JPS5915546B2 - ハンソウハシユウハスウセイギヨソウチ - Google Patents
ハンソウハシユウハスウセイギヨソウチInfo
- Publication number
- JPS5915546B2 JPS5915546B2 JP50151117A JP15111775A JPS5915546B2 JP S5915546 B2 JPS5915546 B2 JP S5915546B2 JP 50151117 A JP50151117 A JP 50151117A JP 15111775 A JP15111775 A JP 15111775A JP S5915546 B2 JPS5915546 B2 JP S5915546B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- carrier frequency
- phase
- output signal
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3818—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、直交振巾変調を用いたデータ伝送において
、データの伝送に先だつて、未知の搬送波周波数偏差を
検出し復調搬送波周波数を最適な値に設定する初期搬送
波周波数設定装置に関するものである。
、データの伝送に先だつて、未知の搬送波周波数偏差を
検出し復調搬送波周波数を最適な値に設定する初期搬送
波周波数設定装置に関するものである。
同期検波を用いた直交振巾変調においては、搬送波位相
偏差並びに極く僅かな搬送波周波数偏差がある種の自動
等化器によつて除去されることが知られているが、大き
な周波数偏差のある場合にはこの偏差を同期検波の際に
除去するような周波数制御のほかには効率的に劣化を救
済する手段は知られていない。
偏差並びに極く僅かな搬送波周波数偏差がある種の自動
等化器によつて除去されることが知られているが、大き
な周波数偏差のある場合にはこの偏差を同期検波の際に
除去するような周波数制御のほかには効率的に劣化を救
済する手段は知られていない。
一般にこのような周波数制御は位相誤差を検出してこの
誤差をｏに近付ける形の位相制御ループによつて行なわ
れるが、ある限定された時間内に許容誤差範囲内に搬送
波周波数を設定した後、制御を凍結するような系におい
ては、位相制御ができるだけ速やかに定常状態に達する
ことと、定常状態におけるゆらぎが小さいことが要求さ
れる。この要求を満たすために従来はデータの伝送に先
だつて搬送波バーストを送信する方法あるいは１８００
の位相反転信号を伝送する方法が用いられていた。前者
の方法は、搬送波バーストを送信している期間にタイミ
ングの情報を、取り出すことができないために初期設定
の効率を落してしまう欠点があり、後者の方法ではタイ
ミング情報を取り出せるが、搬送波位相に１８０度の任
意性が生じ、差動符号を用い得ない場合には不都合を生
ずる欠点があつた。これに対して搬送波周波数成分とタ
イミング情報を同時に持つような信号を送信すれば、タ
イミング情報を抽出すると同時に搬送波位相の１８０度
の任意性を生ずることなしに復調搬送波周波数を設定す
ることが可能となる。従来このような信号に対して位相
誤差を検出する方法には何等かの判定の要素が含まれて
おり、非常に符号間干渉の大きい系においては、この判
定に誤りの生ずる可能性があり、制御が不確実になる恐
れがあつた。本発明は、上記のような信号から全く判定
を用いずに位相誤差を検出し搬送波周波数制御を行なう
ことを可能としたものである。以下本発明の原理につい
て述べる。先づ送信ベースバンド信号の例として、同相
および直交成分を互いに直交する２つの軸で表わした２
次元平面上で、第１図ａ点およびを点で示される値をＴ
秒毎に交互に送信するものを考える。この信号が直流成
分と１／２Ｔの周波数成分を有することは第１図からも
明らかである。尚、この信号は変調前のベースバンド信
号であるが搬送波周波数Ｆｃの搬送波で変調後伝送路に
送出される状態で考えれば、ＦｃとＦｃ士］二の成分を
持つ信号で２Ｔある。
誤差をｏに近付ける形の位相制御ループによつて行なわ
れるが、ある限定された時間内に許容誤差範囲内に搬送
波周波数を設定した後、制御を凍結するような系におい
ては、位相制御ができるだけ速やかに定常状態に達する
ことと、定常状態におけるゆらぎが小さいことが要求さ
れる。この要求を満たすために従来はデータの伝送に先
だつて搬送波バーストを送信する方法あるいは１８００
の位相反転信号を伝送する方法が用いられていた。前者
の方法は、搬送波バーストを送信している期間にタイミ
ングの情報を、取り出すことができないために初期設定
の効率を落してしまう欠点があり、後者の方法ではタイ
ミング情報を取り出せるが、搬送波位相に１８０度の任
意性が生じ、差動符号を用い得ない場合には不都合を生
ずる欠点があつた。これに対して搬送波周波数成分とタ
イミング情報を同時に持つような信号を送信すれば、タ
イミング情報を抽出すると同時に搬送波位相の１８０度
の任意性を生ずることなしに復調搬送波周波数を設定す
ることが可能となる。従来このような信号に対して位相
誤差を検出する方法には何等かの判定の要素が含まれて
おり、非常に符号間干渉の大きい系においては、この判
定に誤りの生ずる可能性があり、制御が不確実になる恐
れがあつた。本発明は、上記のような信号から全く判定
を用いずに位相誤差を検出し搬送波周波数制御を行なう
ことを可能としたものである。以下本発明の原理につい
て述べる。先づ送信ベースバンド信号の例として、同相
および直交成分を互いに直交する２つの軸で表わした２
次元平面上で、第１図ａ点およびを点で示される値をＴ
秒毎に交互に送信するものを考える。この信号が直流成
分と１／２Ｔの周波数成分を有することは第１図からも
明らかである。尚、この信号は変調前のベースバンド信
号であるが搬送波周波数Ｆｃの搬送波で変調後伝送路に
送出される状態で考えれば、ＦｃとＦｃ士］二の成分を
持つ信号で２Ｔある。
今、この信号が同相成分ｘ（ｔ）、直文成分ｙ（ｔ）の
インパルス応答を有する系を伝送され、角周波数偏差ｐ
の復調搬送波によつて２軸同期検波された２つの検波出
力を各々複素数の実部と虚部に対応させたものをＺ（ｔ
）とすると、Ｚ（ｔ）は次のように表わされる。但し、
Ａ．Ｂは第１図を複素平面と見なした時のａ点およびｂ
点の座標、Ｘ（ｔ）＝ｘ（ｔ）＋ Ｉｙ（ｔ）、１＝Ｊ
コ〒である。
インパルス応答を有する系を伝送され、角周波数偏差ｐ
の復調搬送波によつて２軸同期検波された２つの検波出
力を各々複素数の実部と虚部に対応させたものをＺ（ｔ
）とすると、Ｚ（ｔ）は次のように表わされる。但し、
Ａ．Ｂは第１図を複素平面と見なした時のａ点およびｂ
点の座標、Ｘ（ｔ）＝ｘ（ｔ）＋ Ｉｙ（ｔ）、１＝Ｊ
コ〒である。
ここでＷ（ｔ）＝ｚ（ｔ）＋ｚ（ ｔ −Ｔ ）なる信
号を考え、Ｗ（ｔ）、Ｘ（ｔ）のｔ ＝ ＮＴにおける
サンプル値をＷｎおよびＸｎとするとここで、Ｅが一（
４）〜＋（４）であることを考えるとｎが偶数ならばｎ
が奇数ならば が成立する。
号を考え、Ｗ（ｔ）、Ｘ（ｔ）のｔ ＝ ＮＴにおける
サンプル値をＷｎおよびＸｎとするとここで、Ｅが一（
４）〜＋（４）であることを考えるとｎが偶数ならばｎ
が奇数ならば が成立する。
更に一般にｐは２７ｃ／ Ｔに比べ充分に小さいことか
らＥｉＰＴホ１− １ｐＴと近似するとＧ（ｆ）：伝送
系の振巾特性φ（ｆ）：伝送系の位相特性 Ｆｃ：搬送波周波数 と表わされる。
らＥｉＰＴホ１− １ｐＴと近似するとＧ（ｆ）：伝送
系の振巾特性φ（ｆ）：伝送系の位相特性 Ｆｃ：搬送波周波数 と表わされる。
なお、ＤＯ．Ｅ．Ｆと定義した諸量が伝送系の周波数特
性によつて上のように表現される理由は次の通りである
。第４図に示すように、送信ベースバンドフイルタの特
性をＴ（ｆ）、搬送波周波数をＦｃ、伝送系の特性をＧ
（ｆ）Ｅｘｐ｛−ｊφ（ｆ）｝、受信ベースバンドフィ
ルタの特性をＲ（ｆ）とすると各部の信号スペクトラム
（複素エンベロープ）はと表わされる。
性によつて上のように表現される理由は次の通りである
。第４図に示すように、送信ベースバンドフイルタの特
性をＴ（ｆ）、搬送波周波数をＦｃ、伝送系の特性をＧ
（ｆ）Ｅｘｐ｛−ｊφ（ｆ）｝、受信ベースバンドフィ
ルタの特性をＲ（ｆ）とすると各部の信号スペクトラム
（複素エンベロープ）はと表わされる。
複素インパルス応答Ｘ（ｔ）は、このＨ（ｆ）のインパ
ルス応答である。
ルス応答である。
すなわちｔ＝ＫＴにおけるサンプル値Ｘｋはｔ＝ＫＴと
おいてここでＨ８，（ｆ）＝ ．２′ Ｈ（ｆ＋−）：
等価ナイキスト特性の関係が成立する。
おいてここでＨ８，（ｆ）＝ ．２′ Ｈ（ｆ＋−）：
等価ナイキスト特性の関係が成立する。
まずＤＯはＸｋの総和であるから、
ここで
すなわちｆ＝件の時１、それ以外のｆの値ではＯである
こと及び積分期間がである ことを利用すると、 となる。
こと及び積分期間がである ことを利用すると、 となる。
次にＥは、Ｘｋのｋが偶数であるものの総和であり、こ
れは壱ｘ（ｔ）・｛ｌ＋ ＣＯｓ（ Ｒｔ／ Ｔ ）｝
のｔ ＝ ｋ千におけるサンプル値の総和と考えてもよ
ここで上式第２項及び第３項にｆ ＋ −リ一＋ ｆ、
ｆ −７，−＋ｆの変数変換を行えば、となる。
れは壱ｘ（ｔ）・｛ｌ＋ ＣＯｓ（ Ｒｔ／ Ｔ ）｝
のｔ ＝ ｋ千におけるサンプル値の総和と考えてもよ
ここで上式第２項及び第３項にｆ ＋ −リ一＋ ｆ、
ｆ −７，−＋ｆの変数変換を行えば、となる。
ここでと定義すると、
同様にＦはＸｋｆ）ｋが奇数であるものの総和であるか
らのｔ−ＫＴ におけるサンプル値の総和と考えられ、 と定義すると となる。
らのｔ−ＫＴ におけるサンプル値の総和と考えられ、 と定義すると となる。
ところで、一般に送受信フイルタはＴ（ｆ）Ｒ（ｆ）が
ナイキスト特性になるように設計するのでである。
ナイキスト特性になるように設計するのでである。
更に搬送波周波数での位相を基準と考えると（１）（
Ｆｃ）＝ ０である。
Ｆｃ）＝ ０である。
これ等を考慮し｛て（３）〜（６）式を評価するとを得
る。したがつてＤ６−Ｅ＋Ｆが成立する。さてＡ＋Ｂは
第１図Ｃ点で表わされる座標に相当するから（２）式右
辺の第１項は第１図Ｃ点に対応する信号をＴ秒毎に送信
した場合、即ち搬送波バーストを送つた場合の受信信号
と等価である。また第２項はＤｌ．Ｄ，の絶対値および
Ｄ，＋Ｄ，はＤ．を越えないこととＰＴが高々７Ｃ／１
００であることを考えると第１項に比べて充分小さい値
であるので無視することができる。従つて搬送波バース
トを送信した場合と同等の収速々度が得られることがわ
かる。以上、式を用いて本発明の原理を説明したが、次
のように図を用いて概念を説明することも出来る。送信
信号はベースバンドで考えると、第３図ａに示すように
直流と１／２Ｔに輝線スペクトルを持つ信号である。
る。したがつてＤ６−Ｅ＋Ｆが成立する。さてＡ＋Ｂは
第１図Ｃ点で表わされる座標に相当するから（２）式右
辺の第１項は第１図Ｃ点に対応する信号をＴ秒毎に送信
した場合、即ち搬送波バーストを送つた場合の受信信号
と等価である。また第２項はＤｌ．Ｄ，の絶対値および
Ｄ，＋Ｄ，はＤ．を越えないこととＰＴが高々７Ｃ／１
００であることを考えると第１項に比べて充分小さい値
であるので無視することができる。従つて搬送波バース
トを送信した場合と同等の収速々度が得られることがわ
かる。以上、式を用いて本発明の原理を説明したが、次
のように図を用いて概念を説明することも出来る。送信
信号はベースバンドで考えると、第３図ａに示すように
直流と１／２Ｔに輝線スペクトルを持つ信号である。
この信号が搬送波周波数Ｆｃの搬送波で変調され、周波
数偏差ｐ／２Ｋを持つ復調搬送波によつて検波された時
は第３図ｂのようにＰ ／ ２７Ｃだけずれた周波数成
分を持つ信号となる。一方、復調信号Ｚ（ｆ）とこれを
Ｔ遅延した信号Ｚ（ｔ−Ｔ）との和によつてＷ（ｆ）を
作り出すことは口＋ｅ−Ｊ２〃ＦＴ卜２Ｃ０ｓＥｆＴと
いう周波数特性即ち、第３図ｃの特性を持つフイルタを
通すことに相当する。したがつてＷ（ｆ）のスペクトル
は第３図ｂとｃとの積となる。Ｐ＝Ｏであればであるか
らＷ（ｆ）は直流分のみでおるがＰＫＯの時は第３図ｄ
のようにピ一の成分がの絶対値を持ち、弁＋ギ吾の成分
はの絶対値を持 つ。
数偏差ｐ／２Ｋを持つ復調搬送波によつて検波された時
は第３図ｂのようにＰ ／ ２７Ｃだけずれた周波数成
分を持つ信号となる。一方、復調信号Ｚ（ｆ）とこれを
Ｔ遅延した信号Ｚ（ｔ−Ｔ）との和によつてＷ（ｆ）を
作り出すことは口＋ｅ−Ｊ２〃ＦＴ卜２Ｃ０ｓＥｆＴと
いう周波数特性即ち、第３図ｃの特性を持つフイルタを
通すことに相当する。したがつてＷ（ｆ）のスペクトル
は第３図ｂとｃとの積となる。Ｐ＝Ｏであればであるか
らＷ（ｆ）は直流分のみでおるがＰＫＯの時は第３図ｄ
のようにピ一の成分がの絶対値を持ち、弁＋ギ吾の成分
はの絶対値を持 つ。
（謁式右辺の第２項はこの２番目の項に対応する。Ｐは
一般に高々−ヨ黷あるから梶述べたように、Ｗ（ｆ）は
殆んどＰ／２Ｅの成分となりＰの値が検出され周波数制
御が掛けられるのである。なおここで示した送信々号の
例ではＷｎの実部、即ち検波出力の同相成分がほぼ−
ＤＯｓｉｎｎｐＴとなるのでこの値を位相誤差信号とし
て位相ロツクループを構成することによつて制御を行な
うことができる。以下に上述の原理に基づいた本発明の
実施例を第２図に従つて説明する。送信々号発生器１で
発生された第１図ａ点、ｂ点の繰り返し信号は変調器２
で直交振巾変調され端子３を通して伝送路に送出される
。
一般に高々−ヨ黷あるから梶述べたように、Ｗ（ｆ）は
殆んどＰ／２Ｅの成分となりＰの値が検出され周波数制
御が掛けられるのである。なおここで示した送信々号の
例ではＷｎの実部、即ち検波出力の同相成分がほぼ−
ＤＯｓｉｎｎｐＴとなるのでこの値を位相誤差信号とし
て位相ロツクループを構成することによつて制御を行な
うことができる。以下に上述の原理に基づいた本発明の
実施例を第２図に従つて説明する。送信々号発生器１で
発生された第１図ａ点、ｂ点の繰り返し信号は変調器２
で直交振巾変調され端子３を通して伝送路に送出される
。
伝送された信号は端子４より入来し、同期検波器５で２
軸同期検波され、その同相成分は線路６を通ると同時に
線路７に分岐し、線路７に接続された遅延素子８によつ
てＴ秒の遅延を受ける。線路６の信号は（１）式２（ｔ
）のｔ＝ＮＴにおけるサンプル値の実部であり、遅延素
子８の出力は２（ｔ−Ｔ）のＴｎＴにおけるサンプル値
の実部である。線路６の信号と遅延素子の出力信号は加
算器９で加算される。加算器の出力信号のｔ−ＮＴにお
けるサンプル値２）式Ｗｎの実数部に相当する。加算器
出力信号は積分器１０によつて積分され、その結果は、
電圧制御発振器１１の発振周波数を変化させる。電圧制
御発振器で発生された正弦波と移相器１２により９０度
位相を変化させられた正弦波は各々同期検波器に入力さ
れ復調搬送波周波数制御ループが構成される。
軸同期検波され、その同相成分は線路６を通ると同時に
線路７に分岐し、線路７に接続された遅延素子８によつ
てＴ秒の遅延を受ける。線路６の信号は（１）式２（ｔ
）のｔ＝ＮＴにおけるサンプル値の実部であり、遅延素
子８の出力は２（ｔ−Ｔ）のＴｎＴにおけるサンプル値
の実部である。線路６の信号と遅延素子の出力信号は加
算器９で加算される。加算器の出力信号のｔ−ＮＴにお
けるサンプル値２）式Ｗｎの実数部に相当する。加算器
出力信号は積分器１０によつて積分され、その結果は、
電圧制御発振器１１の発振周波数を変化させる。電圧制
御発振器で発生された正弦波と移相器１２により９０度
位相を変化させられた正弦波は各々同期検波器に入力さ
れ復調搬送波周波数制御ループが構成される。
第１図は搬送波周波数制御を行なうために送信される信
号を２次元平面上で示した図であり、第２図はこの発明
の実施例を示すプロツク図であり、第３図は本発明の原
理を説明するための周波数スベクトルを示す図であり、
第４図は伝送系全体のモデルを示す図である。 第２図において、１は信号発生器、２は変調器、５は同
期検波器、８は遅延素子、９は加算器、１０は積分器、
１１は電圧制御発振器、１２は移相器である。
号を２次元平面上で示した図であり、第２図はこの発明
の実施例を示すプロツク図であり、第３図は本発明の原
理を説明するための周波数スベクトルを示す図であり、
第４図は伝送系全体のモデルを示す図である。 第２図において、１は信号発生器、２は変調器、５は同
期検波器、８は遅延素子、９は加算器、１０は積分器、
１１は電圧制御発振器、１２は移相器である。
Claims (1)
- １ 多相位相変調、多相多値変調を含む直交振巾変調に
よるデータ伝送装置において、データの伝送に先だち直
流成分を有し且つＴ秒毎に２つの値を交互にとるデータ
を送信する手段と、前記送信信号を２軸同期検波する同
期検波器と、前記同期検波器の出力信号をＴ秒遅延させ
る遅延素子と、遅延された信号と前記同期検波出力信号
との和をとる加算器と前記加算器の出力を積分する積分
器と、前記積分器の出力信号に応じて同期検波に用いら
れる正弦波の発振周波数を変化させる手段とを備え、速
やかに復調搬送波周波数を最適な値に制御することを特
徴とする搬送波周波数制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50151117A JPS5915546B2 (ja) | 1975-12-17 | 1975-12-17 | ハンソウハシユウハスウセイギヨソウチ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50151117A JPS5915546B2 (ja) | 1975-12-17 | 1975-12-17 | ハンソウハシユウハスウセイギヨソウチ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5274207A JPS5274207A (en) | 1977-06-22 |
| JPS5915546B2 true JPS5915546B2 (ja) | 1984-04-10 |
Family
ID=15511722
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50151117A Expired JPS5915546B2 (ja) | 1975-12-17 | 1975-12-17 | ハンソウハシユウハスウセイギヨソウチ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5915546B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59208948A (ja) * | 1983-05-13 | 1984-11-27 | Ricoh Co Ltd | デ−タ伝送同期検出方式 |
| US4608703A (en) * | 1983-05-12 | 1986-08-26 | Ricoh Company, Ltd. | Synchronization detection system for data transmission |
-
1975
- 1975-12-17 JP JP50151117A patent/JPS5915546B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5274207A (en) | 1977-06-22 |
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