DE3417887C2

DE3417887C2 - Bipolare Leistungstransistorstruktur mit überbrückbar eingebautem Basis-Ausgleichswiderstand

Info

Publication number: DE3417887C2
Application number: DE3417887A
Authority: DE
Inventors: Salvatore Musumeci
Original assignee: ATES Componenti Elettronici SpA; SGS ATES Componenti Elettronici SpA
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 1983-05-16
Filing date: 1984-05-14
Publication date: 1998-07-23
Anticipated expiration: 2004-05-15
Also published as: JPS59219961A; IT1221867B; IT8306613A0; MTP949B; JPH0550852B2; US4800416A; GB2140204A; GB2140204B; FR2546335A1; DE3417887A1; GB8408549D0; FR2546335B1

Description

Die Erfindung betrifft eine Halbleitervorrichtung und ins besondere eine polare Leistungstransistorsstruktur nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

Aus der Druckschrift US 3 751 726 ist eine bipolare Leistungstransi storstruktur gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1 bekannt. Im Zentrum dieser bekannten Struktur liegt ein parasitärer Transistor, der von einem Leistungstransistor umgeben ist.

Es ist bekannt, daß die maximale Verlustleistung eines bipolaren Transistors bei einer vorgegebenen Kollektor- Emitter-Spannung - ohne dessen Ausfall zu verursachen den sicheren Arbeitsbereich bestimmt (safe operating area oder S.O.A.).

Es ist ferner bekannt, daß sich unter Betriebsbedingungen eines bipolaren Transistors mit verhältnismäßig hohen Spannungswerten ein Phänomen einstellt, das als zweiter Durchbruch in Durchlaßrichtung (forward second break-down) oder I_s/b bekannt ist und auf einer Fokussierung (focusing) des Kollektorstromes beruht. Wenn dieses Phänomen ausge löst wird, erhöht sich die Temperatur der Übergänge ohne Beschränkungen und ruft dadurch die Beschädigung oder den Ausfall des Transistors hervor. Man ist daher gezwungen, die vom Transistor maximal abführbare Leistung (Verlust leistung) zu begrenzen; mit anderen Worten wird der siche re Funktionsbereich des Transistors eingeschränkt, um das er wähnte Phänomen zu vermeiden.

Es können verschiedene Maßnahmen ergriffen werden, um zu versuchen, die negativen Wirkungen aufgrund von I_s/b zu ver meiden und damit den S.O.A. zu vergrößern. Unter diesen Maßnahmen ist insbesondere die Verwendung von Ausgleichs widerständen (Ballast) bekannt, die in Reihe zur Basis oder zum Emitter oder zu beiden geschaltet sind und die mit der Tendenz, den Strom gleichmäßig auf den gesamten Basis-Emitter-Übergang zu verteilen, eine negative Rückkopp lung auf das I_s/b-Phänomen bewirken und damit die Vorrich tung stabilisieren, wodurch ein sicherer Betrieb bei höheren Leistungswerten ermöglicht wird. Allerdings können die Ausgleichswiderstände weder am Emitter noch an der Basis über eine gewisse Grenze erhöht werden, ins besondere, um die Sättigungsspannungen des Transistors nicht zu verschlechtern. Daher muß bei der Auslegung eines Leistungstransistors der beste Kompromiß zwischen diesen beiden gegenläufigen Anforderungen in Abhängig keit von den Anwendungen der Vorrichtung getroffen werden.

In konstruktiver Hinsicht müssen zur Herstellung von Aus gleichswiderständen an der Basis, die innerhalb der Struk tur des Transistors angeordnet sind, erhöhte Schichtwider stände verwendet werden. Ein üblicher Weg, um diese her zustellen, besteht im Einschnüren (pinching) der Basis, beispielsweise gemäß GB-A-1 482 803 oder US 3 860 460. In diesem Fall bildet eine in die p-leitende Basiszone diffundierte n-leitende Zone, die um die Emitterfläche herum angeordnet ist, einen isolierten pn-Übergang zwi schen dem Emitterübergang und dem Basisanschluß des Transistors, was den Vorteil bietet, daß der verteilte Basiswiderstand beträchtlich erhöht wird, jedoch den Nachteil mit sich bringt, daß bei hohen Basisströmen die Basis-Emitter-Spannung V_BE des Transistors aufgrund des hohen Spannungsabfalls an diesem Widerstand auf hohe Werte gebracht wird.

Wie bereits erwähnt, ist ein Transistor mit großem V_BE in vielen Anwendungsfällen unerwünscht. Beispielsweise dann, wenn dieser der Endtransistor eines Paares von Tran sistoren ist, die in Darlington-Schaltung miteinander verbunden sind. In diesem Fall ist nämlich die Kollektor- Emitter-Sättigungsspannung V_CEsat des Darlington-Paares, die sich aus der Summe der Kollektor-Emitter-Sättigungs spannung des Steuertransistors und der Basis-Emitter- Spannung des Endtransistors ergibt, sehr hoch, wenn V_BE des Endtransistors hoch ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine bipolare Leistungstran sistorstruktur zu schaffen, bei der die Größe des Ausgleichswiderstandes an der Basis eines bipolaren Leistungstransistors nicht begrenzt werden muß, um eine Vergrößerung des sicheren Arbeitsbereiches des Tran sistors zu erlauben, soweit es die Auslösung des I_s/b-Phänomens betrifft, wobei gleichzeitig die V_BE-Spannung des Transistors nicht aufgrund des erhöhten Ausgleichswiderstandes an der Basis verschlechtert werden soll und wobei diese Leistungstransistorstruktur äußerst kompakt sein und einfach herstellbar sein soll, ohne daß beim Herstellungsprozeß weitere Verfahrensschritte notwendig sind.

Diese Aufgabe wird bei der gattungsgemäßen Struktur gemäß dem Ober begriff des Patentanspruches 1 durch die in dessen Kennzeichen angegebe nen Merkmale gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unter ansprüchen.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 eine nicht maßstabsgetreue, axonometrische Ansicht eines Teils eines bekannten Transistors,

Fig. 2 das elektrische Prinzipschaltbild des Transistors gemäß der Fig. 1,

Fig. 3 eine ebenfalls nicht maßstabsgetreue, axonometrische Ansicht eines Teils eines Transistors gemäß der Erfindung,

Fig. 4 das Ersatzschaltbild der Transistorstruktur gemäß der Erfindung und

Fig. 5 den S.O.A. des Transistors der Fig. 1 und den verbesserten S.O.A. des Transistors gemäß der Er findung.

In allen Figuren werden für übereinstimmende Elemente die selben Bezugszeichen verwendet. Hinsichtlich nicht beschrie bener Einzelheiten in den Figuren wird hiermit ausdrücklich auf deren Darstellung in den Figuren verwiesen.

Fig. 1 zeigt in nicht maßstabsgetreuer Darstellung die vereinfachte Struktur eines bekannten, bipolaren NPN-Lei stungstransistors, bei dem mit 7, 8 und 9 die metalli schen Kontakte von Emitter, Basis bzw. Kollektor bezeich net sind. Die Zone 4 wird eindiffundiert, um den verteilten Basis-Ausgleichswiderstand 5 großen Wertes zu schaffen.

Gemäß der Erfindung wird der Widerstand 5 bei einer vor bestimmten Schwelle des Basisstroms I_B von einer Diode über brückt, was im Schaltschema der Fig. 2 dargestellt ist. Die Ansprechschwelle der Überbrückungsdiode 10 ist vor gegeben durch die Schwellenspannung des pn-Überganges, der die Diode bildet, wobei diese Spannung bei Silicium und Umgebungstemperatur im allgemeinen bei etwa 0,6 V liegt. Wenn nun das Produkt I_B.R_BB' (R_BB' = gesamter Basiswider stand des Transistors) so groß ist, daß der Wert von 0,6 V nicht überschritten wird, spricht die Überbrückungs diode 10 nicht an (oder spricht um den Schwellenwert herum in vernachlässigbarer Weise an), während dann, wenn das Produkt I_B.R_BB' den Schwellenwert von 0,6 V erreicht oder überschreitet, der in den Figuren mit 5 bezeichnete Wider stand R_BB' durch den niedrigen Widerstand der in Durchlaß richtung vorgespannten Diode überbrückt wird.

Eine Ausführungsform der Erfindung ist in Fig. 3 darge stellt. Man erkennt, daß die Struktur durch zwei gestri chelte Linien in zwei Teile aufgeteilt ist; die gesamte Struktur stellt den Transistor mit seinen Kontakten 7, 8 und 9 für Emitter, Basis bzw. Kollektor dar, während in ihrem Inneren und genau gesagt in der Zone zwischen den beiden gestrichelten Linien der verteilte Ausgleichswider stand 5, der durch Einschnürung der Basiszone 2 mittels der Diffusionszone 4 gebildet ist, sowie ein parasitärer Transistor vorliegt, der mittels seines Basis-Emitter- Übergangs die Funktion der Diode 10 gemäß dem bereits be schriebenen Mechanismus ausübt. Es soll besonders erwähnt werden, wie der parasitäre Transistor gemäß Fig. 3 entsteht. Im Innern der beiden gestrichelten Linien und genau gesagt am Übergang zwischen der Basiszone 2 unter dem verteilten Widerstand und dem Kollektor 1 liegt ein pn-Übergang vor, der den Kollektorübergang des parasitären Transistors bil det. Am Übergang zwischen der Basiszone 2 und der Zone 4 besteht ebenfalls ein pn-Übergang, der den Emitter-Über gang des parasitären Transistors darstellt. Die Zonen 2 und 4 des Transistors gemäß der Erfindung sind an der Ober fläche durch eine Metallisierung 11 verbunden, die die Metallisierung 7 des Emitters umgibt und über derjenigen Linie liegt, welche an der Oberfläche die Grenze desjenigen Teils der Zone 4 bildet, welcher näher an der Emitterzone 3 liegt.

Ohne die Metallisierung 11 spannt sich der Emitterübergang des parasitären Transistors T_P nicht vor, wenn der Tran sistor in Betrieb ist. Andererseits wird aufgrund der Me tallisierung 11 das Emitter-Potential E' des parasitären Transistors T_p am Potential der inneren Basis B' des Transistors verankert.

Daraus ergibt sich, daß der Transistor gemäß Fig. 3 durch das elektrische Ersatzschaltbild der Fig. 4 dargestellt werden kann.

Wenn man berücksichtigt, daß während des Betriebs des Tran sistors der Emitter-Basis-Übergang des parasitären Tran sistors ständig in Durchlaßrichtung vorgespannt ist, unab hängig von der Vorspannung des Kollektor-Basis-Übergangs des parasitären Transistors, erkennt man, auf welche Weise das elektrische Schema der Fig. 4 im Prinzip elektrisch mit demjenigen der Fig. 2 äquivalent ist.

Wenn man nun zum mathematischen Ansatz für die dem Fach mann bekannten Berechnungen übergeht und innerhalb der Grenzen mit mittleren Werten rechnet, sieht man beispielswei se, daß sich bei R_BB' = 10 Ohm

ergibt;
wenn der Transistor eine typische Verstärkung h_FE = 40 hat, ergibt sich außerdem:

I_C = h_FE.I_B = 40.0,06 = 2,4 A,

d. h. der Widerstand R_BB' = 10 Ohm bleibt wirksam bis zu diesen Stromwerten, darüber hinaus nicht mehr. Oberhalb dieser Stromwerte wird der Widerstand R_BB' überbrückt durch den in Durchlaßrichtung vorgespannten Übergang des parasitären Transistors, dessen Widerstandswert bei diesen Strömen weitaus niedriger ist.

Mithin ergeben sich durch die Erfindung die folgenden Vor teile:

1. Die Spannung V_BE des Transistors wird nicht verschlech tert in dem Sinne, daß oberhalb des bereits angegebenen Schwellenwertes bei steigendem I_B kein Beitrag des Spannungsabfalles R_BB'.I_B vorliegt, der wesentlich auf V_BE einwirkt.
2. Der sichere Arbeitsbereich (S.O.A.) des Transistors in der das Phänomen des zweiten Durchbruchs in Durch laßrichtung (I_s/b) betreffenden Zone wird erheblich vergrößert, genau um die in Fig. 5 schraffiert darge stellte Größe.

Die Darstellung in Fig. 5 ist sehr allgemein und nütz lich, um die Vorteile der Erfindung zu erläutern. Der nach den üblichen Techniken hergestellte Transistor hat einen Bereich S.O.A. begrenzt wegen I_s/b durch den durchgehenden Kurvenabschnitt 24-26. Dieser Be reich S.O.A. kann dadurch vergrößert werden, daß ein Ausgleichswiderstand in Reihe zur Basis eingesetzt wird; in diesem Fall verschiebt sich der Bereich S.O.A. und wird durch den durchlaufenden Kurvenabschnitt 19-17 begrenzt, allerdings mit dem erheblichen Nachteil, daß sich eine erhöhte Spannung V_BE des Transistors ergibt.

Der erfindungsgemäße Transistor hat einen Bereich S.O.A., der durch die Kurvenabschnitte 24-27-17-15 begrenzt ist, wobei der Übergang von den Be dingungen hohen Basis-Ausgleichswiderstandes zu denje nigen niedrigen Basis-Ausgleichswiderstandes, d. h. vom Punkt 18 zum Punkt 25 über den horizontalen Abschnitt 27 aufgrund des Ansprechens der Überbrückungsdiode er folgt. In diesem Fall ist klar, daß der Bereich S.O.A. des gemäß der Erfindung modifizierten Transistors ver größert wird, weil der Transistor einen sehr hohen Wi derstand R_BB' verwendet, solange die Überbrückungs diode nicht anspricht. Durch das Ansprechen der Über brückungsdiode wird erreicht, daß die Spannung V_BE des Transistors bei solchen Stromwerten nicht verschlechtert wird, die über denjenigen liegen, die durch den hori zontalen Abschnitt 27 bestimmt sind.

3. Überdies bildet in der Struktur des Transistors gemäß Fig. 3, wie sich aus seinem elektrischen Ersatzschaltbild in Fig. 4 ergibt, der parasitäre Transistor T_P den Steuertransistor einer Darlington-Schaltung. Damit er gibt sich als weiterer Vorteil der Erfindung dann, wenn die Verstärkung h_FE' des parasitären Transistors größer als eins ist, eine Darlington-Wirkung mit einer erhöhten Gesamtverstärkung.

Zusammenfassend kann festgestellt werden, daß mittels der bereits bekannten Auslegungskriterien und der be schriebenen Maßnahmen gemäß der Erfindung ein bipolarer Leistungstransistor zur Verfügung gestellt wird, der die Nachteile des Standes der Technik aufgrund der Be grenzungen an den Basis-Ausgleichswiderständen nicht mehr aufweist, so daß ohne höhere Herstellungskosten eine wesentlich bessere Ausnutzung des Transistors bei großem Strom und großer Spannung möglich ist.

Es sind selbstverständlich zahlreiche Varianten und Abänderungen möglich.

So muß beispielsweise die in Fig. 3 dargestellte Me tallisierung 11 nicht notwendigerweise dem Verlauf der Übergänge zwischen den Zonen 2 und 4 auf der der Emitter zone 3 näheren Seite kontinuierlich folgen, sondern kann diskontinuierlich ausgebildet sein, wenn nur ein Ohm'scher Kontakt zwischen den erwähnten Zonen 2 und 4 in wenigstens einem Punkt hergestellt ist.

Claims

1. Bipolare Leistungstransistorstruktur, bestehend aus:

(a) einem Halbleiterkörper mit einer Kollektorzone (1) eines ersten Leitungstyps (N),
(b) einer Basiszone (2) mit einem zum ersten Lei tungstyp der Kollektorzone (1) entgegengesetz ten Leitungstyp (P), so daß mit dieser ein PN-Übergang gebildet wird, wobei die Basiszone (2) eine zur Kollektorzone (1) entgegengesetz te Oberfläche hat, welche die Hauptfläche der Transistorstruktur bildet,
(c) mit einer Emitterzone (3) des ersten Lei tungstyps (N⁺), die sich von der Hauptfläche aus in die Basiszone (2) erstreckt, so daß mit dieser ein PN-Übergang gebildet wird,
(d) mit einer Kollektorkontaktschicht (9), einer Basiskontaktschicht (8) und einer Emitterkon taktschicht (7), die jeweils Ohm'sche Kontakte mit der Kollektorzone (1), der Basiszone (2) und der Emitterzone (3) herstellen,
(e) mit einer zusätzlichen Halbleiterzone (4) des ersten Leitungstyps (N⁺), die sich von der Hauptfläche aus in die Basiszone (2) erstreckt und mit dieser einen PN-Übergang bildet, der einen Widerstandsverlauf (5) begrenzt, der sich quer durch die Basiszone (2) entlang des Basis-Kollektor-Überganges, jedoch außerhalb des Emitter-Kollektor-Überganges erstreckt,
(f) mit einer vierten Kontaktschicht (11), die einen Ohm'schen Kontakt mit der Basiszone (2) und der zusätzlichen Halbleiterzone (4) her stellt und die auf der Hauptfläche auf dem Teil der zusätzlichen Halbleiterzone (4) an geordnet ist, der näher an der Emitterzone (3) liegt,
dadurch gekennzeichnet,
(g) daß die zusätzliche Halbleiterzone (4), welche zugleich die Emitterzone eines parasitären Transistors (T_P) bildet, die Emitterkontakt schicht (7) des Leistungstransitors mit einem im wesentlichen konstanten Abstand umgibt, und daß die Basiskontaktschicht (8) auf der Haupt fläche im wesentlichen die zusätzliche Halb leiterzone (4) umgibt, so daß ein gleichmäßig verteilter Widerstand zwischen der Basiskon taktschicht (8) und der Emitterzone (3) gebil det wird.

2. Struktur nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die vierte Kontaktschicht (11) eine durch gehende Metallschicht (11) ist.

3. Struktur nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die vierte Kontaktschicht (11) eine nicht durchgehende Metallschicht ist, die einen Ohm'schen Kontakt zwischen der Basiszone (2) und der zusätzlichen Halbleiterzone (4) in einem oder in mehreren nicht aneinander angrenzenden Punkten herstellt.