DE3417867C2

DE3417867C2 - Einrichtung zum Feststellen von Synchronisation bei einer Datenübertragung

Info

Publication number: DE3417867C2
Application number: DE3417867A
Authority: DE
Inventors: Mitsuru Hatano Kanagawa Kaga; Shigetaka Atsugi Kanagawa Tanaka
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 1983-05-12
Filing date: 1984-05-14
Publication date: 1987-01-02
Also published as: US4608703A; DE3417867A1

Abstract

Es ist ein System zum Feststellen von Synchronisation bei einer Datenübertragung geschaffen, in welchem ein zweidimensional moduliertes Signal mittels eines Demodulators empfangen wird. In einer Übungsfolge für ein zweidimensionales Modulationsmodem wird ein Übergangspunkt von einem Wechsel zu einer Pseudozufalls-Symbolfolge dadurch festgestellt, daß eine Summe der Vektoren von zwei Signalen, welche durch eine Periode von zwei Abfragewerten voneinander entfernt sind, oder eine Differenz dazwischen erzeugt wird. Ob das Feststellen des Übergangspunkts richtig gewesen ist, wird mit Hilfe des Wechsels entschieden.

Description

Beschreibung

Die Erfindung betrifft eine Einrichtung zum Feststellen von Synchronisation bei einer Datenübertragung, welche in einer Trainingsfolge zum Empfangen eines zweidimensional modulierten Signals mittels eines Über-

gangsdetektors den Übergangspunkt von einer bekannten wechselnden Symbolfolge von zwei verschiedenen Symbolelementen zu einer Pseudozufalls-Symbolfolge feststellt.

Wenn Faksimilesignale, -daten und ähnliche digitale Signale über eine analoge Übertragungsleitung, wie eine Fernsprechleitung, zu übertragen sind, werden sie oft einer Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM) unterzogen, wozu ein Modem verwendet wird. Beim Empfang eines Signals von einer Übertragungsleitung ist dem

Empfang eines aktuellen Informationssignals eine Übungs- oder Trainingsfolge für das Modem vorausgegangen, um eine Synchronisation einzustellen, d. h. zum Initialisieren des Modems, um die Parameter zu konvergieren, die einem Entzerrer, einem automatischen Schwundausgleich und anderen verschiedenen Funktionen zugeordnet sind.
Beispielsweise wird entsprechend der CCITT-(Consultive Committee of International Telegraph and TeIephone-)Empfehlung V.29 ein wechselndes, sich wiederholendes Muster von Binärsymbolen, d. h. ein Wechsel, zu Beginn einer Übungs- oder Trainingsfolge (Segment 2) übertragen, worauf ein Entzerrer-Einstellmuster zum Konvergieren verschiedener Parameter eines Entzerrers (Segment 3) folgt. Bezüglich des Wechsels, der durch die Empfehlung V.29 vorgeschrieben ist, hat, wie in einem Signalraum mit einer Inphaseachse / und einer um 90° gedrehten Achse Q in Fig. 1 dargestellt ist, das anfängliche Symbolelement A eine relative Amplitude von 3 und eine Phase von 180° bezüglich der Bezugsphase, während das zweite Symbolelement Seine Amplitude von 3 \ß und eine Phase von 315° beispielsweise bei einer Datenfrequenz von 9600 Bit/s hat.

Das Verfahren geht dann zu dem Segment 3 weiter, nachdem der vorstehend beschriebene Wechsel über eine Periode bzw. Zeitdauer von 128 Symbolen vorgekommen ist. In dem Segment 3 hat, wie in Fig. 2 dargestellt, ein Element Ceine relative Amplitude von 3 und eine Phase von 0° bezüglich der Bezugsphase, während das andere Element D eine relative Amplitude von 3 j/2 und eine Phase von 135° beispielsweise bei einer Datenfrequenz von 9600 Bit/s hat. Das Segment 3 weist eine Pseudozufallsfolge von solchen Elementen Cund Dauf.

Der Übergang von dem Wechsel zu der Pseudozufallsfolge kann durch ein Unterscheiden des binären Symbols von AB oder CD in dem Modem einer Empfangsstation festgestellt werden. Um jedoch eine schnelle Konvergenz zum Initiieren der Abgriffverstärkung eines Entzerrers zu bewirken, erzeugt ein Modem in einer Empfangsstation im allgemeinen Bezugssymbole und vergleicht sie mit einem Entzerrer-Initiierungsmuster, um statt einem Unterscheiden der Binärsymbole, wie vorstehend beschrieben, die Abgriffverstärkung einzustellen.

Im Falle einer Korrektur des Abgriffkoeffizienten eines Entzerrers ist die Zwischensymbol-Interferenz beträchtlich, und die Einstellung der zeitlichen Steuerung oder die einer Trägerphase ist in einer Anfangsstufe der Übungsfolge unzureichend, weshalb die Unterscheidung eines binären Symbols manchmal ungenau wird. Dies ist der Grund für die Anwendung des Verfahrens, bei welchem eine Empfangsstation als ein Bezugssignal einer Syrnbolfolgc erfuigi, welche mit einer Pseudozufaiisfoige identisch ist, welche eine Sendestation gesendet hat, um dadurch den Abgriffkoeffizienten eines Entzerrers zu korrigieren. Dies Verfahren ist in der Praxis durchführbar, da die Übungs- oder Trainingsfolge von der Empfangsstation bekannt ist. Die von der Empfangsstation erzeugte Pseudozufallsfolge ist dann mit der empfangenen Symbolfolge zu synchronisieren, und für eine solche

Synchronisation ist ein Übergangspunkt in der Übungsfolge genau festzustellen.

In der offengelegten japanischen Patentanmeldung 52-89 407/1977 ist beispielsweise ein Verfahren vorgeschlagen, bei welchem eine Vektorsumme von zwei Abtastwerten erzeugt wird, welche in einem Signalraum kontinuierlich sind, und bei welchem ein Zeitpunkt festgestellt wird, wenn der Realteil der Vektorsumnie ein

Maximum wird. In einem anderen herkömmlichen Verfahren wird ein Hüllkurvensignal durch die Quadratsummc eines demodulierten Inphasesignals und eines um 90° gedrehten Signals erzeugt und die Übergangsstelle hinsichtlich eines Anstiegs des Hüllkurvensignals über einen bestimmten Pegel hinaus festgestellt (siehe z. B. die offengclcgte japanische Patentanmeldung 56-1631/1981). In noch einem weiteren herkömmlichen Verfahren wird ein empfangenes Signal mit einer Trägerkomponente mult^:piiziert, so daß der Übergangspunkt hinsichtlich einer Umkehr in der Polarität des Produktes identifiziert werden kann (siehe z. B. die offengelegte japanische Patentanmeldung 56-1 19 562/1981).

Die Schwierigkeit bei jedem der vorstehend angeführten herkömmlichen Verfahren besteht darin, daß, wenn die Verzerrung auf der Übertragungsleitung beträchtlich ist, Symbole vor und nach einer Signalwechselstelle sich gegenseitig stark stören, und insbesondere in der Anfangsstufe einer Trainingsfolge vergrößern die Zwischensymbolinterferenz und ein zeitlicher Fehler die Signalverzerrung. Das Ergebnis ist dann ein Fehler in der Größenordnung von ± 1 Symbol bezüglich der Zeit beim Feststellen eines Übergangspunktes von dem Segment 2 auf das Segment 3. Im Falle eines Systems, welches eine Zeitsteuerinformation aufnimmt, die zum Steuern eines Modems von den Abgriffen eines Entzerrers aus erforderlich ist, macht es der Fehler in der Größenordnung von ± 1 Symbol beim Feststellen eines Übergangspunktes unmöglich, eine genaue Zeitsteuerinformation aufzunehmen, und oft hat dies eine Synchronisierabweichung um eine Periode von 1 bis 2 Abtastwerten zur Folge, so daß das Modem nicht richtig arbeiten kann.

Aus der DE-AS 27 20 401 ist ein Datenempfänger mit einem Synchronisationsfolge-Detektorkreis bekannt, wobei ebenfalls ein Trägersignal zweidimensional moduliert wird, um ein Datensignal in Form eines Kanalsignals zu erhalten. Vor den Datensignalen wird eine Synchronisierfolge übertragen, die einen Synchronisationsabschnitt und einen sich unmittelbar daran anschließenden Lernabschnitt enthält, um im Empfänger eine Anfangssynchronisation von Ortsoszillatoren bzw. eine einwandfreie Voreinstellung eines adaptiven Entzerrers zu erreichen. Das Spektrum des genannten Kanalsignals besteht während des Synchronisierabschnittes aus einer Spektrallinie bei der Trägerfrequenz und aus zwei symmetrisch gegenüber der Trägerfrequenz liegenden Spektrallinien. Während des Lernabschnittes besteht dieses Spektrum aus einer Spektrallinie bei der Trägerfrequenz mit einer Phase, die der der Trägerfrequenz während des Synchronisationsabschnittes entgegengesetzt ist, und ferner aus einer Vielzahl von symmetrisch gegenüber der Trägerfrequenz liegenden Sprektrallinien. Der Empfänger ist mit einem mit dem Empfängereingang gekoppelten Detektorkreis zum Erzeugen eines Ausgangssignals verschen, da es, ausgehend von einem ersten Wert während des Empfangs des Synchronisationsabschnittes, einen zweiten Wert annimmt und das beim Empfang des Lernabschnittes und der darauf folgenden Datensignale wieder den ersten Wert annimmt Der Detektorkreis besteht aus einem Nulldurchgangsdetektor zum Erzeugen von Impulsen bei Nulldurchgängen des Kanalsignalanteils. An den Nulldurchgangsdetektor ist ein Impulsintervallmeter angeschlossen, welches zwei Ausgänge hat, wobei für jedes Impulsintervall der erste Ausgang nur dann einen Impuls abgibt, wenn die Länge dieses Intervalls innerhalb eines fest vorgeschriebenen Bereiches liegt und der zweite Ausgang nur dann einen Impuls abgibt, wenn die Länge dieses Intervalls den fest vorgeschriebenen Bereich überschreitet. An die zwei Ausgänge des Impulsintervallmeters wird ein Pulsfolgeanalysator angeschlossen, der das genannte Ausgangssignal liefert, das, ausgehend von dem ersten Wert, den zweiten Wert annimmt, nachdem eine vorgeschriebene Folge aufeinanderfolgender Impulse am ersten Ausgang des Impulsintervallmeters mindestens einmal aufgetreten ist und das, ausgehend von diesem zweiten Wert, wieder den ersten Wert annimmt, wenn es am zweiten Ausgang des Impulsintervallmeters ein Impuls auftritt. Die Ausgangsimpulse werden somit mit Hilfe des Impulsfolgeanalysators logisch ausgewertet.

Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe besteht darin, eine Einrichtung zum Feststellen von Synchronisation bei einer Datenübertragung der angegebenen Gattung zu schaffen, welche mit großer Sicherheit den Übergangspunkt von einer bekannten wechselnden Symbolfolge von zwei verschiedenen Symbolelementen zu einer Pseudozufalls-Symbolfolge für ein Modem festzustellen vermag, um dadurch Synchronisationsfehler zu vermeiden.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Kennzeichnungsteil des Anspruchs 1 aufgeführten Merkmale gelöst.

Mit Hilfe der erfindungsgemäßen Einrichtung kann somit eine Schutzfunktion gegenüber einem Fehler beim Feststellen eines Übergangspunktes realisiert werden.

Besonders vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen 2 bis 5.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen unter Hinweis auf die Zeichnung näher erläutert. Es zeigen

Fig. 1 und 2 Signalraumdiagramme mit Beispielen von Symbolen, welche zum Trainieren eines Modems verwendet werden,

Fig. 3 ein Blockdiagramm eines Beispiels einer Grundausführung eines Signalprozessors zum Durchführen verschiedener Funktionen eines Modems, bei welchem die erfindungsgemäße Einrichtung angewendet wird.

Fig. 4 ein Blockdiagramm, das schematisch eine Empfangsfunktion eines Modems wiedergibt, welche mittels d^ps in Fi". 3 dargestellten Di^itsi^rozessors durchgeführt wird

Fig. 5 ein Funktionsblockdiagramm von Einzelheiten einer Übergangsfeststellfunktion in der Anordnung der Fig. 4,

Fig. 6 ein Signalraum-Vektordiagramm zum Beschreiben des Grundgedankens der Einrichtung mit den Merkmalen nach der Erfindung,

Fig. 7 ein Funktionsblockdiagramm von Einzelheiten eines weiteren Beispiels der in Fig. 4 dargestellten Übergangsfeststellfunktion,

Fig. 8 ein Signalraum-Vektordiagramm zum Beschreiben des Grundgedankens der Einrichtung mit Merkmalen nach der Erfindung,

Fig. 9 ein Funktionsblockdiagramm von Einzelheiten eines Beispiels einer Entscheidungsfunktion, welche dem in Fig. 4 dargestellten Übergang zugeordnet ist,

Fig. IO ein Signalraumdiagramm, welches einen ersten Quadranten eines Signalraumes wiedergibt, um eine Unterscheidung eines Symbols in einem QAM-Signalraum mit 8 Pegeln zu erläutern, Fig. 11 ein Diagramm, das eine Verteilung von geschätzten Phasenfehlern von empfangenen Signalen darstellt,

Fig. 12 ein Blockdiagramm eines Modems, bei welchem die Einrichtung nach der Erfindung angewendet werden kann,

Fig. 13 ein Signalraumdiagramm des ersten Quadranten, um eine Phasenkorrektur in einem QAM-Signalraum &iacgr;&ogr; mit 8 Pegeln zu beschreiben, und

Fig. 14 eine Kurve, in welcher eine Phasenkorrektur entsprechend der in Fig. 12 dargestellten Ausführungsform veranschaulicht ist.

In der vorliegenden Beschreibung soll der Begriff "Daten" nicht nur die Daten im engeren Sinn, welche die Information sind, welche in kodierten Signalen enthalten ist, sondern auch die Daten im weiteren Sinn einschließen, welche beispielsweise durch Umsetzen von Bildern und anderen Mustern in Digitalsignale vorbereitet werden.

In Fig. 3 weist ein Signalprozessor, welcher verschiedene Funktionen eines Modems ausführt, grundsätzlich einen Hauptprozessor 10 und einen Nebenprozessor 20 auf, welche durch eine Datenhauptleitung 12 und eine Steuerleitung 14 miteinander verbunden sind. Der Hauptprozessor 10 weist einen digitalen Prozessor auf und dient als eine Systemsteuereinheit zum Steuern der Arbeitsweise des gesamten Systems. Der Nebenprozessor 20. welcher ebenfalls einen digitalen Prozessor aufweist, ist ein Signalprozessor, der dazu verwendet wird, um hauptsächlich eine Formgebungs-Filterfunktion, eine Zeilenentzerrerfunktion u. ä. eines Modems auszuführen. Erforderlichenfalls kann eine Anzahl im Aufbau gleicher Nebenprozessoren 40 parallel geschaltet werden, um die Belastungen oder Aufgaben aufzuteilen.

Wie dargestellt, weist ein Nebenprozessor 20 einen Steuerabschnitt 22, einen Befehlsdekodierer 24, ein E/A-Register 26, einen Datenrandomspeicher (RAM) 28, einen Datenfestwertspeicher (ROM) 30, eine Multipliziereinheit 32, eine logische Recheneinheit (ALU) 34 und einen Programmfestwertspeicher (ROM) 36 auf. Der Programmfestwertspeicher 36 speichert Befehle, damit das System verschiedene Funktionen, wie Filter- und Entzerrfunktionen, als eine Programmfolge ausführt. Derartige Befehle werden durch den Befehlskodierer 24 dekodiert. Der Steuerabschnitt 22 erhält über die Steuerleitung 14 einen Befehl von dem Hauptprozessor 10, dekodiert den Befehl und befiehlt seinerseits Operationen, welche verschiedenen Teilen des Nebenprozesses 20 zugeteilt sind.

Der Datenrandomspeicher (RAM) 28 und der Datenfestwertspeicher (ROM) 30 bilden Bereiche zum Speichern verschiedener Daten, welche zum Durchführen der Filter-, Entzerrer- und anderer Funktionen notwendig sind. Beispielsweise speichern sie die Abgriffkonstanten des Formgebungsfilters. Die Multipliziereinheit 32 und die Recheneinheit (ALU) 34 führen eine Berechnung mit Daten in dem Datenrandomspeicher 28 oder mit solchen in dem Datenfestwertspeicher 30 entsprechend einem in dem Programmfestwertspeicher 36 gespeicherten Befehl oder entsprechend einem Befehl von dem Hauptprozessor 10 durch, um dadurch die Filterfunktion und andere für ein Modem notwendige Funktionen zu verwirklichen.

Das E/A-Register 26 ist mit der Datenhauptleitung 12 verbunden, welche auch mit einer Terminalkopplungseinheit 16 verbunden ist. Mit dem System ist über die Kopplungseinheit 16 ein Faksimilegerät oder ein ähnliches Endgerät verbunden. Das E/A-Register 26 ist durch eine Leitung 28 mit einem Digital-Analog-(DA-)Umsetzcr 40 und mit einem Analog-Digital-(AD-)Umsetzer 42 verbunden. Der DA-Umsetzer 40 ist über ein Tiefpaßfilier 44 mit einer Sendeleitung 46 einer analogen Übertragungsleitung, beispielsweise einer Fernsprechleitung, verbunden. Der AD-Umsetzer 42 ist über ein Tiefpaßfilter 48 mit einer Empfangsleitung 50 der analogen Übertragungsleitung verbunden.

Der Nebenprozessor 20 führt verschiedene Funktionen eines Modems durch digitale Verarbeitungen entsprechend einem Abfragetakt durch, welcher von einem Taktgenerator 58 über eine Leitung 60 zugeführt wird. Von dem Nebenprozessor 20 modulierte Daten werden von dem E/A-Register 26 über den DA-Umsetzer 40 und das Tiefpaßfilter 44 an die Übertragungsleitung 46 abgegeben. Das über die Empfangsleitung 50 ankommende Signal wird über das Tiefpaßfilter 48, den AD-Umsetzer 42 und das E/A-Register 26 zu dem Nebenprozessor 20 geleitet, um dadurch demoduliert zu werden.

In Fig. 4 sind Funktionen, die einer Empfangsseite eines Modems zugeteilt sind, welches durch den digitalen Prozessor der Fig. 3 verwirklicht sein kann, schematisch in einem Blockdiagramm dargestellt. In Fig. 4 sind dieselben Blöcke wie diejenigen, welche in Fig. 3 dargestellt sind, mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Ein Empfangssignal 100, das mittels des AD-Umsetzers 42 in ein digitales Signal umgesetzt worden ist, wird durch eine Abfrageschaltung 102 entsprechend dem Abfragetakt von dem Taktgenerator 58 abgefragt Der Ausgang der Abfrageschaltung 102 wird durch eine automatische Schwundausgleichsschaltung (AGC) 104 gesteuert Der Ausgang der Schaltung 104 besteht aus einer in Phase liegenden Komponente / und einer um 90" gedrehten Komponente Q. Die Komponente /wird über einen Demodulator (DEMOD) 106/, ein Tiefpaßfilter (LPF) 108/, eine Abfrageschaltung 110/, einen automatischen Zeilenentzerrer 112 und eine Phasensteuerschaltung 114 zu einer Quantisiereinheit 116 geleitet. In ähnlicher Weise wird die Komponente Q über einen Demodulator (DEMOD) 106&zgr;). ein Tiefpaßfilter 108<?, eine Abfrageschaltung WOQ, den Entzerrer 112 und die Phasensteuerschaltung 114 zu der Quantisiereinheit 116 geleitet Eine Zeitsteuerungs-Rückgewinnungsschaltung 118 gewinnt eine zeitliche Steuerung aus jedem Abgriff des Entzerrers 112, um den Taktgenerator 58 zu steuern. Eine Träger-Rückgewinnungsschaltung 120 gewinnt einen Träger aus einem Ausgang der Quanlisiereinheit 116, um die Phasensteuerschaltung 114 zu steuern. Die Funktion, das empfangene Signal zu dekodieren und willkürlich anzuordnen, ist dem Hauptprozessor 10 zugeteilt

Derartige verschiedene Modemfunktionen werden durch Berechnen von in dem Randomspeicher 28 gespeicherten Daten und durch in dem Festwertspeicher 30 gespeicherte Daten entsprechend der in dem Hauptprozessor 10 gespeicherten Befehlsfolge und entsprechend der in dem Programmfestwertspeicher 36 gespeicherten Programmfolge erhalten. Die in Phase liegende Komponente 130/, die von der Abfrageschaltung 110/abgegeben worden ist, und die um 90° gedrehte Komponente 139Q, die von der Abfrageschaltung 110&zgr;> abgegeben 5 worden ist, werden auch an einen Übergangsdetektor 132 angelegt. Der Übergangsdetektor 132 spricht auf einen Übergangspunkt von einem Wechsel zu einer Pseudozufallsfolge in der vorher besprochenen Übungsfolge für ein Modem an.

Nachstehend werden zwei weitere Ausführungsformen des Übergangsdetektors 132 beschrieben, welcher schematisch in Fig. 5 bzw. 7 dargestellt ist. Zuerst wird nunmehr die in Fig. 5 dargestellte Ausführungsform 10 beschrieben. Beispielsweise entsprechend der CCITT-Empfehlung V.29 folgt auf einen Wechsel von 2 Symbolen A und B, wie in Fig. 1 dargestellt ist, eine Pseudozufallsfolge von Symbolen C und D, die in Fig. 2 dargestellt sind, in der Trainingsfolge für ein Modem. Das heißt, das Trainingssignal ist eine Symbolfolge von beispielsweise ... A BA BCDCD..., und inzwischen kommt es zu einem Übergang von dem Segment 2 zu dem Segment 3. Die Symbole A, B, Cund D werden nunmehr in Form von Vektoren in einem Signalraum beschrieben, wie in Fig. 6 15 dargestellt ist. In der Nähe eines Übergangspunktes in dem vorerwähnten Beispiel werden Summen S von jeweils zwei Vektoren, welche um eine Periode von zwei Abfragewerten voneinander entfernt sind, erzeugt als:

S&ldquor;,-2 = A + B

S,&ldquor;-l = B+ B 20

_ S_n, = A + C

S_1n+, = B+ D

S_1n+2 = C + C

S_1n+ , = D + D

Solange die Übertragungsleitung in einem idealen Zustand ist, sind die Vektoren A und Cbzw. die Vektoren B und D in ihrer Größe identisch und in der Phase entgegengesetzt, wie aus Fig. 6 zu ersehen ist. Die Vektorsum- §

men S_n, und S_1n+1 sind dann beide null, während die anderen Vektoren, wie dargestellt, große Absolutwerte i|

haben. Somit kann durch Einstellen eines Schwellenwertes zwischen den zwei verschiedenen Arten von Vekto- %

ren bei einer angemessenen Berücksichtigung eines zulässigen Zeilenverzerrungszustandes, um sie so voneinan- 30 fj

der zu unterscheiden, ein vorbestimmter Übergang, d. h. ein Startpunkt des Segmentes 3, festgestellt werden. Die |^?

in Fig. 5 dargestellte Ausführung führt eine solche Vektoroperation und -Unterscheidung durch. ;\

In Fig. 4 wird das empfangene Signal in eine in Phase liegende Komponente / und in die um 90° gedrehte k

Komponente Q aufgeteilt, dann moduliert und dann an einen Übergangsdetektor 132 angelegt, wobei eine ■■;

multiplizierte Frequenzkomponente, die durch eine Demodulation hinzugekommen ist, entfernt worden ist. In 35 Fig. 5 wird die in Phase liegende Komponente 130/des empfangenen Signals unmittelbar an einen Vektorsummenrechner 200/ und mittelbar als ein Ausgang 204/ einer Verzögerungsschaltung 202/ angelegt. In ähnlicher Weise wird die um 90° gedrehte Komponente 130Q unmittelbar an einen Vektorsummenrechner 200Q und i

mittelbar als ein Ausgang 204Q einer Verzögerungsschaltung 202Q angelegt. Jede der Verzögerungsschaltun- ,;,

gen 202/ und 202<? bringt eine Verzögerung bei dem empfangenen Eingang um eine Periode von 2 Abfragewer- 40 )

ten, d. h. eine Periode von 2 Symbolen. Somit erhält jeder Vektorsummenrechner 200/ und 200Q den vorher &iacgr;

erwähnten Summenvektor S, indem ein laufend erscheinendes empfangenes Signal und ein empfangenes Signal. %

das vorher mit einer Periode von 2 Abfragewerten erschienen ist, addiert werden. &■

Die Ausgänge 206/ und 206<? der Rechner 200/ und 200&zgr;> werden einem Vekiorrechner 208 zugeführt, von ^j

welchem ein Absolutwert des Summenvektors S erzeugt wird. Andererseits kann der Vektorrechner 201 45 Ei

entsprechend ausgeführt sein, daß er statt des Absolutwertes eine Quadratsumme des Summenvektors S oder g

eine Potenz des Signals erzeugt. Auf jeden Fall wird der Ausgang 210 des Rechners 208 durch einen Vergleicher ||

212 mit einem Bezugssignal 216 verglichen, welches von einem Bezugssignalgenerator 214 abgegeben worden f|

ist. Das Bezugssignal 216 stellt den vorher angegebenen Schwellenwert dar, d. h. einen Wert, welcher die p|

Vektoren S_n, und S_m+ 1, welche im wesentlichen null sind, und die anderen oder großen Vektoren voneinander 50 ||

unterscheidet Der Vergleicher 212 macht folglich Ausgänge 218 und 220 gültig, wenn der Eingang 210 unter den j

Schwellenwert abgesunken ist Hierdurch werden beispielsweise die Zeitsteuer-Rückgewinnungsschaltung 118 H

und die Trägerrückgewinnungsschaltung 120 (Fig. 4) von dem Feststellen eines Übergangs von einem Wechsel auf eine Pseudozufallsfolge informiert werden.

Auf die beschriebene Weise wird eine Vektorsumme von zwei Signalen, welche um eine Periode von 2 55 Abfragewerten voneinander entfernt sind, erzeugt um einen Übergangspunkt in der Trainingsfolge für ein Modem festzustellen. Die zwei Signale, die hinsichtlich der Zeit voneinander so weit entfernt sind, sind in der Zwischensymbolinterferen weitaus kleiner als zwei benachbarte Signale, die bisher für das Feststellen verwendet worden sind, wodurch die Feststellgenauigkeit beachtlich erhöht ist Hierdurch ist ein genaues Feststellen eines Übergangspunktes sichergestellt, selbst wenn die Zeilenverzerrung beträchtlich ist. 60

Eine weitere Ausführungsform des Übergangsdetektors 134 wird anhand von Fig. 7 beschrieben. Die Symbole A bis D in Fig. 1 und 2 sollen die Vektoren in einem Signalraum sein, wie in Fig. 8 dargestellt ist Dann gibt es eine Vektordifferenz S zwischen zwei Vektoren, welche zwischen sich einen Abstand bzw. ein Intervall einer Periode von 2 Abfragewerten haben, in der Nähe eines Übergangspunktes in dem obigen Beispiel:

S_m_2 = A- A
S_m_. = B-B

Sn, = A- C

34 Yl 867

5_m_, = B- D S_m+2 ^C-C
5_m+3 = D - D

Solange die Übergangsleitung in einem idealen Zustand ist, sind die Vektoren A und C bzw. die Vektoren B und D in der Größe gleich und in der Phase entgegengesetzt, wie in Fig. 8 dargestellt ist. Somit schalten die Vektordifferenzen S_n, und 5&ldquor;,+ i die Vektoren mit großen Absolutwerten aus, wie dargestellt ist, während die anderen Vektoren im allgemeinen null sind. Hieraus folgt, daß es durch Einstellen eines Schwellenwertes zwischen den zwei Arten von Vektoren bei einer angemessenen Berücksichtigung einer zulässigen Zeüenverzerrung, um sie voneinander zu unterscheiden, der vorerwähnte Übergangspunkt, d. h. ein Startpunkt des Segmentes 3, festgestellt werden kann. Mit der in Fig. 7 dargestellten Ausführungsform wird eine solche Vektoroperation und -Unterscheidung durchgeführt.

In Fig. 4 wird das empfangene Signal in die in Phase liegende Komponente / und in die um 90° gedrehte Komponente Q aufgeteilt, dann demoduliert und hierauf an den Übergangsdetektor 132 angelegt, wobei eine multiplizierte Frequenzkomponente, die durch Demodulation hinzugekommen ist, entfernt wird. In Fig. 7 wird die in Phase liegende Komponente 130/ des empfangenen Signals unmittelbar an einen Vektordifferenzrechner 300/und mittelbar als ein Ausgang 204/der Verzögerungsschaltung 202/angelegt. In ähnlicher Weise wird die Komponente 130<? unmittelbar an einen Vektordifferenzrechner 300&zgr;> und als ein Ausgang 204Q der Verzögerungsschaltung 202Q angelegt. Jede der Verzögerungsschaltungen 202/ und 202Q bringt eine Verzögerung an dem empfangenen Eingang um eine Periode von zwei Abtastwerten (d. h. eine 2-Symbol-Periode) ein. Somit erhält jeder Vektordifferenzrechner 300/ und 300Q den vorher erwähnten Differenzvektor S, in dem ein Differenzvektor zwischen einem laufend erscheinenden, empfangenen Signal und einem empfangenen Signal zu bestimmen, das vorher mit einer Periode von 2 Abtastwerten erschienen ist

Die Ausgänge 302/ und 302<? der Vektordifferenzrechner 300/ und 300(? werden einem Vektorrechner 304 zugeführt, welcher dazu verwendet wird, einen Absolutwert des Differenzvektors S zu erzeugen. Andererseits kann der Vektorrechner 304 auch entsprechend ausgeführt sein, um eine Quadratsumme des Summenvektors S oder einer Potenz des Signals anstelle des Absolutwertes zu erzeugen. Auf jeden Fall wird der Ausgang 306 des Vektorrechners 304 durch einen Vergleicher 308 mit einem Bezugssignal 312 verglichen, welches von einem Bezugssignalgenerator 310 abgegeben wird. Das Bezugssignal 312 stellt den vorher angegebenen Schwellenwert dar, das heißt, ein Wert, welcher die Vektoren S_m und S_m+\ mit beträchtlich großen Werten von den anderen Vektoren unterscheidet, welche im wesentlichen null sind. Der Vergleicher 308 macht daher die Ausgänge 218 und 220 gültig, wenn der Eingang 306 über den Schwellenwert hinaus angehoben worden ist. Hierdurch können dann beispielsweise die Zeitsteuer-Rückgewinnungsschaltung 118 und die Trägerrückgewinnungsschaltung 120 (Fig. 4) von dem Feststellen eines Übergangs von einem Wechsel auf eine Pseudozufallsfolge informiert werden.

Das Erhalten einer Vektordifferenz zwischen zwei durch 2 Abtastwerte entfernten Vektoren, wie oben beschrieben, ist wirksam, um eine ZwischensymboÜnterferenz zu beseitigen. Dies wird nachstehend noch im einzelnen beschrieben. Das Impulsverhalten des gesamten Übertragungssystems soll Absein, und ein Signal ZA, das tatsächlich zu dem erwarteten Zeitpunkt empfangen worden ist, um das Signal A der Änderung zu empfangen, soll sein:

Z A U) = A X h(t - 2 &rgr; T) + B V _p(, - (2 _p + 1) T)

Ähnliches gilt bezüglich des Signals B:

20

25

30

40

ZBU) = B^ h(r-2 pT) + A^pU-(2 &rgr;+I)T)

wobei Teine Abfragefrequenz ist.

Der abgefragte Wert h(n) zum Zeitpunkt r=n7"des Impulsverhaltens h(t) und A(-oo) bis A(-3) und A(3) bis &Lgr;( + oo) sollen vernachlässigbar klein sein im Vergleich zu A(O). Dann gilt:

50

ZAU) = AUX-2) + &Lgr;(0) &EEgr;- &Lgr;(2)) + BUX-X) + A(I))
ZBU) = BU\-2) + A(O) + A(2)) + &Lgr;(&Agr;(-1) + A(I))

In der Nähe eines Übergangspunktes t=mTvon dem Wechsel zu der Pseudozufallsfolge gilt:

60

ZA((m-2)T) = &Lgr;(&Agr;(0) + A(2)) + ß(A(-l) + A(I)) + CA(-2)
ZA({m- 1)7) = 5(A(O) + A(2)) + A A(I) + CA(-1) + Dh(-2)
b5 ZA(mT)= C(A(-2) -I- A(O)) + SA(I)-I- A A(2) + D A( - 1)
ZA({m+1)7) = D(A(-2) + A(O)) + C(A(-1) + A(I)) + 5A(2)

Somit wird eine Vektordifferenz zwischen zwei Signalen, welche voneinander eine Verschiebung von zwei Abfragewerten haben, erzeugt durch

S,&ldquor;-2 = Ah(-2)-Ch(-2)

Auf diese Weise können die Ausdrücke, welche der Zwischensymbolinterferenz zugeordnet sind, wie &Lgr;(2), A(I) und A( — 1) weggelassen werden.
Beim Durchführen derselben Berechnung bei S_m-\ bis S_m+3 ergibt sich:

2)

(-l)- CA(O) -£>A(-1)
S_m+, = SA(O) + A A(I) - DA(O) - CA(1)
5_m+2 = SA(I) + AA(2) - CA(2) - DA(I)

Für / = £Tbei dem Wechsel ergibt sich:

Sk = ZA ((Jt- 2)T) - ZA(JtT) = 0

Wie oben beschrieben, wird durch Erzeugen einer Vektordifferenz zwischen zwei Signalen mit einer Zeitverschiebung von 2 Abfragewerten die gesamte oder zumindest ein Teil der Zwischensymbolfrequenz annulliert.

Auf diese Weise wird eine Vektordifferenz zwischen zwei entfernten Signalen berechnet, um einen Übergangspunkt in einer Trainingsfolge für ein Modem festzustellen. Die Vektordifferenz zwischen solchen zwei Signalen hebt im wesentlichen eine Zwischensymbolinterferenz zwischen ihnen auf, wodurch die Feststell- oder Bestimmungsgenauigkeit beträchtlich größer wird. Hierdurch wird eine genaue Feststellung sichergestellt, selbst wenn die Zeilenverzerrung beträchtlich ist.

Die in Phase liegende Komponente 130/ am Ausgang der Abfrageschaltung 110/ und die um 90° gedrehte Komponente 130&zgr;> am Ausgang der Abfrageschaltung WQQ werden einer Übergangsentscheidungsschaltung 400 so zugeführt, wie in Fig. 4 dargestellt ist. Die Schaltung 400 wird dazu verwendet, um einen Übergangspunkt von einem Wechsel auf eine Pseudozufallsfolge in der Trainingsfolge für ein Modem festzusetzen. Einzelheiten der Schaltung 400 sind schematisch in Fig. 9 dargestellt.

Wie vorstehend beschrieben, soll der Übergang von einem Wechsel von Symbolen A und B in der Trainingsfolge, wie in Fig. 1 dargestellt ist, auf eine Pseudozufallsfolge von Symbolen C und D, die in Fig. 2 dargestellt sind, zu einem Zeitpunkt t vorkommen. Obwohl die Empfangsseite den Übergang mittels des Detektors 132, wie beschrieben, feststellt, ist eine Wahrscheinlichkeit eines Fehlers in der Größenordnung von ± 1 Symbolperioden, wenn die Zeilenverzerrung groß ist. Das heißt, ein Trainingssignal ABAB... ABABCDCDDCCDDC... sein soll, stellt der Detektor 132 gern fehlerhaft das Symbol Soder D unmittelbar vor oder nach dem ersten Erscheinen des Symbols CaIs das erste Symbol Cfest.

Die Signalabfragefrequenz soll Ts sein, und wenn das Symbol zu einem Zeitpunkt t richtig festgestellt ist, sollte das Symbol A zu einem Zeitpunkt (t—2nTs) empfangen worden sein, welcher um eine Periode einer geraden Anzahl von Abfragewerten vordem Zeitpunkt (liegt, und das Symbol S soll zu einem Zeitpunkt (f—(2/7— \)TS) empfangen worden sein, welcher um eine Periode einer ungeraden Anzahl von Abfragewerten vor dem Zeitpunkt t liegt; hierbei ist &pgr; eine positive ganze Zahl. Die Beziehung zwischen zwei Symbolen wird umgekehrt, wenn ein Fehler in der Größenordnung von ± 1 Symbolperiode bei dem Feststellen eines Übergangspunktes vorkommt, wenn die Zeilen verzerrung groß ist, das heißt, wenn das Symbol Soder D unmittelbar vor oder nach dem anfänglichen Erscheinen des Symbols C als das erste Symbol C fälschlicherweise festgestellt wird. Somit kann beim Feststellen eines Übergangs zum Zeitpunkt i, ob das Feststellen eines Übergangs richtig gewesen ist, durch Prüfen von Signalen, die zu zwei verschiedenen Zeitpunkten (t— 2/?TS) und (t — {2n—\)Ts) empfangen worden sind, und welche nahe bei dem Zeitpunkt t oder einzeln vor dem Zeitpunkt t liegen, entschieden werden. Kurz gesagt, auf diese Weise kann eine Schutzfunktion gegenüber einem Fehler beim Feststellen eines Übergangspunktes durchgeführt werden. Vorteilhafterweise sollte der Wert &eegr; verhältnismäßig groß sein, damit ein Minimum an Zwischensymbolfrequenz infolge von Symbolen bei einem Übergangspunkt auftreten kann.

Wie oben ausgeführt, ist gemäß der Erfindung ein Schutz gegenüber einem fehlerhaften Feststellen von Übergängen erreicht, indem das Charakteristikum eines Wechsels benutzt wird, daß die Zwischensymbolinterferenz verhältnismäßig schwach ist, und wenn sie besteht, eine Unterscheidung von Symbolen verhältnismäßig leicht ist

Die Symbole A und S können dadurch unterschieden werden, daß beispielsweise ein Vektorprodukt erzeugt wird. Im einzelnen wird hierbei eine Phasenbeziehung auf der Basis eines Vektorproduktes AB sin &THgr; von Vektoren A und B festgestellt, welche die Symbole A und B darstellen. Hierbei sind A und S die Absolsutwerte der Vektoren, während &THgr; ein Winkel entsprechend der Dreifingerregel ist. Wenn somit die Symbole A und B in dieser Reihenfolge empfangen werden, ist dieses Vektorprodukt positiv; wenn die Reihenfolge umgekehrt ist, ist das Vektorprodukt negativ. Wenn in Phase liegende und um 90° gedrehte Komponenten der Symbole A bzw. B durch Suffixe / und Q dargestellt werden, werden AIBQ-BQAI bei dem Empfang in der Reihenfolge A und B berechnet während BIAQ-BQAIbei Empfang in der Reihenfolge Bund A berechnet wird; die Ergebnisse sind im Absolutwert identisch, im Vorzeichen jedoch entgegengesetzt.

Um die Genauigkeit einer Bestimmung zu erhöhen, wird vorzugsweise eine Phasenbeziehung überprüft, um einen Mittelwert von mehreren Abfragewerten zu erhalten. Beispielsweise soll ein Symbol, das zum Zeitpunkt (/ — 2kTs) erhalten worden ist, XK sein und ein Symbol, das zum Zeitpunkt (t— (2k—I)) empfangen worden ist, Yk sein; hiermit kann die folgende Berechnung durchgeführt werden:

Xk = (I/O 2, XIf

k <■ k !

KA. = (1/C) ^] Yk

k - k &igr;

wobei C K 1 und k 2 Konstante sind.

Durch eine derartige Operation werden Mittelwerte der in Phase liegenden und der um 90° gedrehten Komponenten erhalten. Dies wird gefolgert durch eine Operation

XkI ■ YkQ - XkQ ■ YkI,

und deren Vorzeichen wird überprüft. Wenn das Vorzeichen plus ist, ist die Feststellung des Übergangspunktes richtig; wenn sie jedoch minus ist, ist die Feststellung falsch.

Die vorstehend beschriebene Entscheidung kann mittels Verzögerungsschaltungen 402/und 402C? und einem Vektorproduktrechner 404 durchgeführt werden, wie in Fig. 9 dargestellt ist In der in Fig. 9 dargestellten Schaltungsanordnung wird die in Phase liegende Komponente 130/des empfangenen Signals durch die Verzögerungsschaltung 402/ verzögert, während die um 90° gedrehte Komponente 130&zgr;> durch die Verzögerungsschaltung 402Q verzögert wird. Der Ausgang der Verzögerungsschaltung 402/, der um eine 2/V-Symbolperiode verzögert worden ist, und der Ausgang der Verzögerungsschaltung 402Q, der durch eine (2n — 1 )-Symbolperiode verzögert worden ist, werden an den Vektorproduktrechner 404 angelegt, welcher für die vorstehend erläuterte Vektorproduktbildung vorgesehen ist.

Die Verzögerungsschaltungen 402/ und 402Q können durch Randomspeicher (RAMs) ausgeführt werden. In einem solchen Fall sind, um die erforderliche Kapazität der Randomspeicher zu verringern, vorzugsweise die Verzögerungszeiten für die Vorzeichenidentifizierung, d. h. (t—2nTs) und (t—(2n-I)Ts) nicht so lange.

Wenn der Übergangsdetektor 132 einen Übergang zum Zeitpunkt f feststellt, wird der Vektorproduktrechner 404 erregt, wie durch eine Leitung 406 angezeigt ist, um ein Produkt des Symbols zu erzeugen, das zum Zeitpunkt (t—2/iTs) erschienen ist, welches ein Ausgang der Verzögerungsschaltung 204/ist, und ein Symbol zu erzeugen, das zum Zeitpunkt (t—(2n—\)Ts) erschienen ist, welches ein Ausgang der Verzögerungsschaltung 204Q ist; das Ergebnis wird an einem Ausgang 408 abgegeben. Der Ausgang 408 soll einen hohen Pegel haben, wenn das Vektorprodukt positiv ist, und einen niedrigen Pegel haben, wenn es negativ ist Wenn das Vektorprodukt positiv ist, erzeugt eine ODER-Schaltung 410 eine ODER-Funktion am Ausgang 408, und der Ausgang 406

des Übergangsdetektors 132 bringt seine Ausgänge 412 und 414 auf einen hohen Pegel. Die Ausgänge 412 und 414 werden beispielsweise der Zeitsteuerrückgewinnungsschaltung 118 und der Trägerrückgewinnungsschaltung 120 zugeleitet (Fig. 1). Wenn das Feststellen des Übergangs richtig ist, fällt das anschließende Training mit der Zeitsteuer- und Trägerfeststellung zusammen.
Ob das Feststellen eines Übergangspunktes richtig ist, wird in der vorbeschriebenen Weise mit Hilfe der Charakteristik eines Wechseis bestimmt, daß eine Zwischensymbolinterferenz verhältnismäßig schwach ist und der Wechsel bekannt ist. Somit werden in dieser speziellen Ausführungsform Symbole zu einem Zeitpunkt, der um eine Periode bzw. eine Zeitdauer einer geraden Anzahl von Abfragewerten vor dem Zeitpunkt einer Übergangsfeststellung liegt, und zu einem Zeitpunkt unmittelbar vordem Zeitpunkt einer Übertragungsfeststellung unterschieden. Dies dient jedoch nur zur Darstellung und kann durch Unterscheidung von Symbolen zu irgendwelchen beliebigen zwei Zeitpunkten bei einem Wechsel ersetzt werden, welche nicht benachbart sind. Ferner kann eine Anordnung getroffen werden, um zu entscheiden, ob ein Symbol zu einem einzigen Zeitpunkt mit einem vorbestimmten Symbol übereinstimmt.

Wie vorstehend beschrieben, wird ein Schutz gegenüber einer fehlerhaften Feststellung dadurch erreicht, daß mit Hilfe eines Wechsels entschieden wird, ob das Feststellen eines Übergangspunktes in der Trainingsfolge richtig gewesen ist. Eine derartige Entscheidung kann getroffen werden, wobei sogar eine beträchtliche Zeilenverzerrung überwunden werden kann, um dadurch die Wirksamkeit wie die eines Modems zu erhöhen.

Obwohl die Erfindung in jeder der Ausführungsformen bezüglich eines Modems dargestellt und beschrieben worden ist, kann sie andererseits auch bei einer Einheit angewendet werden, welche nur eine Demodulationsfunktion aufweist. Die Erfindung ist nicht auf die Übungs- oder Trainingsfolge nach der CCITT-Empfehlung V.29 beschränkt und ist in vorteilhafter Weise auch bei irgendeiner anderen Trainingsfolge anwendbar, soweit sie einen Übergang von einer wechselnden Folge von zwei Arten von Symbolelementen zu einer Pseudozufalls-Symbolfolge hat.

Als nächstes wird nunmehr ein Trägerrückgewinnungssystem beschrieben, das insbesondere bei einem Demodulator für eine QAM- oder eine Phasenmodulation (PM-Datenübertragung) anwendbar ist. Bezüglich beispiels-

sn weise einer 4-Pege!- oder 8-Pege! QAM-Modulation lsi ein Sysiem vorgeschlagen worden, in welchem vor einem Bestimmen eines Wertes eines Signals, das über eine Übertragungsleitung in einem Vektorraum empfangen worden ist, ein Phasenfehler eines Trägers geschätzt wird, um die Trägerphase um einen Wert zu korrigieren, welcher dem geschätzten Fehler proportional ist.
Wenn die Phasenverzorrung auf einer Übertragungsleitung beträchtlich ist, ergibt ein einfaches Korrigieren der Phase um einen Wert, der zu einem geschätzten Trägerphasenfehler proportional ist, wenn die Phasenverzerrung klein ist, gern zu einer fehlerhaften Unterscheidung eines empfangenen Signals; ein Signal, das in einem Bereich eines Signalraums liegt, welcher als richtig festgelegt werden sollte, könnte als eines entschieden werden, das in einem anderen Bereich nahe dem richtigen Bereich liegt. Bei einem solchen Fehler in der

Unterscheidung könnte die anschließende Phasenkompensation in einer fehlerhaften Richtung und mit einem fehlerhaften Wert vorkommen, wodurch dann ein automatischer Entzerrer und andere Teile des Modems nachteilig beeinflußt würden, d. h, die Konvergenz verschiedener Parameter verzögert würde oder diese divergieren würden.

Unter Anwendung der Erfindung kann daher ein Trägerrückgewinnungssystem geschaffen werden, welches frei von dem vorstehend beschriebenen Nachteil ist und eine zuverlässige Rückgewinnung eines Trägers ermöglicht, indem ein Fehler in der Kompensation einer Trägerphase infolge einer fehlerhaften Symbolunterscheidung verringert wird, wenn er einer übermäßigen Phasenverzerrung ausgesetzt ist In der CCITT-Einpfehlung V-27ter(4800 Bits/s) ist beispielsweise eine QAM-Modulation mit 8 Pegeln verwendet In Flg. 10 ist ein Signalraum der QAM-Modulation mit 8 Pegeln bezüglich des ersten Quadranten dargestellt

In Flg. 10 sind drei ideale Signalpunkte 500, welche Symbole a, b und c darstellen, in dem ersten Quadranten des Signalraums enthalten, welcher durch eine Inphaseachse /und eine um 90° gedrehte bzw. Quadraturachse Q festgelegt ist Die Symbole a, b und c werden voneinander durch Abgrenzungen unterschieden, welche durch zwei strichpunktierte Linien 502 dargestellt sind, welche jeweils um einen Radianten von —&pgr;/8 und &lgr;/8 bezüglich der /- und (?-Achsen (positiv entgegen dem Uhrzeigersinn) geneigt sind. Beispielsweise wird ein empfangenes Signal 504, welches durch &khgr; in der wiedergegebenen Position dargestellt ist, durch das Symbol c gekennzeichnet

Wenn jedoch ein empfangenes Signal eine beträchtliche Phasenverzerrung auf der Übertragungsleitung erfahren hat, kann der Demodulator es nicht als richtig identifizieren. Ungeachtet dessen, daß das Signal 504, das an der Stelle .Y empfangen worden ist, das Symbol b anzeigen sollte, wird es als das Symbol c identifiziert, da es in dem Signalbereich c liegt In diesem Fall ist falsch geschätzt, daß der Phasenfehler die Phasendifferenz - &psgr; bezüglich des idealen Signalpunktes 500 ist. Folglich wird, obwohl die richtige Phasendifferenz die Phasendifferenz Φ bezüglich des idealen Signalpunktes des Symbols b ist, die Trägerphase um den Winkel &psgr; in der unerwarteten Richtung entgegen dem Uhrzeigersinn korrigiert

Ein gesendetes Signal soll einer Phasenverzerrung ausgesetzt sein, und die Wahrscheinlichkeit einer Abweichung von dem erwarteten idealen Signalpunkt soll in einer Gaußschen Verteilungskurve liegen. Dann kann das Symbol b durch eine in Fig. 11 dargestellte Kurve 506 dargestellt werden. In Fig. 11 sind Positionen der Symbole a, b und c durch ausgezogene Linien 508 auf der Abszisse aufgetragen, während die Verteilung des Auftretens einer Abweichung von dem idealen Signalpunkt b auf der Ordinate aufgetragen ist. Es wird ein Grenzwert &THgr; für die Einschätzung eines Phasenfehlers angewendet. Im einzelnen wird beispielsweise bei dem Symbol b eine Phasenkorrektur, die proportional zu einem geschätzten Phasenfehler ist, nur in einem begrenzten Bereich bewirkt, welcher sich über einen Phasenwinkel 0b auf jeder Seite des idealen Signalpunktes b erstreckt; der Signalbereich b ist von den angrenzenden Signalbereichen a und c durch tote Zonen getrennt, welche durch schraffierte Bereiche 510 in Fig. 11 dargestellt sind.

Ein Signal, welches den idealen Signalpunkt b anzeigen sollte, sollte als ein Signal 504 empfangen worden sein, das durch die Stelle ^angezeigt worden ist. Da der Phasenfehler &ggr;/größer als der Phasenkorrekturgrenzwert Qc ist, ist der Phasenfehler auf &THgr; begrenzt. Der Phasenfehler Qc ist natürlich kleiner als der Phasenfehler &psgr;, welcher sich ohne eine derartige Begrenzung ergeben würde, so daß die Größe einer fehlerhaften und übertriebenen Korrektur der Trägerphase geringer ist. Das heißt, wenn das erwartete, empfangene Signal, um den idealen Punkt b anzuzeigen, in die tote Zone 510 geschoben worden ist, ist der geschätzte Phasenfehler nicht größer als Qb oder Qc. Hierdurch wird die Größe einer fehlerhaften Korrektur der Trägerphase geringer.

Die Wahrscheinlichkeit, daß ein Signal, welches den idealen Punkt b anzeigt, über die tote Zone 510 in den benachbarten Signalbereich c oder a gelangt, ist sehr gering, falls die Gaußsche Verteilung gewahrt wird. Folglich wird, selbst wenn der vorerwähnte Grenzwert Q entsprechend gewählt ist, der Phasenfehler hinsichtlich eines unrichtigen Symbols kaum korrigiert. Hierdurch ist eine zuverlässige Trägerrückgewinnung gewährleistet.

In Fig. 12 ist ein Demodulator dargestellt, bei welchem der vorstehend beschriebene Gedanke des Trägerrückgewinnungssystems angewendet ist. Der Demodulator in der dargestellten Ausführungsform ist ein gewöhnlicher QAM-Typ.

Ein Signal, das über eine analoge Übertragungsleitung, wie eine Fernsprechleitung, gesendet worden ist, wird an einen Eingangsanschluß 600 des Demodulators angelegt. Das empfangene Signal wird durch eine Trägerrückgewinnungsschaltung 602 in eine in Phase liegende Komponente' (I) und in eine um 90° hierzu gedrehte Komponente (Q) aufgeteilt. Diese Komponenten (I) und (Q) werden jeweils über Tiefpaßfilter (LPF) 604 und 606 zu einem Entzerrer 603 geleitet, welcher dazu verwendet wird, um die Leitungskennwerte zu entzerren. Das entzerrte empfangene Signal wird dann für eine Symbolschätzung an eine Entscheidungsschaltung 610 angelegt. Ein Signal 612, welches geschätzte Symbole anzeigt, wird mittels eines Dekodierers 614 in eine Reihe von binären Bits dekodiert und dann einem Descrambler 616 zugeführt. Der Descrambler 616 descrambelt die Folge der Bitreihe, um sie als eine richtige Folge binärer Bits an einem Ausgangsanschluß 618 anzulegen.

Inzwischen wird ein Fehlersignal 620, das von der Entscheidungsschaltung 610 abgegeben worden ist, von einer Abgriffkoeffizienten-Einstellschaltung 622 zur Korrektur des Abgriffkoeffizienten eines Entzerrungsfilters des Entzerrers 60S verwendet. Gleichzeitig wird das Fehiersignai 620 an eine Phasenfehler-Schätzschaltung 624 angelegt. Der Ausgang 626 der Phasenfehler-Schätzschaltung 624 zeigt einen geschätzten Phasenfehler &psgr; an, und er wird an einen Phasenfehlerbegrenzer 628 geliefert. Der Phasenfehlerbegrenzer 628 hat die Aufgabe, den geschätzten Phasenfehler &psgr; zu überwachen, um den Phasenfehler auf den Bereich zu begrenzen, der kleiner als der vorher erwähnte Grenzwert Q ist. Vorzugsweise wird der Grenzwert O (>null) halbfestgelegt in dem Begrenzer 628 eingestellt. Eine Multipliziereinheit 630 multipliziert das Phasenfehlersignal, das der Phasenbegrenzung unterworfen worden ist, mit einem Phasenkoeffizienten -k, welcher eine Proportionalitätskonstante für eine Phasenkorrektur ist; das Ergebnis wird dann von der Trägerrückgewinnungsschaltung 602 für die Phasenkorrektur eines Trägers verwendet. Im allgemeinen liegt der Phasenkoeffizient im Bereich von "0" bis "1".

Bezüglich der CCITT-Empfehlung V27ter (4800 Bit/s) ist in Fig. 13 ein Signalraum des ersten Quadranten dargestellt, welcher dem in Fig. 10 dargestellten Quadranten entspricht In Fig. 13 sollte ein Signal 504, welches den idealen Signalpunkt b anzeigen sollte, gesendet und an der Stelle &khgr; in dem Signalraum empfangen worden sein.

Da der empfangene Signalpunkt 504 in dem Signalbereich c liegt, stellt die Entscheidungsschaltung 610 fest, daß das empfangene Signal das Signal c ist und überirägt es an den Dekodierer 614. Gleichzeitig versorgt die Entscheidungsschaltung 610 die Abgriffskoeffizienten-Einstellschaltung 622 und die Phasenfehler-Schätzschaltung 624 mit einem Phasenfehlersignal 620, welches eine Differenz zwischen einem empfangenen Signalvektor R und einem Vektor Cdes empfangenen Signals c, & h. R- Q ist

Zu allererst schätzt die Phasenfehler-Schätzschaltung 624 einen Phasenfehler aus dem empfangenen Signal, einem Fehlersignal u. ä. In der dargestellten Ausführungsform schätzt obwohl der erwartete Phasenfehler bezüglich des idealen Signalpunktes bO ist die Schaltung 624 ihn infolge der fehlerhaften Entscheidung durch die Entscheidungsschaltung 610 fälschlicherweise als — yein.

Ein herkömmliches Trägerrückgewinnungssystem ist nicht mit einer Funktion versehen worden, welche dem Phasenfehlerbegrenzer 628 entspricht In einem derartigen System wird ein geschätzter Phasenfehler —&psgr; unmittelbar mit dem Phasenkoeffizienten -k multipliziert, und das Produkt k\i/vi\rd zur Trägerrückgewinnung verwendet Dies bedeutet die Trägerphase wird entgegen dem Uhrzeigersinn um | ](&psgr; | gedreht Jedoch ist, wie in Fig. 13 dargestellt, der genaue Phasenfehler der Phasenfehler Φ bezüglich des Symbols b, und folglich sollte der richtige Wert einer Phasenkorrektur — k0 sein. Das heißt, die Trägerphase sollte im Uhrzeigersinn um | k<P \ verschoben werden. Kurz gesagt, bei dem herkömmlichen System kann die Trägerphase infolge einer fehlerhaften Entscheidung eines Symbols in einer falschen Richtung und um einen falschen Betrag korrigiert werden.

Bei dem Ausführungsbeispiel ist der Ausgang 626 der Phasenfehler-Schätzschaltung 624 mit dem Phasenfehlerbegrenzer 628 verbunden, welcher einen Phasenfehler überwacht, welcher durch die Schätzschaltung 624 geschätzt worden ist. Das heißt, der Begrenzer 628 überwacht, ob der geschätzte Phasenfehler - &psgr;, der von der Schätzschaltung 624 abgegeben worden ist, den Grenzwert &THgr; überschritten hat

Wenn beispielsweise ein Signal 504, welches in der toten Zone 510 liegt, empfangen wird, ist der Phasenausgleichswert bei der dargestellten Ausführungsform auf den Wert &thgr; begrenzt, da der geschätzte Phasenfehler - &psgr; größer als der Grenzwert - &THgr; ist. Wenn, wie in Fig. 14 dargestellt, | - &psgr; \ > &THgr; ist, entwickelt der Begrenzer 628 einen geschätzten Phasenfehler, der nicht — &psgr;, sondern — &THgr; ist Die Multipliziereinheit 630 multipliziert den geschätzten Phasenfehler mit dem Phasenkoeffizienten - k und führt den sich ergebenden Phasenkorrekturwert k& der Trägerrückgewinnungsschaltung 602 zu. Offensichtlich ist der Korrekturwert k&< k. Wenn | - &psgr; \ < &THgr; ist, liefert der Begrenzer 628 den geschätzten Phasenfehler — &psgr; unmittelbar, so daß die Multipliziereinheit 630 ihn mit dem Phasenkoeffizienten — k multipliziert, das Produkt kyr, das einen Phasenkorrekturwert anzeigt, wird dann der Trägerrückgewinnungsschaltung 602 zugeführt. Der Korrekturwert ändert sich folglich entlang einer in Fig. 14 dargestellten Kurve 700. Aus Fig. 14 ist zu ersehen, daß der fehlerhafte Korrekturwert einer Trägerphase kleiner als spezieller bei dem herkömmlichen System ist, welchem der Phasenfehlerbegrenzer 628 fehlt.

Obwohl in der vorstehend beschriebenen Ausführungsform der Begrenzer 628 entsprechend ausgeführt ist, um den Phasenkorrekturwert k& auf die Zunahme des geschätzten Phasenfehlers &psgr; über den Grenzwert &THgr; hinaus einzustellen, kann er andererseits auch so ausgeführt sein, einen unterschiedlichen vorbestimmten Wert Φ&Agr; zu erzeugen. Der Wert Φ&Agr; kann größer oder kleiner sein als &THgr;. Wenn er kleiner als &THgr; ist, ändert sich der Phasenkorrekturwert entlang einer in Fig. 14 dargestellten, gestrichelten Kurve 702. Ferner kann der Wert Φ&Agr; sogar null sein, wobei in diesem Fall keine Phasenkorrektur bei der Zunahme des geschätzten Phasenfehlers &psgr; über den Grenzwert &THgr; hinaus vorkommt.

Ferner kann eine Anordnung so gemacht werden, daß sich der Wert Φ&Agr; mit dem geschätzten Phasenfehler &psgr; ändert, d. h., sie kann so gemacht werden, daß die Trägerrückgewinnungsschaltung 602 mit dem Phasenkorrekturwert kiy versorgt wird, solange der geschätzte Phasenfehler &psgr; kleiner als der Grenzwert &THgr; bleibt und wird mit einem Phasenkorrekturwert k/&psgr; bei einer Zunahme über den Grenzwert &THgr; hinaus versorgt, wobei kl eine Proportionalkonstante ist, die im allgemeinen kleiner als k ist.
Die vorliegende Erfindung ist somit in vorteilhafter Weise bei jeder anderen Art eines QAM- oder PM-Systems anwendbar. Im Falle der CCITT-Empfehlung V.26ter (2400 Bits/s) werden beispielsweise der Phasenkorrekturgrenzwert und die Abmessungen der toten Zonen so vorbestimmt, daß sie zu idealen Signalpunkten passen, welche in den Phasen 0, &pgr;/2, &pgr; und 3&pgr;/2 liegen.

Obwohl eine Ausführungsform bezüglich eines Demodulators dargestellt und beschrieben worden ist, welcher in einer diskreten Hardware ausgeführt ist, ist die Erfindung in vorteilhafter Weise sogar bei einem Modulator der Art anwendbar, bei welchem digitale Signalverarbeitungen verwendet sind, die mittels eines Prozessors durchgeführt werden. Die Erfindung fördert somit eine zuverlässige Rückgewinnung eines Trägers durch Begrenzen des Phasenkorrekturwertes oder macht ihn praktisch null, wenn es hinsichtlich eines wesentlichen Fehlers in der Phasenschätzung eine Möglichkeit einer fehlerhaften Entscheidung gibt.

^fin Hierzu iO Biati Zeichnungen

Claims

Patentansprüche

1. Einrichtung zum Feststellen von Synchronisation bei einer Datenübertragung, welche in einer Trainingsfolge zum Empfangen eines zweidimensional modulierten Signals mittels eines Übergangsdetektors den

Übergangspunkt von einer bekannten wechselnden Symbolfolge von zwei verschiedenen Symbolelementen zu einer Pseudozufalls-Symbolfolge feststellt, gekennzeichnet durch

eine Rechnereinrichtung (200/, 2000 zum Berechnen von Vektorsummen oder von Vektordifferenzen von jeweils zwei Vektoren, die in einer zweidimensionalen Symbolebene durch eine Periode von zwei Symbolelementen zeitlich-seriell voneinander entfernt sind,

&iacgr;&ogr; einen Vergleicher (212) zum Vergleichen der Vektorsumme oder der Vektordifferenz mit einem vorbestimmten Schwellenwert und

einen Detektor zum Feststellen des Übergangspunktes in Form einer Abnahme der Vektorsumme oder der Zunahme der Vektordifferenz über den Schwellenwert hinaus.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Vergleicher (212) entsprechend ausgelegt ist, um die Vektorsumme oder die Vektordifferenz und den Schwellenwert bezüglich eines Absolutwertes eines Vektors zu vergleichen.

3. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Vergleicher (212) entsprechend ausgelegt ist, um die Vektorsumme oder die Vektordifferenz und den Schwellenwert bezüglich einer Signalpotenz zu vergleichen.

4. Einrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Entscheidungseinrichtung (400) um zu entscheiden, daß der Übergangspunkt richtig ist, wenn die Symbolelemente zu ersten und zweiten vorbestimmten Zeitpunkten vorweggenommenen Symbolelementen entsprechen.

5. Einrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dz3 die ersten und zweiten Zeitpunkte um eine Periode eines Symbolelementes eines empfangenen Signals voneinander entfernt sind.