DE2725618B2 - Vorrichtung zur Messung des Integrals einer zeitabhängigen physikalischen Größe - Google Patents
Vorrichtung zur Messung des Integrals einer zeitabhängigen physikalischen GrößeInfo
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Description
2. Vorrichtung nach Anspruch !.dadurch gekennzeichnet,
daß die zweite Schwcllwertspannung (Ik) etwa halb so groß ist wie die erste (lh).
i. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2. dadurch gekennzeichnet, daß die bistabile Kippschaltung ein
Flip-Flop (10) und eine nachgcschalicte Umkehrstufe (II) umfaßt und daß tier Schalter einen mit
seiner Kollcktor-Ernitter-Streeke parallel zum Kondensator (C) und mit seiner Basis an den
Ausgang des Flip-Flops (10) geschalteten Transistor
(T I) sowie eine Diode ^aufweist, die mit der einen
Belegung des Kondensators (C) und mit dem Ausgang der Umkehrstufe (11) verbunden ist.
4. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Wandler
(I, 18, 24) einen Schaltkreis (18) zur Kompensation eines von der physikalischen Größe unabhängigen
Glcjchanicils im Mcßsirom enthalt.
5. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Zählschaliung
(15, 16) Teilcrsehaltiingen (12, Π) vorgeordnet
sind.
Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Bei einer bekannten Meßvorrichtung dieser Art (DE-OS 24 05 567) wird der Meßstroni in eine
proportionale Spannung umgesetzt und einem Miller-Integrator zugeführt, also einem Verstärker,
dessen Ausgang über den Kondensator mit dem einen Eingang verbunden ist. Dem Integratorausgang ist ein
Schmitt-Trigger nachgeschaltet, dessen Ausgangssignale einerseits einen zwecks Entladung parallel zum
Kondensator geschalteten Feldeffekttransistor und andererseits einen mit einem Relais der Zählschallung in
Reihe liegenden Transistor ansteuert. Die Schwellwerte des Schmitt-Triggers sind so bemessen, daß der
Kondensator nach jeder Aufladung im wesentlichen vollständig entladen wird. Wegen der Endlichkeit des
Verstärkungsfaktors des Verstärkers im Miller-Integrator und der verhältnismäßig langen Entladezeit ist
die Proportionalität zwischen dem Meßstrom und der Frequenz der der Zählschaltung zugeführten Impulse
schlecht.
Bei einer anderen bekannten Meßvorrichtung mit Miller-Integrator (»automatik« Mai 1972, Seiten 136 bis
142) wird die Ausgangsspannung des Integrators in einem Null-Indikator lediglich mit einer oberen
Schwellwertspannung verglichen. Die Entladczeit wird durch einen monostabilen Multivibrator bestimmt. Bei
einer anderen Variante wird die Fingangsspannung mittels eines Ladestromverstärkers in einen Strom
umgewandelt und der Integrator besteht lediglich aus einem Kondensator, welcher direkt von dem Strom des
Ladestromveistärkers aufladbar ist.
Es ist ferner bekannt (Siemens-Prospekt »Gleichstromintegrator«),
den Flüssigkeilsdurchfluß durch eine Flüssigkeitsleitung zu messen, in ein Stromsignal
umzusetzen, dieses in eine proportionale Impulsfolge umzuwandeln und die Impulse in einem elektromechanischen
Impulszähler zu zahlen. Dieser Impulszähler zeigt dann das jeweils durch die Leitung geflossene
Volumen an. Dem Stromsignal kann dauernd ein konstanter Ruhestrom überlagert sein. Derartige
Meßvorrichlungcn sind vcrhälliismäUig aufwendig und
daher teuer.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Meßvorrichlung der eingangs beschriebenen Art so
auszubilden, daß sich eine möglichst gute Proportionalität zwischen dem Meßstrom und der Frequenz der der
Zählschaltiing /ugclührlen Impulse ergibt.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Kenn/eichen des Anspruchs 1 genannten Merkmale
gelöst. Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüchc.
Bei dieser Vorrichtung wird tier Kondensator vom Mcßstrom aufgeladen, bis der obere Grenzwert tier
Kondensatorspannung erreicht ist. und anschließend über die Schaltstrcckc entladen, bis tier untere
Grcn/wcrt der Kondensatorspannung erreicht ist. Die
Ladezeit hängt linear mit dem Mcßsirom zusammen: sie
bestimmt den Impulsabstand und damit die Impulsfrequcnz.
Die Entladczeit ist in allen Fällen konstant und wird dadurch ausreichend klein gehallen, daß lediglich
eine Tcilcntladung des Kondcn.siiiors im .steilen
Abschnitt seiner Enlladckennlinie erfolgt. Infolge dessen wird die Proportionalität /wischen Mcßsirom
und Impulsfrequenz nicht störend beeinflußt. Da der Meßstrom ein eingeprägter Strom ist. kann er dem
Kondensator direkt /ugeführl werden. Kondensator. Kippglieder und Schaltsirecke sind sehr einfache
Bauelemente, so dull der erforderliehe Aufwand gering
ist.
Genial] Anspruch 3 erfolgt eine besonders rasche
Teilentladung des Kondensators, ohne daß die beiden Schakstrecken des Schalters überlastet werden. ">
Mit den Merkmalen des Anspruchs 4 ist es möglich, auch einen MeBsirom auszuwerten, dem ein Gleichanteil
überlagert ist
Die Merkmale des Anspruchs 5 erlauben es, einen verhältnismäßig kleinen und daher preiswerten
Kondensator zu verwenden, der mit einer verhältnismäßig großen Frequenz arbeitet. Mittels der Dekadenteilcr
wird diese Frequenz so weil herabgesetzt, daß sie bequem ausgewertet werden kann, zum Beispiel mit
Hilfe eines elektromechanischen Impulszählers. Trotz ti der großen Frequenz bleibt aber die Proportionalität
mit dem Meßstrom erhalten.
Bekannt sind auch integrierte Schaltungen, bei denen zwei Komperatoren, ein Flip-Flop und ein Transistor
und gegebenenfalls notii weitere Bestandteile -Ό
zusammengefaßt sind (Druckschrift XR-2556 Dual Timing Circuit der Firma Exar Integrated Systems).
Die F.rfindung wird nachstehend an H? id eines in der
Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigt
F i g. I ein schematischcs Schaltbild einer Vorrichtung
zur Messung des Integrals,
Fig. 2 den Eingangsteil einer abgewandelten Vorrichtung,
F i g. 3 den Spannungsverlauf am Kondensator und w
F i g. 4 den Spannungsvcrlauf am Ausgang der
Umkehrstufe.
Bei der Ausführungsform der Fig. 1 ist eine Meßvorrichtung 1 vorgesehen, welche den Durchfluß
durch eine Flüssigkeitsleitung 2 mißt. Die Meßvorrich- !r>
lung gibt über die Signalleitiingen 3 und 4 einen Meßstrom ; I ab, der, unabhängig von den Widerstandsverhältnissen
in diesen Signallcitungen, dem gemessenen Durchfluß annähernd proportional ist. Hin Kondensator
t'wird von diesem Meßstrom /1 aufgeladen. -to
Die Entladung des Kondensators f erfolgt über zwei
.Schaltstrecken, Die eine Schaltstrccke ist durch einen
Transistor Tl vorgegeben, die andere Schaltstrccke durch eine Diode D. die mit einem Widerstand R I in
Reihe liegt. Beide Schaltstrccken werden auf die '">
nachstehend beschriebene Weise gesteuert. Die Spannung im Kondensator U1 wir! einem Eingang eines
ersten Kompurators 5 und eines /weiten Komparator 6 zugeführt. Der zweite Eingang des Komparators 5 liegt
am Abgriff 7, und der zweite Eingang des Komparators r>"
6 am Abgriff 8 einos Spannungsteilers 9, der aus den
Widerstanden R2, R~i und R4 besteht und mit einer
festen Spannung (Λ gespeist wird. Der Komparator 5
gibi an den Setzeingang eines Flip-Flops 10 ein
Ausgangssignal ab, wenn die Kondensatorspannung U1 '<■
eine erste Sv/hwellwcrtspannung Uj am Abgriff 7
überschreitet. Der Komparator 6 gibt an den Rückseizcingang
des Flip-Flops 10 ein Ausgangssignal ab. wenn die Kondcnsiitorspannung U1 eine gegenüber der ersten
Schwcllwcrtspanming Uj kleinere /weite Schwellwerk b0
spannung '/« am Abgriff 8 unlcrsehrcitct. Die Ausgangs- «.pannting U\n des l;lip-f;lops 10 steuert einerseits den
Transistor Tl und andererseits eine Umkehrstufe 11, deren Ausgangsspannung i/M eine anschließend weiter
ausgewertete Impulsfolge bildet. fi1·
Dies führt /u der in Verbindung mit den F i g. 3 und 4
beschriebenen !'unklion. Der Meßstrom /| lädt den
Kondensator Cvc.m Zeitpunkt (i bis /um Zeitpunkt I2
auf. Dann wird die erste Schwcllwertspannung U1
überschritten. Dts Flip-Flop 10 wird gesetzt, die
Spannung Uw nimmt den logischen Wert I an.
Der Transistor Ti wird leitend. Gleichzeitig wird die
Ausgangsspannung U\\ auf Null abgesenkt und die Diode D wird ebenfalls leitend. Beides führt zu einer
raschen Entladung des Kondensators C. Zum Zeitpunkt ti wird die zweite Schwellwertspannung U» unterschritten.
Das Flip-Flop 10 wird zurückgestellt. Der Transistor Ti sperrt ebenso wie die Diode D. Der
Vorgang wiederholt sich.
Die in Fig.4 dargestellte Ausgangsspannung Uw
wird einem ersten Teiler 12 zugeführt, die die Frequenz beispielsweise durch 100 teilt. Es folgen mehrere
programmierbare Dekadenteiler 13,13', mit deren Hilfe die Frequenz erneut, diesmal aber um einen wählbaren
Faktor, der beispielsweise zwischen 102 und 10" liegt, herabgesetzt wird. Der Ausgang des letzten Teilers wird
einem monostabilen Multivibrator 14 zugeführt, der eine Impulsanpassung bewirkt, so daß ein nachgeschaltcter
externer Zähler 15 und ein interner Zähler 16, dit elektromechanisch arbeiten, sit-her betätigt werden
können. Der Transistor Ti, die Koip.pcratoren 5 und 6, der Flipflop 10 und die Umkehrstufe 11 sowie der
Spannungsteiler 9 sind Teile einer integrieiien Schaltung
17, wie sie handelsüblich ist. Auch die übrigen Bauelemente sind handelsüblich und insgesamt ergibt
sich daher eine sehr einfache, billige Schaltung.
Bei einem Ausführungsbeispiel betrug die fer.te Spannung Uh= 15 V, die erste .Schwcllwertspannung
H = IOV und die zweite Schwcllwertspannung {.'s = 5 V. Bei einem Meßstrom /, von 25 μ bis 2,5 mA
ergab sich eine Impulsfrequenz der Spannung Uw
zwischen etwa 10 Hz und 10' Hz.
In F i g. 2 ist eine Alternativiösung veranschaulicht,
bei der über die Signalleitungen 3 und 4 ein .Signalstrom />
zugeführt wird, der sich aus einem konstanten Anteil (Ruhestrom) und einem zur physikalischen Größe etwa
proportionalen Anteil zusammensetzt. Dieser Signalstrom kann nicht direkt integriert werden, weil sonst
wegen des Ruhestroms ein erheblicher Integrationsfehler auftreten würde. Zu diesem Zweck ist zunächst
eine Kompensationsschaltung mit einer Subtraktionsschaitung 18 vorgesehen. Letztere weist einen MeB-widerstand
R 5 auf. über den der Signals:rom Λ geleitet wiru, und einen Spannungsteiler 19. bestehend aus ilen
Widersländen Rd und RT, der einerseits an der festen
Spannung i//,und andererseits an einer Büzugsspaiinung
Ihn liegt. Die am Meßwiderstand R 5 und am
Widerstand R6 auftretenden Spannungsabfällc werden
mittels eines Spannungsverstärkers 21, der durch einen ohmischen Widerstand RS überbrückt ist. subtrahiert.
In Reihe mit dem Spannungsteiler liegt noc.'i ein Schalter 22, mit dessen Hilfe die Subiraktionsschaltung
\ii unwirksam gemacht werden kann. Am Ausgang des
Verstärkers tritt demnach eine Spannung Ui; auf. die
dem proportionalen Anteil des Signalstroms /> proportional
ist. Dieser Wert kann mittels eines Spannungsmesser 23 angezeigt werden, der beispielsweise den
Durchfluß durrh die Leitung 2 anzeigt.
Die Aiisgangsspannung Ui\ wird einem Stromgenerator
24 zugeführt, der einen Operationsverstärker 25 und zwei Transistoren Tl und Γ3 in Da.'lington-Schaltung
aufweist. Mit der Kollektor-Emittcr-Strccke des Transistors 7"3 liegt ein Widerstand R 9 und der
Kondensator f'i.i Reihe. Durch eine Rückführung 26 ist
sichergestellt, daß der über den Widerstand R 9
fließende und daher den Kondensator C aufladende
Mcßsirom /j proportional der Ausgangsspannung II2\
des .Spannungsverstärkers 21 ist. Der Kondensator C
entspricht demjenigen der F-" ig. 1. Von der nachfolgenden
Schaltung ist lediglich noch der Transistor /I veranschaulicht.
Claims (1)
1. Vorrichtung zur Messung des Integrals einer zeitabhängigen physikalischen Größe, insbesondere
des Ausgangssignals eines Durchflußmessers, mit
a) einem Wandler zur Erzeugung eines von der physikalischen Größe linear abhängigen Meßsiroms,
b) einem Integrator, der einen in Abhängigkeit vom Meßstroni aufladbaren Kondensator umfaßt,
c) einem Schalter zum Kurzschließendes Kondensators,
d) einer bistabilen Kippschaltung zum Schließer* des Schalters bei Überschreitung einer ersten
Schwellwertspannung durch die Ausgangsspannung des Integrators und zum Öffnen des
Schalters bei Unterschreitung einer zweiten niedrigeren Schwellwertspannung durch die
Aüsgangsspaunung des Integrators.
e) einer Zählschaltung zum Zählen der von der Kippschaltung erzeugten Impulse.
dadurch gekennzeichnet, daß
f) der Integrator lediglich aus dem Kondensator (C) besteht, welcher derart an den Ausgang des
Wandlers (1; 1, 18, 2 J) angeschlossen ist. daß er direkt vom Mcßstrom (iu i>) aufladbar ist.
g) eine Referenzspannungsquclle (9) zur Erzeugung der ersten und zweiten Schwellwertspannung
(Ui bzw. Un) vorgesehen ist.
h) ein jrster Komparator (5) zur Triggerung des Schlicßens rles Scr Itcrs (Ti, D) bei Überschreitung
der ersten Schwcllwertspannung
durch die Kondensate- spannung an die bislabile Kippschaltung (10, 11) angeschlossen ist.
i) ein /weiter Komparator (6) zur Triggerung der Öffnung des Schalters (Tl. D)bc\ Unicrschrcitung
der /weiten Schwcllwertspannung durch die Kondensatorspannung ebenfalls an die bistabile Kippschaltung (10, 11) angeschlossen
ist.
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Family Applications (1)
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Cited By (2)
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Families Citing this family (1)
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US5854564A (en) * | 1997-05-12 | 1998-12-29 | Microchip Technology Incorporated | Direct sensor interface (DSI) module |
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1977
- 1977-06-07 DE DE19772725618 patent/DE2725618C3/de not_active Expired
-
1978
- 1978-06-02 DK DK246378A patent/DK246378A/da not_active Application Discontinuation
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE19810826A1 (de) * | 1998-03-12 | 1999-09-30 | Siemens Ag | Meßvorrichtung zum digitalen Erfassen analoger Meßgrößen |
DE19810826B4 (de) * | 1998-03-12 | 2012-06-21 | Infineon Technologies Ag | Meßvorrichtung zum digitalen Erfassen analoger Meßgrößen |
DE10058338A1 (de) * | 2000-11-24 | 2002-06-13 | Baasel Carl Lasertech | Integrator |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE2725618C3 (de) | 1980-07-24 |
DK246378A (da) | 1978-12-08 |
DE2725618A1 (de) | 1978-12-14 |
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