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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Kompensation von Verzögerungen, die durch Schwankungen der Versorgungsspannung hervorgerufen werden, mit einem Eingangskreis, der wenigstens ein Paar MOS-Transistoren aufweist, von denen der eine an seinem Gateanschluß ein Eingangssignal und der andere an seinem Gateanschluß ein Vorladungssignal empfängt, mit einem Vorladungsknotenpunkt, der auf einen hohen Pegel angehoben ist, wenn sich ein Eingangssignal auf einem niedrigen Pegel befindet, mit einer Ausgangsschaltung, die mit ihrem Eingang mit der Eingangsschaltung verbunden ist, und mit einer in Reihe geschaltete Transistoren enthaltenden Kompensationsschaltung.
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Aus der DE-OS 26 37 808 ist eine Kompensationsschaltung mit einem Lasttransistor T 5 und mit einem mit diesem in Reihe geschalteten FET-Transistor bekannt. Der Verbindungspunkt dieser beiden Transistoren bildet einen Ausgangsanschluß. Eine Kompensationsschaltung ist nun mit dem Gateanschluß des Lasttransistors verbunden.
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Diese Kompensationsschaltung enthält eine erste sowie eine zweite MOS-Transistor-Reihenschaltung.
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Die erste MOS-Transistor-Reihenschaltung enthält mehrere Teil- FET-Strukturen mit minimaler Gatebreite. Sein Source-Anschluß ist mit einem ersten Schaltungsknotenpunkt verbunden. Die erste Reihenschaltung enthält einen zweiten Feldeffekttransistor, dessen Drain-Anschluß mit dem ersten Schaltungsknoten verbunden ist und dessen Source-Anschluß über einen Widerstand mit einer Bezugsspannung verbunden ist, während dessen Gate an die genannte Betriebsspannung angeschlossen ist. Der zweite Feldeffekttransistor weist ein Gate mit minimaler Länge auf.
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Ein dritter Feldeffekttransistor der ersten Reihenschaltung ist als Inverterverstärker geschaltet und befindet sich zwischen dem ersten Schaltungsknoten und dem Ausgangsknoten.
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Weitere Feldeffekttransistoren der zweiten Reihenschaltung sind über ihren Drain-Anschluß und Source-Anschluß miteinander verbunden. Das Gate des einen der beiden Feldeffekttransistoren ist an die Bezugsspannung angeschlossen.
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Mit dieser bekannten Schaltungsanordnung können zwar ganz bestimmte Parameterabweichungen kompensiert werden, wie beispielsweise die Änderung der Schwellenspannung oder eine Änderung des Übertragungsleitwertes oder eine Änderung der Gatebreite. Zwar ist auch die Änderung der Drain-Spannungsversorgung möglich. Jedoch ist es mit Hilfe der bekannten Schaltungsanordnung nicht möglich, Verzögerungen zu kompensieren, die durch Schwankungen der Versorgungsspannung hervorgerufen werden können.
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Aus der DE-OS 22 60 821 ist eine Rauschverklammerung für Feldeffekttransistoren bekannt, wobei ein erster Feldeffekttransistor in Reihe mit einem zeitgesteuerten Feldeffekttransistor zwischen einem Rauschknotenpunkt und einem Zeitsteuersignal geschaltet ist. Die Feldeffekttransistoren liegen zwischen Anschlüssen, an die das genannte Zeitsteuersignal angeschlossen wird. Durch diese bekannte Schaltungsanordnung soll eine Rauschverklammerung verwirklicht werden, die verhältnismäßig klein ist und die insbesondere negative Rauschspannungspegel vermindern soll, um die Arbeitsweise einer Feldeffekttransistorschaltung zu verbessern. Auch diese bekannte Schaltungsanordnung ist nicht in der Lage, Verzögerungen zu kompensieren, welche durch Schwankungen der Versorgungsspannung hervorgerufen werden.
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Eine weitere bekannte Halbleitereinrichtung dieser Art ist in Fig. 1 gezeigt. Diese Einrichtung, die ein Beispiel für einen dynamischen Schaltkreis ist, weist eine Eingangsschaltung, die ein Eingangssignal und ein Vorladungssignal zum Aufrechterhalten eines hohen Pegels an einem Vorladungsanschluß zum Zeitpunkt des Vorladens und eine Bootstrap-Schaltung auf, die das Eingangssignal und das Signal am Vorladungsanschluß aufnimmt und demgemäß den Status des Ausgangssignals steuert. In Fig. 1 stellen IN das Eingangssignal, R P das Vorladungssignal, OUT das Ausgangssignal, V DD eine Versorgungsspannung und 1 bis 4 MOS-Transistoren vom Anreicherungstyp dar, wobei diese Komponenten die Eingangsschaltung bilden. Weiter bezeichnen in Fig. 1 die Referenzzeichen 5, 6 und 7 MOS-Transistoren vom Anreicherungstyp, und 10 eine MOS-Kapazität, wobei diese Komponenten die Bootstrap-Schaltung bilden. Weiter bezeichnen in Fig. 1 R P einen Vorladungsknotenpunkt und N B einen Bootstrap-Knotenpunkt.
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Der Betrieb der dynamischen Schaltung nach Fig. 1 wird nun unter Bezugnahme auf Fig. 2 beschrieben. Während einer Vorladungsperiode ist das Vorladungssignal R P auf hohem Pegel, während das Eingangssignal IN auf niedrigem Pegel ist, der Vorladungsknotenpunkt R P wird auf dem Potential V DD - V T (wobei V T die Schwellenspannung eines MOS-Transistors vom Anreicherungstyp ist) gehalten, und das Ausgangssignal wird auf hohem Pegel gehalten. Wenn der Schaltungsbetrieb startet, fällt das Vorladungssignal R P , während das Eingangssignal ansteigt. Das Potential am Vorladungsanschluß wird mittels des MOS-Transistors 4 beseitigt, während der Bootstrap-Anschluß N B über den MOS-Transistor 5 aufgeladen wird. Infolgedessen wird die Kapazität 10 bezüglich Masse aufgeladen. Wenn jedoch das Potential am Vorladungsknotenpunkt R P niedriger wird als die Schwellenspannung V T , wird der MOS-Transistor 7 abgeschaltet und das Potential des Ausgangssignales OUT steigt an. Dieser Potentialanstieg bewirkt eine sog. "Bootstrap-Wirkung", wobei durch die kapazitive Kupplung der Kapazität 10 das Potential am Bootstrap-Knotenpunkt auf über V DD + V TH ansteigt, und das Ausgangssignal OUT auf dem Pegel der Versorgungsspannung V DD ist.
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Falls während der Vorladungsperiode, wenn der Schaltungsbetrieb gestartet wird, in der Versorgungsspannung V DD ein Einschwingvorgang in positiver Richtung auftritt, kann es sein, daß die Schaltung nicht korrekt arbeitet. Dieser Effekt wird unter Bezugnahme auf den Signalverlauf der Fig. 2 beschrieben.
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In Fig. 2 ist der normale Pegel der Versorgungsspannung V DD (L) durch ausgezogene Linien angezeigt. Der Zeitraum, der von dem Zeitpunkt ab läuft, bei dem das Eingangssignal ansteigt, nachdem das Vorladungssignal den niedrigen Pegel erreicht hat, bis das Ausgangssignal V DD (L) erreicht, ist eine Verzögerungszeit t 1, die durch Streukapazitäten des Vorladungsknotenpunktes und des Ausgangsanschlusses und durch die Transistorgröße der Eingangsschaltung und der Bootstrap-Schaltung bestimmt ist. Der Zeit-Verlauf der Signale in dem Fall, in dem die Versorgungsspannung momentan auf V DD (H) ansteigt, ist durch gestrichelte Linien in Fig. 2 angedeutet. (Es soll hier bemerkt werden, daß die Teile der Signalverlaufslinien, die die durchgezogenen Linien überlappen, nicht besonders angezeigt sind.) Solange der Pegel des Vorladungssignals R P ansteigt, wird der Vorladungspegel des Vorladungsknotenpunktes N P auf V DD (H) - V T von V DD (L) - V T gesteigert. Danach wird der Vorladungspegel des Vorladungsanschlusses N P auf V DD (H) - V T gehalten, sogar wenn die Versorgungsspannung wieder V DD (L) annimmt, und der Pegel des Vorladungssignals R P auf V DD (L) zurückkehrt. Im nachfolgenden Schaltungsbetrieb steigt das Eingangssignal bis zum Entladen des Pegels des Vorladungsknotenpunktes N P und zum Laden des Bootstrap-Knotenpunktes. Jedoch geht der Pegel des Vorladungsknotenpunktes N P später auf niedrigere Werte als V T als im Normalbetrieb. Deshalb ist der Anstieg des Ausgangssignals OUT durch die Bootstrap-Schaltung um t 2 später als beim Normalbetrieb.
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Dynamische Kaskaden-Schaltungen dieser Art werden oft bei hochintegrierten Schaltungen benutzt. Deshalb kann der Endschaltungsausgang eine lange Verzögerungszeit wegen Akkumulation von kurzen Verzögerungszeiten haben, sogar wenn die Verzögerungszeit pro Schaltungsstufe kurz ist.
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Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zur Kompensation von Verzögerungen der eingangs genannten Art zu schaffen, die in der Lage ist, Verzögerungen aufgrund von kurzzeitigen Schwankungen, wie z. B. Einschwingvorgängen der Versorgungsspannung, schnell zu kompensieren.
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Gelöst wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch, daß die Kompensationsschaltung als Kriechstrom-MOS-Schaltung ausgebildet ist, die einen ersten MOS-Transistor und einen zweiten MOS-Transistor enthält, um den Spannungspegel am Vorladungsknotenpunkt abzusenken, wenn sich die Versorgungsspannung ändert, während das Vorladungssignal sich auf einem hohen Pegel befindet, um dadurch die Verzögerungszeit eines Ausgangssignals der Ausgangsschaltung zu vermindern, daß der erste MOS-Transistor mit seinem Drain-Anschluß mit dem Vorladungsknotenpunkt verbunden ist und mit seinem Source-Anschluß mit dem Drain-Anschluß des zweiten MOS-Transistors verbunden ist, wobei der Source-Anschluß des zweiten MOS-Transistors mit Masse verbunden ist und der Gateanschluß des zweiten MOS-Transistors mit der Stromversorgungsquelle verbunden ist, daß weiter das Vorladungssignal dem Gateanschluß des ersten MOS-Transistors aufgedrückt ist, und daß der Widerstand zwischen den Hauptanschlüssen des ersten und des zweiten MOS-Transistors größer ist als der Widerstand zwischen den Hauptelektroden des einen der MOS-Transistoren der Eingangsschaltung, dessen Gateanschluß das Vorladungssignal empfängt.
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In vorteilhafter Weise bilden der erste und zweite MOS-Transistor eine Kriechstreckenschaltung. Die Drain-Elektrode des ersten MOS-Transistors ist mit dem Vorladungsknotenpunkt verbunden, während die Source-Elektrode mit der Drain-Elektrode des zweiten MOS-Transistors verbunden ist. Das Vorladungssignal wird auf die Gate-Elektrode des ersten MOS-Transistors gelegt. Der Widerstand des zweiten MOS-Transistors im durchgeschalteten Zustand ist niedriger als derjenige des ersten MOS-Transistors. Deshalb werden jeder Abfall des Vorladungsspannungspegels während der Vorladungsperiode infolge von fehlerhaftem Betrieb des Schaltkreises sowie jeder Anstieg des Versorgungsstroms infolge des Vorhandenseins der Kriechstreckenschaltung unterdrückt, so daß der normale Schaltungsbetrieb glatt ausgeführt werden kann. Außerdem folgt der Vorladungspegel der Veränderung der Versorgungsspannung sogar dann, wenn die Versorgungsspannung einen Einschenkvorgang während der Vorladungsperiode aufweist. Infolgedessen läuft der Schaltungsbetrieb ohne größere Verzögerung korrekt ab.
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Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung finden sich in den Unteransprüchen. Im folgenden wird die Erfindung anhand von den in den Fig. 3 bis 7 dargestellten Ausführungsbeispielen beschrieben. Es zeigt
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Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm mit der Anordnung einer konventionellen Halbleitereinrichtung;
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Fig. 2 ein Wellenformdiagramm zur Beschreibung des Betriebs der Schaltung in Fig. 1 in dem Fall, bei dem die Versorgungsspannung sich ändert und in dem Fall, bei dem die Versorgungsspannung sich nicht ändert;
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Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm mit einer Halbleitereinrichtung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;
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Fig. 4 ein Wellenformdiagramm zur Beschreibung des Betriebs der Halbleitereinrichtung nach Fig. 3 in dem Fall, bei dem die Versorgungsspannung sich ändert und in dem Fall, bei dem die Versorgungsspannung sich nicht ändert;
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Fig. 5 ein erklärendes Diagramm mit einem Beispiel des Layouts der erfindungsgemäßen Schaltung; und
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Fig. 6 und 7 Schaltungsdiagramme mit Halbleitereinrichtungen gemäß weiteren Ausführungsformen der Erfindung.
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Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf Fig. 3 beschrieben.
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Durch Vergleich der Fig. 3 mit der Fig. 1 ist es offensichtlich, daß eine erfindungsgemäße Halbleitereinrichtung durch Zufügen einer Kriechstreckenschaltung 100 zur Halbleitereinrichtung nach Fig. 1 konstruiert ist. Die Kriechstreckenschaltung 100 weist MOS-Transistoren 101 und 102 vom Anreicherungstyp auf. Die Drain-Elektrode ª des Transistors 101 ist mit dem Vorladungsknotenpunkt N P verbunden, die Gate-Elektrode so verbunden, daß sie das Vorladungssignal aufnimmt, und eine Source-Elektrode b mit der Drain-Elektrode des anderen Transistors 102verbunden. Eine Gate-Elektrode des Transistors 102 ist mit der Stromquelle V DD verbunden und eine Source-Elektrode c liegt auf Masse. Der Reihenwiderstand im durchgeschalteten Zustand der MOS-Transistoren 101 und 102, der einen Leck-Widerstand bildet, ist dreimal so hoch wie der Durchgangswiderstand des MOS-Transistors 3, der den Treiber-Widerstand der Vorladungsschaltung bildet.
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Der Betrieb der so konstruierten Halbleitereinrichtung wird nun unter Bezugnahme auf Fig. 4 beschrieben.
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In Fig. 4 stellen die ausgezogenen Linien die Wellenformen in dem Fall dar, bei dem die Versorgungsspannung konstant auf dem Wert V DD (L) ist, während die gestrichelten Linien die Wellenformen in dem Fall darstellen, bei dem die Versorgungsspannung auf einen Wert V DD (H) von V DD (L) ansteigt und dann auf V DD (L) während der Vorladungszeitdauer abfällt. (Es soll hier bemerkt werden, daß die gebrochenen Linien teilweise die festen Linien bei diesen Wellenformen überlappen.)
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Beim Normalbetrieb der Schaltung nach Fig. 3, bei dem die Versorgungsspannung konstant auf dem Wert V DD (L) ist, leitet der MOS-Transistor 101 während der Vorladungsperiode, und eine Kriechstrecke wird durch die MOS-Transistoren 101 und 102 gebildet. Deshalb nimmt der Pegel des Vorladungsknotenpunktes den Wert V DD (L) - V T - V 1 an, welcher niedriger ist als V DD (L) - V T . Sogar wenn das Vorladungssignal R P den niedrigen Pegel danach erreicht, und der MOS-Transistor 3 deshalb abgeschaltet wird, da der MOS-Transistor 101 abgeschaltet wird, wird der Vorladungspegel nicht durch die Kriechstrecke aufgehoben, ehe das Eingangssignal ansteigt. Deshalb bewirkt die Kriechstrecke keinen fehlerhaften Betrieb. Wenn jedoch der Vorladungspegel um V 1 niedriger ist, ist das Zeitintervall, das verstreicht von dem Zeitpunkt, bei dem das Eingangssignal IN ansteigt, bis das Ausgangssignal V DD (L) erreicht, t 3, was kürzer ist als t 1 im Fall der Fig. 1.
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Falls der Vorladungspegel unter V T während der Vorladungsperiode fällt, wird der MOS-Transistor 7 abgeschaltet, ehe das Eingangssignal IN angelegt wird, und die Schaltung arbeitet fehlerhaft. Wenn jedoch der Reihenwiderstand der MOS-Transistoren 101 und 102 im On-Zustand, der der Leck-Widerstand der Kriechstrecken-Schaltung ist, dreimal so hoch gemacht wird wie der Durchgangswiderstand des MOS-Transistors 3, der als Vorladungs-Treiber-Widerstand dient, ist der Abfall (Δ V 1) des Vorladungspegels klein und das Zeitintervall, das abläuft von dem Zeitpunkt, bei dem das Eingangssignal IN ansteigt, bis das Ausgangssignal OUT den Wert V DD (L) erreicht, ist im wesentlichen gleich t 1. Falls der Leck-Widerstand weiter gesteigert wird, werden Steigerungen des Versorgungsstromes infolge des Vorsehens der Kriechstrecken-Schaltung noch besser unterdrückt.
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In dem Fall, bei dem die Versorgungsspannung ein Überschwingen in positiver Richtung ausführt während der Vorladungsperiode, leitet der MOS-Transistor 101 während der Vorladungsperiode, und eine Kriechstrecke wird durch die MOS-Transistoren 101 und 102 gebildet. Deshalb, falls die Versorgungsspannung so ansteigt, daß der Vorladungspegel auf V DD (H) - V T - Δ V 2 (≈ V DD (H) - V T ) gesteigert wird und dann zurückfällt, fällt der Vorladungspegel infolge der Anwesenheit der Kriechstrecke auf V DD (L) - V T - V 1 entsprechend jener Spannung. Danach ist das Zeitintervall, das abläuft von dem Zeitpunkt, bei dem das Eingangssignal IN ansteigt, bis das Potential des Ausgangssignals OUT den Wert V DD erreicht, t 3. Dies ist äquivalent zu dem Fall, bei dem die Spannung sich nicht ändert.
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Bei der oben beschriebenen Ausführungsform ist die Gate-Spannung des MOS-Transistors 102 die Versorgungsspannung. Jedoch kann auch anstelle der Versorgungsspannung eine vorbestimmte Spannung, die den MOS-Transistor 102 leitfähig steuern kann, mit dem gleichen Effekt benutzt werden.
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Im allgemeinen wird eine dynamische Schaltung mit MOS-Transistoren vom Anreicherungstyp implementiert. Deshalb kann eine Kriechstrecken-Schaltung, bestehend aus MOS-Transistoren vom Anreicherungstyp, leicht vorgesehen werden während des Verfahrens zur Bildung einer integrierten Schaltung.
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In der oben beschriebenen Ausführungsform sind die Dimensionen der MOS-Transistoren 101 und 102 nicht besonders spezifiziert. Die Gate-Länge und -Breite des MOS-Transistors 101 kann jedoch einige Micron sein, und der hohe Leck-Widerstand der Kriechstrecken-Schaltung kann dadurch erhalten werden, daß das Gate des MOS-Transistors 102 in einem Zick-Zack-Muster gebildet wird. In diesem Fall ist die Wirkung ähnlich jener in der oben beschriebenen Ausführungsform, und die Lastkapazität des Vorladungssignals R P wird minimiert, was für eine Integration mit hoher Dichte vorteilhaft ist.
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In der oben beschriebenen Ausführungsform kann die Source-Region ª des MOS-Transistors 101, wie in Fig. 5 gezeigt, eine Breite von einigen Micron haben und sich nahe der V DD -Leitung und der Masse-Leitung erstrecken, wobei der MOS-Transistor 102 über die V DD -Leitung und die Masse-Leitung zu liegen kommt. In diesem Fall ist die Wirkung der Kriechstrecken-Schaltung auch die gleiche wie in der oben beschriebenen Ausführungsform, da, wenn das Eingangssignal ansteigt, das Vorladungssignal R P auf niedrigem Pegel ist, und deshalb die Streukapazität der Source- Region ª des MOS-Transistors 101 nicht als Streukapazität des Vorladungsknotenpunktes N P wirkt und keine Verzögerung beim Schaltungsbetrieb bewirkt. Darüber hinaus kann in diesem Falle die Kriechstrecke in einem freien Bereich des Layouts angeordnet werden, welches zu einer hohen Packungsdichte beiträgt.
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Bei der oben beschriebenen Ausführungsform wurde die Kriechstrecken-Schaltung angewandt auf eine dynamische Schaltung mit einer Eingangsschaltung, die das Eingangssignal und ein Vorladungssignal, das benutzt wird zum Aufrechterhalten des Vorladungsknotenpunktes auf hohem Pegel zum Zeitpunkt des Vorladens, empfängt und mit einer Bootstrap-Schaltung, die das Eingangssignal und das Signal am Vorladungsknotenpunkt empfängt, und damit die Ein- und Ausschaltung des Ausgangssignals steuert. Jedoch kann der gleiche Effekt erreicht werden durch Anwenden der erfindungsgemäßen Kriechstrecken-Schaltung auf einen dynamischen Schaltkreis, der wie in Fig. 6 gezeigt, eine Eingangsschaltung zum Empfangen des Ausgangssignals und des Vorladungssignals zum Aufrechterhalten des Vorladungsknotenpunkts auf hohem Pegel zum Zeitpunkt des Vorladens und eine Bootstrap- Schaltung zum Empfangen des Eingangssignals und des Signals am Vorladungsknotenpunkt zur Steuerung des Ein- oder Ausschaltens des Ausgangssignals, aufweist. Alternativ kann die Kriechstrecken-Schaltung auf eine dynamische Schaltung wie in Fig. 7 gezeigt, angewandt werden, welche das Eingangssignal und das Vorladungssignal empfängt und ein invertiertes Eingangssignal ausgibt.
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Nun wird der Betrieb der Schaltung nach Fig. 6 beschrieben. In Fig. 6 bezeichnen Bezugsziffern 1 und 2 MOS-Transistoren vom Anreicherungstyp, die die Eingangsschaltung bilden, 3 bis 7 MOS-Transistoren vom Anreicherungstyp, 10 eine MOS-Kapazität, wobei die Schaltungselemente 3 bis 7 und 10 die Bootstrap-Schaltung bilden und 100 die Leck-Strecken-Schaltung. Die übrigen Bezugszeichen sind die gleichen wie in Fig. 1.
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Während der Vorladungsperiode ist das Vorladungssignal R P auf hohem Pegel, während das Eingangssignal IN auf niedrigem Pegel ist, und der Vorladungsknotenpunkt N P wird auf einem Pegelwert V DD - V T gehalten, während das Ausgangssignal OUT auf niedrigem Pegel gehalten wird. Wenn die Schaltung den Betrieb beginnt, fällt das Vorladungssignal R P , während das Eingangssignal IN ansteigt, so daß die MOS-Kapazität 10 bezüglich Masse aufgeladen wird. Infolgedessen beginnt das Ausgangssignal anzusteigen und die Spannung am Vorladungsknotenpunkt N P wird durch den MOS-Transistor 2 in der Eingangsschaltung aufgehoben. Wenn das Potential am Vorladungsknotenpunkt N P niedriger wird als V T , und infolgedessen der MOS-Transistor abgeschaltet wird, wird das Potential am Bootstrap-Anschluß N B höher als V DD + V T infolge der kapazitiven Kupplung der Kapazität 10, und als Ergebnis ist das Ausgangssignal auf dem Potential V DD .
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Falls die Kriechstrecken-Schaltung nicht vorgesehen wäre, wenn die Versorgungsspannung auf V DD (H) steigt und dann auf V DD (L) während der Vorladungsperiode fällt, wird der Vorladungsknotenpunkt N P auf dem hohen Potential V DD (H) - V T gehalten werden. Danach, wenn das Eingangssignal IN ansteigt und die Schaltung den Betrieb beginnt, würde das Potential am Vorladungsknotenpunkt N P niedriger werden als V T mit einer Zeitverzögerung. Deshalb ist das Zeitintervall, das verläuft vom Zeitpunkt, an dem das Eingangssignal IN ansteigt, bis das Ausgangssignal den Pegel V DD (L) erreicht, länger als jenes bei dem Fall, bei dem die Versorgungsspannung konstant gehalten wird.
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Andererseits, wenn die Kriechstrecken-Schaltung benutzt wird, wird der normale Schaltungsbetrieb glatt ausgeführt, und sogar dann, wenn die Versorgungsspannung sich ändert, wird das hohe Potential V DD (H) - V T am Knotenpunkt N P durch die Kriechstrecken-Schaltung aufgehoben, indem es auf V DD (L) - V T geändert wird. Deshalb ist das Zeitintervall, das verläuft von dem Zeitpunkt, bei dem das Eingangssignal IN ansteigt bis das Ausgangssignal OUT den Pegel V DD (L) erreicht, nicht außerordentlich lang, und es ist ungefähr gleich jenem in dem Fall, bei dem die Versorgungsspannung sich nicht ändert.
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Im folgenden wird die Schaltung nach Fig. 7 beschrieben. In Fig. 7 bezeichnen Referenzzeichen 1 und 2 MOS-Transistoren vom Anreicherungstyp und 100 eine Kriechstrecken-Schaltung. In diesem Fall dient der Vorladungsknotenpunkt N P als Ausgangsanschluß. Die anderen Bezugszeichen sind die gleichen wie in Fig. 1. Während der Vorladungsperiode ist das Vorladungssignal auf hohem Pegel, während das Eingangssignal auf niedrigem Pegel ist, und der Vorladungsknotenpunkt N B wird auf Potential V DD - V T gehalten. Wenn die Schaltung den Betrieb beginnt, fällt das Vorladungssignal R P , während das Eingangssignal IN ansteigt. Deshalb nimmt der Pegel des Vorladungsknotenpunktes N P , nämlich der Pegel des Ausgangsanschlusses, ab, so daß ein invertiertes Ausgangssignal geliefert wird.
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Falls die Kriechstrecken-Schaltung nicht vorgesehen wäre, wenn die Versorgungsspannung V DD (H) ansteigt und dann auf V DD (L) während der Vorladungsperiode abfällt, wäre das hohe Potential V DD (H) - V T auf dem Ausgangsanschluß gehalten. Deshalb steigt das Zeitintervall, das verläuft von dem Zeitpunkt, bei dem das Eingangssignal IN ansteigt bis der Pegel am Ausgangsanschluß unter V T fällt, nicht länger als jener in dem Fall, bei dem die Versorgungsspannung nicht geändert wird. Andererseits, wenn die Kriechstrecken-Schaltung benutzt wird, wird der normale Schaltungsbetrieb glatt ausgeführt, und sogar, wenn die Versorgungsspannung sich ändert, wird das hohe Potential V DD (H) - V T durch die Kriechstrecken-Schaltung wie vorher entladen. Deshalb ist das Zeitintervall, das verläuft von dem Zeitpunkt, bei dem das Eingangssignal IN ansteigt bis der Pegel des Ausgangsanschlusses unter V T fällt, wieder ungefähr der gleiche wie im Fall, bei dem die Versorgungsspannung konstant gehalten wurde.