der Periodendauer der Ausgangssignalfrequenz f _aus. Setzt man in diese Gleichung die Beziehung für den über den Widerstand 49 fließenden Strom ein, so ergibt sich

Der zweite Term in der Klammer der rechten Seite ist der Mittelwert der Spannung U _K am Kondensator 50. Setzt man die obige Beziehung für die Brückenausgangsspannung U _BR ein, gilt

Die aktuelle Brückenspeisespannung U _VBR hat keinen Einfluß.

In der Gleichung ist unberücksichtigt, daß zwischen dem Überschreiten des Schwellenwertes des Komparators 53 und dem Einleiten der Kompensation die von der monostabilen Kippstufe 55 gegebene Zeitspanne liegt. Sie verursacht eine von der aktuellen Brückenausgangsspannung U _BR abhängige Verschiebung des mittleren Wertes der Spannung U _K, da sich während dieser Zeit die Spannung U _K mit der von der Brückenausgangsspannung U _BR vorgegebenen Steigung weiter ändert. Die vom D-Flipflop 56 gebildete Synchronisierschaltung bewirkt, daß die Polaritätsumkehr der Brückenspeisespannung U _VBR mit dem Zeitpunkt der Schwellenüberschreitung synchronisiert wird und somit vor dem Zeitpunkt der Ladungskompensation stattfindet, wie in Fig. 3 dargestellt ist. Dadurch wird erreicht, daß die Schwellenüberschreitung für beide Betriebsrichtungen den gleichen Wert aufweist und damit im Sinne eines konstanten, die Verstärkung des Systems ändernden Faktors wirkt, der mit der Kalibration der Steigung der Spannungs-Frequenz- Kennlinie erfaßt wird und die Messung im Ergebnis nicht beeinflußt.

Ändert das die Polarität der Brückenspeisespannung beeinflussende Taktsignal Φ₆ seinen Pegel, so ändert das D-Flipflop 56 seinen Zustand erst mit der nächsten ansteigenden Flanke des Ausgangssignals Φ₃ der monostabilen Kippstufe 55. Erst zu diesem Zeitpunkt ändert sich der Pegel des Signals Φ₅, wodurch die Polarität der Brückenspeisespannung U _VBR umgeschaltet wird. Die Brückenausgangsspannung U _BR und somit die Ausgangsspannung v · U _BR des Brückenverstärkers 39 kehren ihr Vorzeichen um und die Spannung U _K nimmt wieder ab. Das Ausgangssignal Φ₁ des Komparators 53 kippt nach Unterschreiten des Schwellenwerts wieder auf L-Pegel. Gleichzeitig mit der Polaritätsumkehr der Brückenspeisespannung U _VBR wird durch die Pegeländerung des Signals Φ₅ am zweiten Eingang der Exclusiv-NOR-Stufe 54 bewirkt, daß das Signal Φ₂ für die weitere Dauer dieser Brückenspeisepolarität dem negierten Ausgangssignal Φ₁ des Komparators 53 entspricht Nach Ablauf der von der monostabilen Kippstufe 55 vorgegebenen Zeit wird mit der abfallenden Flanke des Signals Φ₃ die monostabile Kippstufe 58 getriggert und ein Ladungsbalancezyklus ausgelöst. Während der Zeitdauer, in der das Signal Φ₃ den H-Pegel aufweist und die Brückenspeisespannung U _VBR bereits die geänderte Polarität angenommen hat, lädt sich der Kondensator 100 auf diese neue Spannung auf. Der nachfolgend eingeleitete Kompensationszyklus erfolgt somit bereits mit der richtigen Polarität. Dies ist der Grund für die Einführung der Verzögerung mittels der monostabilen Kippstufe 55. Da die Spannung U _K sich zum Zeitpunkt der Kompensation bereits auf dem für alle nachfolgenden Ladungsbalancezyklen gleichen Wert befindet, entspricht die Dauer bis zum Auslösen der folgenden Kompensation genau der der nachfolgenden Zyklen.

Die gewählte Art der Synchronisation vermeidet damit Fehler bei der Umschaltung der Polarität.

Es ist noch eine Anmerkung zum nicht genau definierten Zustand des Ausgangssignals Φ₁ des Komparators 53 sowie des Signals Φ₂ der Exclusiv-NOR-Stufe 54 im Bereich des Umschaltvorgangs anzufügen. Die möglichen Pegelwechsel sind ohne Einfluß auf den Ablauf, wenn die monostabile Kippstufe 55 während der Zeitdauer, in der ihr Ausgangssignal Φ₃ den H-Pegel aufweist, nicht nachgetriggert werden kann.

Eine Grundvoraussetzung für die Funktion der Schaltung ist, daß die erzeugte Ausgangsfrequenz f _aus nicht niedriger als die Taktfrequenz des die Polaritätsumschaltung der Brückenspeisespannung U _VBR steuernden Taktsignals Φ₆ wird, da es sonst vorkommen kann, daß die Komparatorschwelle nicht überschritten wird. Die Spannung U _K verläuft dann wegen der symmetrischen Speisung mit positiver und negativer Spannung um einen undefinierten Mittelwert.

Fig. 4 zeigt ein einfaches Ausführungsbeispiel einer Anordnung, bei der das Bezugspotential der Brückenspeisung derart vorgegeben wird, daß die Brückenausgangsspannung in bezug auf die Versorgung der nachgeordneten Elektronik auf näherungsweise konstantem Potential gehalten wird. Die Grundanordnung entspricht derjenigen von Fig. 1, und alle Elemente, die denen in Fig. 1 entsprechen, sind mit den gleichen Bezugszahlen versehen und werden wegen der gleichen Funktion nicht erneut beschrieben. Zusätzlich sind zwei Leitungen 60 und 61 dargestellt, auf denen die positive Versorgungsspannung +U _VE bzw. die negative Versorgungsspannung -U _VE für die verschiedenen Schaltungsbestandteile der Elektronik zur Verfügung stehen. Hinzugekommen ist eine Regelschaltung, bestehend aus einem Verstärker 62 und zwei Widerständen 63 und 64. Die Widerstände 63 und 64 bilden einen Spannungsteiler, der den nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 62 auf ein in bezug auf die Versorgungsspannungen +U _VE und -U _VE festes Potential legt. Der invertierende Eingang des Verstärkers ist mit dem an den Eingang 18 des Brückenverstärkers 19 angeschlossenen Brückenausgang verbunden. Der Ausgang des Verstärkers 62 ist mit dem negativen Spannungsanschluß der Brückenspeisung verbunden. Damit ist ein Regelkreis realisiert, der den negativen Speisespannungsanschluß auf ein solches Potential regelt, daß der Eingang 18 des Brückenverstärkers 19 in bezug auf die Versorgungsspannung der der Brücke nachgeordneten Elektronik auf konstantem Potential gehalten wird.

Hierdurch wird erreicht, daß Verschiebungen der Gleichtakteingangsspannungen des Brückenverstärkers 19 und der nachgeschalteten Elektronik minimiert werden. Dadurch werden Fehler, verursacht durch mangelnde Gleichtaktsignalunterdrückung der genannten Stufen, die bei einer Änderung der Gleichtaktspannung in den Brückenausgangssignalen bei Umschaltung der Polarität der Brückenspeisespannung auftreten, minimiert.

Eine verbesserte Unterdrückung erreicht man, wenn die Regelung derart gestaltet wird, daß sie direkt die Gleichtaktspannung konstant hält. Zu diesem Zweck ist der invertierende Eingang des Verstärkers nicht auf einen Brückenausgang zu beziehen, sondern auf die Gleichtaktspannung (U₁₇+U₁₈)/2 am Eingang des Verstärkers 19. Gegebenenfalls ist der Verstärker 62 als Integrierer zu beschalten. Derartiges Vorgehen ist dem Fachmann geläufig.

Claims

1. Anordnung zur Aufbereitung der Ausgangssignale einer Widerstandsbrücke, deren eine Brückendiagonale durch periodisch betätigte Umschalter mit den Klemmen einer Gleichspannungsquelle derart verbunden ist, daß die an dieser Brückendiagonale anliegende Brückenspeisespannung periodisch umgepolt wird, mit einem Taktgenerator, der ein die Umschalter steuerndes Taktsignal liefert, einem an die andere Brückendiagonale angeschlossenen Brückenverstärker und mit einem Spannungs-Frequenz-Wandler mit Signal- und Referenzeingängen, dessen Signaleingängen die verstärkte Brückenausgangsspannung vom Ausgang des Brückenverstärkers und dessen Referenzeingängen eine von der Gleichspannungsquelle abgeleitete Referenzspannung zugeführt wird und der ein Ausgangssignal liefert, dessen Frequenz von der Brückenausgangsspannung abhängt, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzeingänge (21, 23) des Spannungs-Frequenz-Wandlers (25) unmittelbar fest mit den Eckpunkten der Brückendiagonale verbunden sind, an der die Brückenspeisespannung (U _VBR) anliegt, so daß die Referenzspannung stets gleich der momentanen Brückenspeisespannung ist, daß der Spannungs-Frequenz-Wandler (25) durch Vergleich der integrierten verstärkten Brückenausgangsspannung (v · U _BR) mit der Referenzspannung eine Ausgangsimpulsfolge (Φ₄) erzeugt, deren Folgefrequenz der Brückenausgangsspannung (U _BR) proportional und stets größer als die Frequenz des die Umschalter (11, 12) steuernden Taktsignals (Φ₅) ist, und daß das die Umschalter (11, 12) steuernde Taktsignal (Φ₅) mit der Ausgangsimpulsfolge (Φ₄) des Spannungs-Frequenz- Wandlers (25) derart synchronisiert ist, daß die Umschaltzeitpunkte eine vorgegebene zeitliche Lage zu Impulsen der Ausgangsimpulsfolge (Φ₄) haben.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungs-Frequenz-Wandler (25) einen Integrationskondensator (50) zur Integration der verstärkten Brückenausgangsspannung (v · U _BR), einen Schwellenwert-Komparator (53) zum Vergleich der Klemmspannung (U _K) des Integrationskondensators (50) mit einem vorgegebenen Schwellenwert sowie einen auf die Referenzspannung (U _VBR) aufgeladenen Ladungsausgleichskondensator (100) enthält, der bei jeder Feststellung des Überschreitens des Schwellenwerts durch den Schwellenwert- Komparator (53) für einen quantisierten Ladungstransport parallel zum Integrationskondensator (50) geschaltet und anschließend wieder auf die Referenzspannung (U _VBR) aufgeladen wird.

3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß dem Schwellenwert-Komparator (53) eine steuerbare Invertierschaltung (54) nachgeschaltet ist, die durch das die Umschalter (11, 12) steuernde Taktsignal (Φ₅) so gesteuert wird, daß sie das Ausgangssignal des Schwellenwert-Komparators (53) bei der einen Polarität der Brückenspeisespannung (U _VBR) unverändert überträgt und bei der anderen Polarität der Brückenspeisespannung invertiert.

4. Anordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß das die Umschalter (11, 12) steuernde Taktsignal (Φ₅) derart synchronisiert ist, daß jeder Umschaltzeitpunkt mit einem vom Schwellenwert-Komparator (53) festgestellten Zeitpunkt der Schwellenwertüberschreitung zusammenfällt.

5. Anordnung nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch ein Verzögerungsglied (58), das die Auslösung des quantisierten Ladungstransports durch Parallelschaltung des Ladungsausgleichskondensators (100) gegenüber den Zeitpunkten der Schwellenwertüberschreitungen verzögert.

6. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Regelschaltung (62, 63, 64), die das Bezugspotential der Brückenspeisespannung (U _VBR) derart regelt, daß die Brückenausgangsspannung (U _BR) in bezug auf die Versorgungsspannung der nachgeschalteten Elektronik auf näherungsweise konstantem Potential gehalten wird.