DE3348375C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft die Bildauflösung beim Fernsehen und kann z. B. für ein Fernsehsystem angewendet werden, welches sowohl in Horizontalrichtung als auch in Vertikalrichtung eine höhere Auflösung hat als die meisten Standardsysteme normalen Auflösungsvermögens, und welches mit solchen Standardsystemen kompatibel ist. Als Beispiel wird die Erfindung im Zusammenhang mit einem hochauflösenden Fernsehsystem beschrieben.

Beim Fernsehen der NTSC-Norm werden 525 Zeilen je Vollbild in Form zweier aufeinanderfolgenden Teilbilder von jeweils 2621/2 Zeilen abgetastet. Die Zeilen jedes Teilbildes sind mit den Zeilen benachbarter Teilbilder ineinander verflochten, und das Auge integriert diese verflochtenen Zeilen, um den Effekt des 60-Hz-Teilbildflimmerns zu verringern. Trotzdem ist unter gewissen Umständen die vertikale Zeilenstruktur noch sichtbar, insbesondere wenn das Bild auf einem großen Fernsehschirm wiedergegeben wird und man es aus relativ geringer Entfernung betrachtet. Dieses Problem ist noch schwerwiegender bei supergroßen Bildern, wie sie mit Fernsehprojektionsanlagen erzeugt werden. Der eigentliche Vorteil solcher supergroßen Bilder, der darin besteht, dem Zuschauer einen Eindruck zu vermitteln, als wäre er von der abgebildeten Szene umgeben, wird aber wiederum dadurch geschmälert, daß der Benutzer genügend weit vom Bild entfernt sein muß, um die Zeilenstruktur zu integrieren.

Ein Beispiel für ein kompatibles Fernsehsystem erhöhten Auflösungsvermögens ist in der Patentanmeldung P 32 28 597.3 beschrieben. Bei diesem hochauflösenden System wird die Sichtbarkeit der vertikalen Zeilenstruktur in einer mit normalauflösenden NTSC- oder PAL-Fernsehen kompatiblen Weise dadurch vermindert, daß man eine Kamera verwendet, die für jede Standardzeile jeweils zwei Zeilen erzeugt (z. B. 1050 statt 525 Zeilen je Vollbild), und daß man getrennte Signale für die Summen und für die Differenzen der Bildpunkte benachbarter Rasterzeilen bildet und das Summensignal als kompatibles Signal überträgt, zusammen mit dem Differenzsignal, das getrennt oder verborgen innerhalb eines Farbfernsehsignalgemischs übermittels werden kann. Bei diesem Prinzip wird die vertikale Auflösung durch Vergrößerung der Zeilenzahl erhöht, wodurch es möglich wird, ein supergroßes Bild aus näherem Abstand zu betrachten, ohne die vertikale Zeilenstruktur zu erkennen. Bei einem solchen System erhöht sich die vertikale Auflösung der Leuchtdichte und der Farbart auf etwa 1000 Zeilen, während die horizontale Auflösung, die durch die Leuchtdichte-Bandbreite bestimmt ist, bei etwa 330 Fernsehzeilen bleibt. Somit wird die horizontale Auflösung zu einem begrenzenden Faktor für die Nähe zwischen dem Betrachter und einem supergroßen Bild, nachdem es erreicht ist, die vertikale Zeilenstruktur unsichtbar zu machen.

Bereits vorgeschlagene und auch gebaute Fernsehsysteme für besonders hohe Auflösung haben Bandbreiten in der Größe von 20 MHz, um eine genügende Auflösung in Horizontalrichtung zu bringen. Es wurde bisher angenommen, daß eine hohe Horizontalauflösung in der Größeordnung von 500 Fersehzeilen unvereinbar mit herkömmlicher NTSC- oder PAL-Systemen ist und daß eine so hohe Auflösung nur über Kanäle großer Bandbreite (mehr als 6 MHz beim NTSC- System) an Empfänger übertragen werden könnte. Vorschläge für einen entsprechenden Fernsehdienst haben sich daher hauptsächlich auf Direkt-Satellitenfunk oder Kabelfernsehen konzentriert.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Übertragung von Farbfernsehsignalen in einem Format zu ermöglichen, welches einerseits kompatibel mit einem Empfänger bestimmten Auflösungsvermögens ist, so daß der Betrieb eines solchen Empfängers nicht ernsthaft beeinträchtigt wird, und bei welchem andererseits innerhalb des Signals, unter Einhaltung der gleichen Bandbreitengrenzen, genug Information enthalten ist, um es einen Spezialempfänger zu erlauben, ein Bild mit erhöhter vertikaler und horizontaler Auflösung zu rekonstruieren.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst. Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 und 2 zeigen vertikale bzw. horizontale Linien oder Zeilen eines Rasters;

Fig. 3 zeigt die optischen Teile einer Farbfernsehkamera;

Fig. 4 zeigt eine Bildaufnahmeröhre (Vidikon) und Schaltungsanordnungen für die Kamera;

Fig. 5a, 5b, 6a und 6b zeigen im Detail das Abtastmuster der Kamera nach Fig. 4 oder hochauflösenden Bildwiedergaberöhre;

Fig. 7 ist ein symbolisches Blockdiagramm eines kompatiblen Fernsehsystems;

Fig. 8 und 9 sind vereinfachte Blockschaltbilder von Fernsehmonitoren;

Fig. 10 ist ein vereinfachtes Blockschaltbild eines kompatiblen hochauflösenden Fernsehsystems;

Fig. 11a bis 11c sind Blockschaltbilder von Teilen eines hochauflösenden Videocodierers und einer Sendeanordnung;

Fig. 12 ist ein Blockschaltbild eines hochauflösenden Empfängers für kompatible Fernsehsignale, die mit Hilfe der Anordnungen nach den Fig. 11a bis 11c codiert und gesendet sind;

Fig. 13a und 13b zeigen schematisch Abtastmuster, wie sie mit im einzelnen beschriebenen Methoden erzeugt werden;

Fig. 14a und 14b veranschaulichen nähere Einzelheiten von Abtastmustern;

Fig. 15 zeigt das Schema einer Kamera und von Schaltungsanordnungen, die gegenüber der Ausführungsform nach Fig. 4 modifiziert sind;

Fig. 16 zeigt, teilweise in Blockform, einen hochauflösenden Videocodierer;

Fig. 17a und 17b veranschaulichen in Einzelheiten einen hochauflösenden Raster, der linear abgetastet wird;

Fig. 18 ist ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise des Codierers nach Fig. 16;

Fig. 19 zeigt eine Ausführungsform des in der Anordnung nach Fig. 16 enthaltenen Übertragungsgliedes für abwechselnde Abtastwerte;

Fig. 20 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm eines progressiv abgetasteten Fernsehmonitors;

Fig. 21 zeigt in Blockform einen hochauflösenden Fernsehempfänger, der Zeilenspeicher verwendet.

Nachfolgend wird die Erfindung als Beispiel anhand des NTSC-Systems erläutert.

Der in Fig. 1 dargestellte Raster hat ein Seitenverhältnis, bei welchem die Höhe drei Längeneinheiten und die Breite vier Längeneinheiten beträgt. Dieser Raster wird in der üblichen Weise durch aufeinanderfolgende Horizontalzeilen (nicht dargestellt) abgetastet. Auf dem Raster werden abwechselnd helle und dunkle vertikale Linien dargestellt. Die hellen und dunklen Linien stehen in Relation zur Frequenz des verarbeiteten Signals. Die Horizontalabtastperiode beim NTSC-Fernsehen beträgt 63,5 Mikrosekunden, von denen etwa 10 Mikrosekunden für den Horizontalrücklauf und die Horizontalaustastung verwendet werden, so daß ungefähr 53 Mikrosekunden als Dauer für die aktive Zeilenabtastung bleiben. Die abwechselnden hellen und dunklen Linien auf dem Raster der Fig. 1 erfordern positiv und negativ gerichtete Signalausschläge, deren Folgefrequenz durch die Anzahl und den gegenseitigen räumlichen Abstand der Linien des abzubildenden Objekts bestimmt ist. Wenn die Leuchtdichtebandbreite des Fernsehsignals, wie in Empfängern üblich, effektiv etwa 4 MHz beträgt, dann wird das höchstfrequente Signal, welches den Kanal noch durchlaufen kann, eine volle Periode (ein positiver und ein negativer Ausschlag der Leuchtdichte) von 1/4 µs haben. Somit können in 53 Mikrosekunden (d. h. während der Dauer des aktiven Teils einer Horizontalzeile) ungefähr 220 vollständige Perioden auftreten. Daher können in einer Horizontalzeile 220 schwarze und 220 weiße Linien erscheinen, insgesamt also 440 Fernsehlinien in einer vollständigen Horizontalabtastung. Gemäß der üblichen Praxis beim Fernsehen muß jedoch die Horizontalauflösung mit dem Faktor 3/4 multipliziert werden, um die sogenannte Standardauflösung zu bestimmen (d. h. die Auflösung, die man erhalten würde, wenn der Raster quadratisch wäre und eine Breite gleich der Höhe hätte). Somit beträgt die Horizontalauflösung für eine Bandbreite von 4 MHz etwa 330 Linien oder etwa 80 Linien pro MHz. Bei diesem Kriterium beträgt die Auflösung in der Horizontalrichtung für eine Farbsignalkomponente, die eine Bandbreite von 1,5 MHz hat, etwa 120 Linien. Das Auge ist jedoch für Leuchtdichteänderungen viel empfindlicher als für Farbänderungen, so daß ein Bild mit einer horizontalen Auflösung von 120 Linien für die Farbe und 330 Linien für die Leuchtdichte so wahrgenommen wird, als hätte es in allen Bestandteilen eine Auflösung von 330 Linien.

In der Vertikalrichtung setzt sich jedes Teilbild aus mehr als 250 abgetasteten Zeilen zusammen, wie es in Fig. 2 symbolisch dargestellt ist. Die Farbauflösung in der Vertikalrichtung ist besser als in der Horizontalrichtung, weil die horizontale Auflösung durch die Bandbreite des Farbartkanals wie oben erwähnt auf etwa 120 Linien begrenzt ist, während die vertikale Farbauflösung nicht durch die Kanalbandbreite sondern durch die Anzahl der Horizontalzeilen bestimmt ist, über die das Bild in der vertikalen Richtung abgetastet wird. Somit ist die Farbauflösung in der Vertikalrichtung viel größer als in der Horizontalrichtung. Die horizontale Auflösung der Leuchtdichte dürfte besser sein, und die vertikale Auflösung der Leuchtdichte ist wie oben erwähnt deswegen verbesserungswürdig, weil insbesondere bei Großbildwiedergabe eine Zeilenstruktur erkennbar ist.

Die Fig. 3 zeigt die optischen Teile einer hochauflösenden Kamera.

Gemäß der Fig. 3 tritt Licht von einer als Pfeil 301 dargestellten Szene durch ein als Block 302 dargestelltes optisches System hindurch in ein farbtrennendes Prisma 304. Von dort läuft grünes Licht (G) wie bekannt durch eine weitere Optik 306, um es auf den photoempfindlichen Teil (Frontplatte) 12 eines Vidikons 10 zu fokussieren. Die roten Komponenten (R) des Lichts der Szene werden vom Prisma 304 abgetrennt und durch eine Optik 319 auf den photoempfindlichen Teil eines Vidikons 310 fokussiert. Das blaue Licht (B) wird in ähnlicher Weise vom Prisma 304 abgetrennt und mittels einer Optik 314 auf den photoempfindlichen Teil eines Vidikons 320 fokussiert. Die Vidikons 10, 310 und 320 sind z. B. vom sogenannten DIS- Typ ("Satikon" mit Dioden-Strahlsystem und imprägnierter Kathode) oder einer anderen Bauart mit einem Auflösungsvermögen von mehr als 1000 Linien sowohl in Horizontal- als auch in Vertikalrichtung. Die Vidikons sind in der erforderlichen Weise ausgerichtet, um die von ihnen gebildeten Raster für Rot, Grün und Blau einander deckend zu überlagern.

Die Fig. 4 zeigt in vereinfachter Form ein hochauflösendes Vidikon 10 und die zugehörige Schaltungsanordnung. Das Vidikon 10 hat eine Frontplatte 12, die auf ihrer Rückseite ein photoempfindliches Target aufweist, das mit einer Targetelektrode 14 gekoppelt ist. Eine durch einen Horizontalablenkgenerator 18 angesteuerte Horizontalablenkwicklung 16 erzeugt Magnetfelder, die einen Elektronenstrahl (nicht dargestellt) in Horizontalrichtung ablenken, so daß der Strahl horizontal über die Frontplatte 12 tastet, um horizontale Abtastzeilen zu bilden, wie sie mit den waagerechten Linien 20 dargestellt sind. Der abtastende Elektronenstrahl wird in der Vertikalrichtung durch das Magnetfeld einer Vertikalablenkwicklung 22 abgelenkt, die durch einen Vertikalablenkgenerator 24 angesteuert wird. Eine Hilfsablenkwicklung 26 wird durch ein hochfrequentes Signal aus einem Wobbelgenerator 28 beaufschlagt. Dieses vom Generator 28 erzeugte Wobbelsignal wird außerdem als Zeitsteuersignal einem Block 30 angelegt, der Generatoren für Synchronsignale, Austastsignale und ein Hilfsträgersignal enthält und den Betrieb des Horizontalablenkgenerators 18 und des Vertikalablenkgenerators 24 synchronisiert. Das vom Generator 28 erzeugte Wobbelsignal wird in der gleichen Weise anderen Synchronsignalgeneratoren angelegt, die jeweils dem Generator 30 entsprechen und den anderen Vidikons 310 und 320 zugeordnet sind. Die Abtastung des Elektronenstrahls über die Frontplatte 12, auf welcher das Bild fokussiert ist, führt in bekannter Weise zu einem Signal an der Targetelektrode 14. Dieses Signal, das repräsentativ für das Bild ist, gelangt von der Targetelektrode 14 zu einem Vorverstärker 32 und von dort an die üblichen Signalverarbeitungsschaltungen, welche die Schwarzwertklemmung, die Gammakorrektur, usw. durchführen und insgesamt als Block 34 dargestellt sind.

Die Fig. 5a zeigt das Schema eines insgesamt mit 500 bezeichneten Fernsehrasters oder Fernsehbildes, worin drei Abtastzeilen n-1, n und n+1 näher dargestellt sind. Diese Zeilen sind willkürlich aus den vielen Zeilen ausgewählt, welche den Raster bilden. Jede Abtastzeile setzt sich zusammen aus einer großen Anzahl von Bildelementen oder "Bildpunkten", deren Größe durch das Auflösungsvermögen des Fernsehsystems bestimmt ist. Bei einem normalauflösenden NTSC-Fernsehsystem ist die Anzahl von Bildpunkten in jeder Zeile etwa gleich 700. Der erste Bildpunkt der Zeile n-1 ist mit 501 und der letzte Bildpunkt dieser Zeile mit 502 bezeichnet. Beim NTSC-Fernsehsystem werden die Zeilen n-1, n und n+1 nacheinander während eines Fernseh-Teilbildes geschrieben, und der Abstand zwischen ihnen ist genügend groß, um Platz für die einzuflechtenden Zeilen eines zweiten Teilbildes zu lassen, das gemeinsam mit dem ersten Teilbild ein Fernseh-Vollbild ergibt. In der Fig. 5a ist der Umgebungsbereich eines willkürlich gewählten Bildpunktes 504 der Zeile n vergrößert dargestellt, und zwar rein schematisch, um das Verständnis zu erleichtern. Die dargestellte quadratische Form der Bildpunkte ist lediglich symbolhaft. Die Fig. 5b zeigt in gleicher Vergrößerung wie die Fig. 5a einen Teil des Rasters eines hochauflösenden DIS-Satikons. Wegen der hohen Auflösung des Satikons sind die Bildpunkte kleiner, so daß hier vier Bildpunkte 510 bis 516 auf den gleichen Raum kommen, der bei einem normalauflösenden Raster von einem einzigen Bildpunkt eingenommen wird. Die Bildpunkte 510 und 512 können als Teile einer Subrasterzeile p und die Bildpunkte 514 und 516 als Teile einer Subrasterzeile p+1 angesehen werden. In einem DIS-Satikon kann der Strahl so abgelenkt werden, daß ein Raster mit 1050 Horizontalzeilen gebildet wird, von denen jede ungefähr 1400 Bildpunkte enthält. Im Vergleich zum normalauflösenden NTSC-System ist also hier sowohl die Anzahl der Abtastzeile als auch die Anzahl der Bildpunkte je Zeile jeweils verdoppelt, so daß die räumliche Auflösung insgesamt viermal so hoch ist. Wollte man die hochauflösenden Signale von einer hochauflösenden Kamera, die gemäß dem Schema nach Fig. 5b abgetastet wird, zur Darstellung eines Bildes unter Beibehaltung dieser hohen Auflösung mit einer Geschwindigkeit von 30 Vollbildern pro Sekunde wie beim NTSC-System übertragen, dann bräuchte man das Vierfache der für das NTSC-System geforderten Bandbreite, nämlich

4,2 MHz×4=16,8 MHz.

Es ist natürlich nicht möglich, ein 16,8 MHz breites Leuchtdichtesignal über einen normalen NTSC-Kanal zu übertragen, in dessen Standardbandbreite von 6 MHz etwa 4,2 MHz für die Leuchtdichte zur Verfügung stehen.

Die Fig. 6a zeigt den Bildpunktraster eines hochauflösenden Fernsehsystems, welches so ausgelegt ist, daß Kompatibilität mit einem normalauflösenden Empfänger besteht. Die dargestellten Subrasterzeilen p, p+2, p+4, p+6, . . . entsprechen den Zeilen eines normalauflösenden Rasters, wobei die mit durchgehenden Linien gezeichneten Zeilen den "ungeraden" Teilbildern und die gestrichelt gezeichneten Zeilen den "geraden" Teilbildern zuzuordnen sind. Die mit den Kreisen dargestellten Bildpunkte bilden ein rechtwinkliges Muster für Abfragewerte oder Bildproben (Samples) eines normalauflösenden Systems, die mit einer ganzzahligen Häufigkeit bei den Abfragen pro Zeile auftreten (mit einer Abfrage- oder Sample-Frequenz gleich einem geradzahligen Vielfachen der halben Zeilenabtastfrequenz). Die mit X bezeichneten Bildpunkte bilden die hochauflösenden Samples, die in einem hochauflösenden Raster mit jeweils doppelter Auflösung sowohl in Horizontalrichtung als auch in Vertikalrichtung auftreten.

Wenn der Wobbelgenerator 28 die Hilfs-Vertikalablenkwicklung 26 mit einer Frequenz erregt, die ein ungeradzahliges Vielfaches der halben Zeilenabtastfrequenz ist, dann wird bei entsprechender Einstellung der Wobbelamplitude jede aufeinanderfolgende Abtastung einer Zeile n in einem 525-zeiligen System die Subrasterzeilen p und p+1 in einem Schlangenmuster sondieren, wie es in Fig. 6b veranschaulicht ist. Jede aufeinanderfolgende Abtastung der Zeile n sondiert jeweils eine zweier verschiedener Gruppen von Sub-Bildpunkten, welche die Bildpunkte eines 1050-zeiligen hochauflösenden Systems sind, wie es in Fig. 6b dargestellt ist.

Gemäß der Fig. 6b wird ein hochauflösender Fernsehraster mit einem Abtastfleck abgetastet, der mit einer Frequenz gewobbelt ist, die gleich einem ungeradzahligen Vielfachen der halben Horizontal- oder Zeilenfrequenz ist, d. h. gleich (2n-1) f_H/2. Diese Wobbelung ist durch diagonale Zickzacklinien veranschaulicht, die mit den Ziffern 1, 2, 3, 4 bezeichnet sind, um die einzelnen Abtastwege für die vier aufeinanderfolgenden Teilbilder zu identifizieren, die zur Abtastung des vollständigen hochauflösenden Fernsehrasters erforderlich sind. Erkennbar ist auch die Phasenumkehr des Wobbelmusters bei zeitlich aufeinanderfolgenden Abtastzeilen (p, p+4; p+2, p+6). Die Wobbelfrequenz beträgt z. B. 1067×1/2 f_h=8,394229 MHz, wobei f_h die Zeilenabtastfrequenz (Horizontalfrequenz) ist. Die ganze Zahl 1067 ist so gewählt, daß sich eine resultierende Frequenz ergibt, die gerade unterhalb des Zweifachen von 4,2 MHz liegt, was dem Doppelten der Auflösung des normalauflösenden NTSC-Systems entspricht. Im ersten Teilbild (1) des ersten Vollbildes bewirkt also während der n-ten Zeile des 525-zeiligen Rasters des Satikons 10 die mit der Zickzacklinie 1 (mit einem willkürlichen Startpunkt) bewirkte Wobbelung, daß diejenige Gruppe der Sub-Bildpunkte sondiert wird, welche der Reihe nach die Sub-Bildpunkte 510, 516, 518, 520, 522 . . , enthält. Nach dem Abtasten der n-ten Zeile werden Sub-Bildpunkte 424-534 der (n+1)-ten Zeile in einer Schlangenlinie sondiert. Es sei erwähnt, daß die Schlangenlinie, die infolge der Rasterwobbelung mit einem ungeradzahligen Vielfachen der halben Zeilenfrequenz beschrieben wird, in zeitlich direkt aufeinanderfolgenden Abtastzeilen gegenphasig läuft. So ist z. B. das Muster der Sub-Bildpunkte 510, 516, 518 der n-ten Zeile räumlich umgekehrt oder spiegelbildlich gegenüber dem Muster der genau darunterliegenden Sub-Bildpunkte 528, 530, 532 in der (n+1)-ten Zeile. Nach dem Ende des monochromatischen Teilbildes wird ein zweites, damit verflochtenes monochromatisches Teilbild (2) abgetastet, und zu gegebener Zeit erfolgt eine Sondierung von Sub-Bildpunkten 536-548 der Zeile q, die zwischen die Zeilen n und n+1 eingeflochten ist. Während des ersten Teilbildes (1) des zweiten Vollbildes werden Sub-Bildpunkte 610, 612, 514, 512, 614, 616, 618 der Zeile n sondiert, und anschließend Sub-Bildpunkte (nicht numeriert) der Zeile n+1. Während des zweiten Teilbildes (4) des zweiten Vollbildes werden Sub-Bildpunkte entlang der Schlangenlinie 4 abgetastet. Es sei erwähnt, daß die Gruppe der während des zweiten Vollbildes sondierten Sub- Bildpunktes eine vollständig andere Gruppe ist als die Gruppe der im ersten Vollbild sondierten Sub-Bildpunkte.

Wegen der Zeilenverflechtung findet die Abtastung der Sub-Bildpunkte für die Subzeilen z. B. p, p+1 der Zeile n und p+2, p+3 der Zeile q in aufeinanderfolgenden Vertikalintervallen statt. Daraus folgt, daß das 525-zeilige Abtastmuster der Kamera in zwei vollständigen Vollbildern durchlaufen werden muß, bevor jeder Sub-Bildpunkt sondiert ist. In dieser Hinsicht hat das Wobbelsignal die gleiche Zeit/Phasen-Charakteristik wie der Farbhilfsträger, dessen Frequenz ebenfalls ein ungeradzahliges Vielfaches der halben Zeilenfrequenz ist, bei dem ein vollständiger Wiederholzyklus eine Zeitdauer von vier Teilbildern erfordert. Das Ausgangssignal der Kamera ist somit eine Darstellung eines hochauflösenden Bildes, welches jedoch mit einer Frequenz von 15 Hz entsprechend zwei Vollbildern anstatt mit einer Frequenz von 30 Hz für ein Vollbild erzeugt wird. Da das hochauflösende Bild effektiv mit der halben Frequenz des Standardbildes erzeugt wird, ist zur Übertragung des Bildes eine Bandbreite von nur 8,4 MHz erforderlich anstatt der 16,8-MHz-Bandbreite für das hochauflösende 30-Hz-Bild. Die verflochtenen Sub-Bildpunkte kehren jeweils mit einer Folgefrequenz von 15 Hz wieder, so daß die Bandbreitereduzierung von 2 : 1 erreicht wird unter Inkaufnahme eines 15-Hz-Flimmerns zwischen den Sub-Bildpunkten. Ein solches kleinräumiges Flimmern dürfte jedoch nicht als störend empfunden werden.

Außerdem kann dieses "Subpunktflimmern" durch Verwendung eines Vollbildspeichers vermindert oder eliminiert werden, wie es weiter unten noch beschrieben wird.

Soweit beschrieben, ist die hochauflösende Kamera nach Fig. 4, die einen 525-zeiligen Raster in zwei verflochtenen Teilbildern von jeweils 262 1/2 Zeilen mit einer Frequenz von 30 Hz abtastet, hinsichtlich der Bildwiedergabe vollständig kompatibel mit existierenden normalauflösenden 525-Zeilen-Monitoren. Diese Kompatibilität resultiert daraus, daß die Bandbreite eines normalauflösenden Monitors auf 4,2 MHz begrenzt ist. Mit seiner begrenzten Bandbreite kann der Monitor weder die vom geschlängelten Subraster erzeugten Sub-Bildpunkte noch die Ausschläge der Schlangenlinien auflösen, so daß er Mittelwerte bildet. Da die Grundform der Abtastung der 525-Zeilen-Standardabtastung entspricht, wird der Empfänger oder Monitor ein Standardbild wiedergeben, trotz der Tatsache, daß hochauflösende Information im Signal eingebettet ist. Im wiedergegebenen Bild eines normalauflösenden Standardgeräts für 525 Zeilen kann ein 15-Hz-Bildpunktflimmern auftreten, welches daraus resultiert, daß die Sub-Bildpunkte aufeinanderfolgender Abtastungen unterschiedlich sein und in unterschiedlicher Weise in aufeinanderfolgenden Vollbildern bei der Wiedergabe gemittelt werden können. Dieses kleinräumige Flimmern ist tolerierbar, insbesondere weil es gewöhnlich eine geringe Amplitude hat und auch weil die zum erwähnten Flimmern führenden Unterschiede zwischen benachbarten Sub-Bildpunkten nur dort auftreten, wo hochfrequente Übergänge im Signal bzw. feine Details im Bild vorkommen.

Die Fig. 7 veranschaulicht symbolisch die Tatsache, daß ein von einer hochauflösenden Kamera 400 (gemäß Fig. 4) erzeugtes Signal sowohl auf einen normalauflösenden Monitor 710 als auch auf einen hochauflösenden Monitor 714 gegeben werden kann. Der normalauflösende Monitor 710 hat eine auf 4,2 MHz begrenzte Bandbreite, wie es durch das eingezeichnete Tiefpaßfilter 712 symbolisiert ist, und liefert ein Bild mit normaler Auflösung. Der hochauflösende Monitor 714 hat diese Begrenzung der Bandbreite nicht und ist zur Decodierung des hochauflösenden Signals ausgelegt, so daß er ein Bild mit erhöhter Auflösung darstellen kann.

Die Fig. 8 zeigt in vereinfachter Blockdarstellung den allgemeinen Aufbau des hochauflösenden Monitors 714. Das hochauflösende Signal wird in einem Breitband-Videoverstärker 810 verstärkt, um es den Elektroden einer Bildröhre 812 anzulegen. Eine Synchronsignal-Abtrennstufe 814 ist mit dem Ausgang des Verstärkers 810 gekoppelt und trennt die Vertikal- und Horizontalsynchronsignale vom Signalgemisch ab, um sie an Vertikal- und Horizontalablenkschaltungen zu legen, die gemeinsam als Block 816 dargestellt sind. Von den Ablenkschaltungen 816 werden Horizontalablenksignale an eine Horizontalablenkwicklung 810 der Bildröhre 812 gelegt. In ähnlicher Weise werden Vertikalablenksignale auf eine Vertikalablenkwicklung 820 gekoppelt. An den Ausgang des Videoverstärkers 810 ist außerdem eine Burst-Abtrennstufe 822 angeschlossen, um ein sich auf den Farbsynchronimpuls (Burst) stützendes Hilfsträgersignal zu erzeugen, das Farbartschaltungen (nicht dargestellt) und einem Wobbelgenerator 824 zugeführt wird, der ein Wobbelsignal mit einer Frequenz von ungefähr 8,39 MHz erzeugt. Dieses Wobbelsignal wird mit dem Vertikalablenksignal zur Beaufschlagung der Vertikalablenkwicklung 820 kombiniert, so daß auf der Bildröhre 812 ein Raster mit 525 geschlängelten Zeilen pro Vollbild abgetastet wird, und zwar mit einer Vollbildfrequenz von 30 Hz. Der Verstärker 810 hat eine genügende Bandbreite, um zu verhindern, daß die Sub-Bildpunkte gemittelt werden. Somit werden die Sub-Bildpunkte an den passenden Stellen in den Sub-Zeilen des abgetasteten Rasters wiedergegeben, um ein Bild mit hoher Auflösung zu erzeugen.

Ein als Block 826 dargestellter Phasenregler kann dazu verwendet werden, die Phase des Wobbelsignals zu regeln und damit einen Effekt ähnlich einer Feineinstellung der Bildschärfe zu erreichen.

Die Fig. 9 zeigt in vereinfachter Blockdarstellung einen hochauflösenden Monitor, der dem Monitor nach Fig. 8 ähnlich ist, jedoch zusätzlich einen Speicher 910 für ein 1050-zeiliges Vollbild sowie einen ursprünglichen Schreibadressengenerator 912 und Leseadressengenerator 914 enthält. Diese Anordnung eliminiert das "Subpunktflimmern" durch Speicherung eines hochauflösenden Vollbildes von 1050 Zeilen, entsprechend der hochauflösenden Information in vier NTSC-Teilbildern. Die Information wird mit der Geschwindigkeit des ankommenden Signals eingespeichert, indem der Schreibadressengenerator 912 mit Hilfe eines von der Burst-Abtrennstufe 822 abgeleiteten Signals gesteuert wird. Auf der Leseseite bestimmt ein lokaler Synchrongenerator 819 die Lesegeschwindigkeit. Diese Lesegeschwindigkeit kann unabhängig von der Geschwindigkeit des ankommenden Signals sein und so ausgesucht werden, daß man den Vorteil einer fortlaufenden, d. h. nichtverflochtenen Abtastung erhält. Die Vorteile einer fortlaufenden Abtastung hinsichtlich der Reduzierung der Sichtbarkeit der Abtastzeilen sind ausführlicher in der PCT/US-Anmeldung Nr. 82/01 176 vom 31. 8. 1982 beschrieben (entspricht der US-Patentanmeldung Nr. 3 00 227, die am 8. 9. 1981 unter dem Namen Kerns H. Powers eingereicht wurde).

Wie oben erwähnt, haben die in den Anordnungen nach den Fig. 4 bis 9 erzeugten bzw. verarbeiteten hochauflösenden Signale einen effektiven Frequenzbereich, der sich bis auf 8 MHz erstreckt. Obwohl dies bereits eine Verminderung gegenüber den ursprünglich erwähnten 16 MHz bedeutet (die erforderlich wären, wenn das hochauflösende Signal mit der 30-Hz-Bildgeschwindigkeit anstatt mit 15 Hz erzeugt würde), ist ein solches Signal natürlich nicht kompatibel mit einem Signal der NTSC-Rundfunknorm, weil die Signalbandbreite von 8 MHz viel größer ist als die beim normalauflösenden System verfügbare Leuchtdichte- Bandbreite von 4,2 MHz.

Die Fig. 10 zeigt eine Anordnung, mit deren Hilfe ein normalauflösender Monitor ein Leuchtdichtesignal mit einer Standardbandbreite von 4,2 MHz empfangen kann, während ein hochauflösender Monitor Signale empfängt, welche Informationen für hohe Bildauflösung beinhalten. Gemäß der Fig. 10 erzeugt eine hochauflösende Kamera 400 ein Basisbandsignal mit einer bis 8,4 MHz reichenden effektiven Frequenzbandbreite. Dieses Signal wird über ein 4,2-MHz- Tiefpaßfilter 1010 auf einen normalauflösenden Monitor 710 gegeben. Das Filter 1010 entfernt also den hochfrequenten oder feinauflösenden Teil der von der Kamera 400 gelieferten Information, bevor sie dem normalauflösenden Monitor 710 zugeführt wird. Das in seiner Bandbreite begrenzte Signal wird außerdem auf einen ersten Eingang eines hochauflösenden Monitors 1012 gegeben. Eine differenzbildende Schaltung 1014 subtrahiert das am Ausgang des Filters 1010 erscheinende bandbegrenzte Signal von dem am Eingang dieses Filters zugeführten Signal voller Bandbreite, um ein Differenzsignal zu erzeugen, das eine von 4,2 MHz bis 8,4 MHz reichende Bandbreite hat. Dieses Signal stellt die feinauflösenden Teile der Information dar, und die Anordnung des Filters 1010 mit der differenzbildenden Schaltung 1014 wirkt somit als Hochpaßfilter. Das Differenzsignal wird einem zweiten Eingang des hochauflösenden Monitors 1012 angelegt. Innerhalb des Monitors 1012 empfängt eine Summierungsschaltung 1018 das bandbegrenzte Signal und das Differenzsignal Δ und addiert diese Signale miteinander, um das hochauflösende Signal wieder herzustellen, das dann dem hochauflösenden Bildgerät 714 angelegt wird, um das Bild mit hoher Auflösung zu erzeugen.

In der Anordnung nach Fig. 10 wird das hochauflösende Signal also in zwei Teilen zerlegt, deren erster ein Signal begrenzter Bandbreite ist, das über einen herkömmlichen 4,2-MHz-Leuchtdichtekanal einem normalauflösenden Monitor und einem hochauflösenden Monitor zugeführt werden kann, während der durch die Differenz gebildete zweite Teil, der die Information für die Feinauflösung in Vertikal- und Horizontalrichtung beinhaltet, dem feinauflösenden Monitor über einen zweiten Kanal zugeführt wird, der in der Figur als Leiter 1016 dargestellt ist.

Bei der Entwicklung des NTSC-Farbfernsehens wurden die psychophysischen Eigenschaften des menschlichen Auges in die Überlegungen mit einbezogen. Dabei wurde die Unfähigkeit des Auges, feine Details in Farbe wahrzunehmen, als Vorteil ausgenutzt, um die zur Farbfernsehübertragung erforderliche Bandbreite wesentlich zu vermindern. In analoger Weise kann eine andere psychophysische Eigenschaft des Auges ausgenutzt werden, um die zur Übertragung eines hochauflösenden Signals notwendige Bandbreite zu verringern. Diese andere Eigenschaft besteht darin, daß das Auge nicht in der Lage ist, feine Details in bewegten Objekten aufzulösen.

Im Prinzip braucht also ein Fernsehsystem dann keine große Bandbreite zu haben, wenn sich die Szene bewegt.

In Verbindung mit den Eingang 4 bis 10 wurden Einrichtungen zur Erzeugung eines Bildes hoher Auslösung beschrieben, in welchem die feinauflösenden Komponenten Teile enthalten, die sowohl der Vertikalrichtung als auch der Horizontalrichtung zuzuordnen sind.

Die Fig. 11a zeigt eine Verarbeitungs- und Sendeeinrichtung 1100, der hochauflösende Leuchtdichtesignale, Farbartsignale und Synchronsignale zuführbar sind und die daraus ein kompatibles Signal erzeugt, welches die feinauflösenden Komponenten unbewegter Teile des Bildes innerhalb des Austastintervalls verborgen enthält. In der Anordnung nach Fig. 11a werden hochauflösende Leuchtdichtesignale, die durch eine schlangenlinienförmige Abtastung erzeugt wurden (wie in Verbindung mit den Fig. 4 bis 6 beschrieben), an eine Eingangsklemme 1101 gelegt, die im linken oberen Teil der Figur dargestellt ist. Zugehörige Synchronsignale werden an eine Eigangsklemme 1102 gelegt, und modulierte Farbartsignale werden an einer Eingangssumme 1104 zugeführt. Die hochauflösenden Leuchtdichtesignale werden an ein 4,2-MHz-Tiefpaßfilter 1106 gelegt, um an dessen Ausgang ein Signal begrenzter Bandbreite zu erzeugen. Ein großer Vorteil dieses Systems besteht darin, daß ein einziges Tiefpaßfilter die Bandbreite sowohl in der Vertikal- als auch in der Horizontalrichtung begrenzt, und zwar aufgrund der Tatsache, daß die geschlängelte Abtastung in Richtungen von ±45°C erfolgt. Während des aktiven Intervalls jeder Horizontalzeile wird das bandbegrenzte Signal über einen Schalter 1108 auf eine Farbart- und Burst-Einfügungsschaltung 1110 gekoppelt, worin das Farbartsignal in Frequenzverkämmung mit dem Leuchtdichtesignal addiert wird. Das kombinierte Farbart-Leuchtdichte-Signal wird einem weiteren Block 1112 zugeführt, worin Synchron- und Austastsignale addiert werden, um ein NTSC-Standardsignalgemisch zu bilden, das einem Standard-Rundfunksender 1114 zugeführt wird, der eine Rundfunkantenne 1116 speist, um die Fernsehinformation sowohl an Standardempfänger zu übertragen als auch an Spezialempfänger zu senden, die zur Verarbeitung hochauflösender Signale ausgelegt sind.

Während des aktiven Teils jeder Horizontalzeile werden die bandbegrenzten Signale außerdem über einen Schalter 1118 auf einen Analog/Digital-Wandler (A/D-Wandler) 1120/ gekoppelt. Der Schalter 1118 ist mit dem Schalter 1108 zwangsgekoppelt, und beide Schalter werden durch eine Steuereinheit 1122 so gesteuert, daß sie während des aktiven Teils jeder Zeile in der oberen Stellung sind und daß sie ihre untere Stellung während der synchronimpulslosen Teile des Austastintervalls jeder Horizontalzeile und während der synchronimpulslosen Teile des Vertikalaustastintervalls einnehmen. Die digitalen Signale am Ausgang des A/D-Wandlers 1120 werden einer digitalen Addierschaltung 1124 angelegt, worin der Wert des digitalisierten bandbegrenzten Signals durch Addition eines an einem zweiten Eingang des Addierers zugeführten Signals modifiziert werden kann. Das so modifizierte Signal vom Ausgang der Addierschaltung 1124 gelangt zu einem Eingang eines 1050-Zeilen-Vollbildspeichers 1126. Der Vollbildspeicher 1126 wird durch einen Takt- und Adressengenerator 1128 gesteuert, der Synchronsignale von der Klemme 1102 empfängt. Ein links unten in der Fig. 11a gezeigter A/D-Wandler 1130 empfängt von der Eingangsklemme 1101 die ankommenden hochauflösenden Leuchtdichtesignale und erzeugt entsprechende Digitalsignale, die an einen ersten Eingang eines mit Schwellenschaltung versehenen Bildpunktvergleichers 1132 gelegt werden. Ein zweiter Eingang dieses Vergleichers 1132 empfängt vom Vollbildspeicher 1126 Digitalsignale, die repräsentativ für entsprechende Bildpunkte des vorangegangenen hochauflösenden Vollbildes sind. Der Vergleicher 1132 führt Bildpunkt für Bildpunkt einen Vergleich durch, für jede Adresse des hochauflösenden Vollbildes, und erzeugt ein digitales Ausgangssignal, welches repräsentativ für die Differenz zwischen jedem Bildpunktwert und dem Wert des entsprechenden Bildpunktes des vorangegangenen Vollbildes ist, solange diese Differenz einen eingestellten Schwellenwert übersteigt. Das Differenzsignal wird über einen Schalter 1134 auf einen Datenpuffer 1136 gegeben, während gleichzeitig ein Schalter 1138 die zugehörige Adresse in einen Adressenpuffer 1140 gibt. Die Schalter 1134 und 1138 sind miteinander zwangsgekuppelt und werden durch ein UND-Glied 1142 abhängig davon gesteuert, ob ein Bildpunkt-Differenzsignal am Ausgang des Vergleichers 1132 gleichzeitig mit einem Signal von einem Bewegungsdetektor 1144 erscheint, der das Signal begrenzter Auflösung vom Ausgang des Filters 1106 empfängt. Bewegungsdetektoren sind an sich bekannt, eine geeignete Ausführungsform ist z. B. in der US-Patentanmeldung Nr. 2 26 712 beschrieben, die am 21. Januar 1981 auf den Namen Hurst eingereicht wurde.

Soweit bis hier beschrieben, werden also in der Anordnung nach Fig. 11a auflösungsbegrenzte Signale eines vorangegangenen, im Speicher 1126 gespeicherten Vollbildes Bildpunkt für Bildpunkt mit hochauflösenden Signalen des laufenden oder augenblicklichen Vollbildes verglichen, und die ermittelten Differenzwerte (falls vorhanden) werden gemeinsam mit den zugehörigen Adressen in einem Puffer gespeichert. Es sei angemerkt, daß die bis hier beschriebene Anordnung selbst bereits eine Art Bewegungsdetektor darstellt, insofern als eine Bewegung eines Teils des Bildes zwischen aufeinanderfolgenden Vollbildern zu einem Ausgangssignal am Vergleicher 1132 führt. Diese Ausgangssignale werden jedoch nur gespeichert, falls ein auf das auflösungsbegrenzte Signal ansprechender Bewegungsdetektor zeigt, daß keine Bewegung existiert. Das heißt also, bei Bewegung in hochaufgelösten (detailfeinen) Teilen des Bildes, die keinen Anlaß zur Erfassung einer Bewegung in detailarmen Teilen gibt, wird Information in den Datenpuffer 1136 eingespeichert. Großflächige Bewegungen von Teilen des Bildes, die durch den Detektor 1144 erfaßbar sind, verhindern hingegen die Einspeicherung von Daten in den Puffer 1136. In solchen großflächigen Teilen des Bildes, die wenig hochfrequente Detailinformation enthalten, haben die gespeicherten Bildpunkte des bandbegrenzten Signals aus dem vorangegangenen Teilbild den gleichen Wert wie die mit ihnen verglichenen Bildpunkte des hochauflösenden Signals, und daher liefert der Vergleicher 1132 kein Ausgangssignal. Somit erfolgt eine Dateneinspeicherung in den Puffer 1126 und die entsprechende Adresseneinspeicherung in den Puffer 1140 nur für diejenigen Adressen, an denen das Bild zwischen zwei aufeinanderfolgenden Vollbildern unbewegt ist und wo hochfrequente Details existieren, welche die Auflösungskapazität des in der Bandbreite reduzierten Signals übersteigen.

Die Einspeicherung von Daten in den Puffer 1136 und der entsprechenden Adressen in den Puffer 1140 folgt während des aktiven Teils jeder Horizontalzeile jedes Vollbildes. Während der Austastintervalle, falls gewünscht sowohl der Vertikal- als auch der Horizontal-Austastintervalle, werden die Schalter 1108 und 1118 durch die Steuereinheit 1122 in die andere Position gebracht und die Puffer 1136 und 1140 liefern ihre Daten in Parallelform an einen Parallel/ Serien-Umsetzer 1124, um sie in ein Serienformat umzusetzen. Diese serielle hochauflösende Information wird über den Sender 1114 und die Antenne 1116 weitergekoppelt und außerdem auf einen Serien/Parallel-Umsetzer 1146 in einer insgesamt mit 1119 bezeichneten Anordnung gegeben, in welcher die Feinauflösung auf den laufenden Stand gebracht wird. In der Anordnung 1119 belädt der Serien/Parallel-Umsetzer entsprechende Daten- und Adressenpuffer 1148 und 1150. Die Schalter-Steuereinheit 1122 bringt die Schalter 1108 und 1118 anschließend wieder in die dargestellte Position, um die bandbegrenzte Information wiederum auf den Sender 1114 und die Antenne 1116 zu koppeln und außerdem in Digitalform an den Eingang des Addierers 1124 zu legen. Wenn das ankommende bandbegrenzte Signal Bildpunkt für Bildpunkt über das Vollbild der ankommenden Information weiterschreitet, schaltet der Adressengenerator 1128 nacheinander auf die entsprechenden Adressen des Vollbildspeichers 1126, um die Signale vom Addierer 1124 in den Speicher zu schleusen. Wenn die vom Generator 1128 erzeugte Adresse die erste im Puffer 1150 enthaltene Adresse erreicht, fühlt ein Exklusiv-ODER- Glied 1152 diese Übereinstimmung und schließt einen Schalter 1154 und aktiviert außerdem ein Schaltglied (nicht dargestellt), um aktivierende Taktimpulse an den Datenpuffer 1148 und den Adressenpuffer 1150 gelangen zu lassen, so daß an einem zweiten Eingang des Addierers 1124 das Signal erscheint, welches repräsentativ für die Differenz zwischen den Bildpunkten des auflösungsbegrenzten Signals und den hochauflösenden Bildpunkten des vorhergehenden Vollbildes ist. Der Addierer 1124 addiert die beiden von ihm empfangenen Signale, um daraus einen neuen Bildpunktwert zu erzeugen, der an der entsprechenden Adresse des Speichers 1126 als Teil des laufenden Vollbildes eingespeichert wird. Zur gleichen Zeit erscheint eine neue Adresse am Ausgang des Puffers 1150, bei welcher es sich um die Adresse des zur Information verminderter Auflösung gehörenden Bildpunktes handelt, dessen letzter Wert dem entsprechenden Bildpunkt der hochauflösenden Information nicht entsprochen hat. Wenn diese zweite Adresse erreicht wird, schließt das Exklusiv-ODER-Glied 1152 wieder den Schalter 1154, um den Wert des gespeicherten auflösungsverminderten Signals zu korrigieren, so daß er dem äquivalenten Signal für die hohe Auflösung entspricht. Dieser Prozeß wird über das gesamte Vollbild wiederholt. Am Ende des Vollbildes stellen die Bildpunkte im Speicher 1126 die unbewegten Teile des Bildes mit hoher Auflösung dar.

Während der ersten wenigen Vollbilder einer unbewegten Szene, die viel feine Details hat, kann der Puffer 1136 überlaufen. Dieser Überlauf wird von einem Überlaufdetektor 1156 gefühlt, der ein Schwellensteuersignal erzeugt, das dem Vergleicher 1132 angelegt wird, um die Schwelle für die als wesentlich anzusehenden Differenzen anzuheben. Hierdurch wird das Maß des Überlaufs im Puffer vermindert. Einzelheiten des Vergleichers 1132 und seiner Schwellensteuerung werden weiter unten in Verbindung mit den Fig. 11b und 11c beschrieben.

Im Betrieb, ausgehend von einem leeren Teilbild, füllt das erste Vollbild der bandbegrenzten Information den Speicher 1126 mit der Information entsprechend einem Bild der Bandbreite von 4,2 MHz. Das heißt, er wird mit einem Bild normaler Auflösung gefüllt, obwohl das an der Klemme 1101 zugeführte hochauflösende Signal viel Detailinformation enthält. Während des zweiten Vollbildes werden die Puffer 1136 und 1140 mit Differenzinformation gefüllt, die während des nächstfolgenden Austastintervalls in die Einheit 1119 eingekoppelt wird. Während des dritten Vollbildes nach dem Szenenwechsel wird damit begonnen, die im Speicher 1126 gespeicherten Information durch hochauflösende Information zu verfeinern, und diese Verfeinerung dauert fort, solange die Szene unbewegt bleibt, bis das gespeicherte Signal das Bild mit allen seinen Details darstellt. Wenn ein Videomonitor mit dem Ausgang des Vollbildspeichers 1126 gekoppelt werden können, erschiene während der ersten beiden Teilbilder ein normalauflösendes Bild der Szene, und anschließend käme die Detailinformation in die Bilddarstellung.

Die Fig. 11b zeigt Einzelheiten eines vereinfachten digitalen Vergleichers 1158 als Hilfe für das Verständnis des Vergleichers 1132. In der Fig. 11b empfängt ein für 8 Bits ausgelegtes oder 8 Eingänge aufweisendes ODER-Glied 1160 die Ausgangssignale von 8 einzelnen Exklusiv-ODER-Gliedern. Jedes Exklusiv-ODER-Glied 1162-1166 hat zwei Eingänge. Ein erster Eingang des Gliedes 1162 empfängt das höchstwertige Bit (MSB) eines der miteinander zu vergleichenden 8-Bit-Digitalwörter, und der zweite Eingang dieses Gliedes empfängt das höchstwertige Bit des zweiten Digitalwortes. Jedes der Glieder 1164-1166 empfängt an seinen Eingängen jeweils gleichwertige Bits der zu vergleichenden Digitalwörter, wobei das letzte Glied 1166 die niedrigstwertigen Bits (LSB) empfängt. Das Ausgangssignal jedes Exklusiv-ODER-Gliedes ist hoch, wenn seine beiden Eingangsbits nicht übereinstimmen. Solange die Eingangswörter nicht in allen Bits übereinstimmen, liefert mindestens eines der Exklusiv-ODER-Glieder ein hohes Ausgangssignal, so daß das Ausgangssignal des ODER- Gliedes 1160 hoch ist. Nur wenn alle Bitpaare aus jeweils zwei gleichen Bits bestehen, wird das Ausgangssignal des ODER-Gliedes 1160 niedrig. Natürlich ist die Anzahl der Exklusiv-ODER-Glieder gleich der Anzahl der Bits in den zu vergleichenden Wörtern.

Die Fig. 11c zeigt den digitalen Vergleicher 1132 in Blockform. Man erkennt, daß der allgemeine Aufbau demjenigen des Vergleichers 1158 ähnlich ist, nur daß der Vergleicher 1132 sogenannte Dreizustandstreiber 1168- 1172 enthält (in gleicher Anzahl wie die Bits im zu vergleichenden Digitalwort), deren jeder im Wege eines Bits des ersten Wortes zum betreffenden Exklusiv-ODER-Glied eingefügt ist. Eine weitere Gruppe invertierender Dreizustandspuffer 1174-1178 ist in ähnlicher Weise für das zweite Wort angeordnet. An den Ausgang jedes Dreizustandstreibers ist ein hochziehender Widerstand angeschlossen, der mit einer positiven Spannungsquelle gekoppelt ist. Jeder Puffer oder Treiber kann entweder das an seinem Eingang zugeführt hohe oder niedrige Signal an seinen Ausgang durchlassen oder durch Anlegen eines niedrigen Pegels an eine Steuerschiene in einen Zustand gezwungen werden, in welchem er eine hohe Impedanz am Ausgang hat. Die Steuerschiene für die Treiber 1168 und 1174 und 1176 mit 1175 bezeichnet, und die Steuerschiene für die den niedrigstwertigen Bits (LSB) zugeordneten Treiber 1172 und 1178 ist mit 1173 bezeichnet. Im Zustand hoher Impedanz wird der Ausgang jedes Treibers durch den zugeordneten Widerstand auf hohen Pegel gezogen, so daß dort der Binärwert "1" erscheint. Wenn eine Steuerschiene niedrig gemacht wird, werden die Ausgänge der Treiber des zugehörigen Paars hochohmig (hohe Ausgangsimpedanz), und ihre Ausgänge werden auf hohen Pegel gezogen, um ein künstliches "1"-Paar zu erzeugen, worauf das mit den Ausgängen dieses Treiberpaars gekoppelte Exklusiv-ODER-Glied eine Übereinstimmung seiner beiden Eingangsbits fühlt und ein niedriges Ausgangssignal liefert, unabhängig vom wirklichen Zustand der den Eingängen des betreffenden Treiberpaars angelegten Bits. Wenn also die Steuerschiene 1173 für das niedrigstwertige Bit niedrig gemacht wird, hält das Exklusiv-ODER-Glied 1166 die niedrigstwertigen Bits der beiden zu vergleichenden Wörter immer für einander gleich, d. h. die wirklichen Werte der Bits werden bei der Durchführung des Vergleichs ignoriert. Durch Veränderung der Anzahl der Bitpaare, die künstlich auf "1" gezwungen werden, können Anzahl und Stellenwert der am Vergleich beteiligten Bits modifiziert werden. Auf diese Weise läßt sich der Schwellenwert des Vergleichers einstellen und verstellen. In der Anordnung nach Fig. 11c wird die Steuerschiene 1169, die mit den Treibern für die höchstwertigen Bits gekoppelt ist, durch einen Widerstand 1171 auf hohen Pegel gezogen, so daß die höchstwertigen Bits der Digitalwörter immer miteinander verglichen werden. Die anderen Steuerschienen sind durch eine Reihe von Vergleichern 1188-1192 steuerbar. Jeder dieser Vergleicher ist mit seinem ersten Eingang an einen Punkt an einem ohmschen Spannungsteiler 1194 angeschlossen, der über eine als Batterie 1196 dargestellte Bezugsspannungsquelle geschaltet ist. Die zweiten Eingänge der Vergleicher 1188- 1192 sind gemeinsam an einen Kondensator 1184 angeschlossen, zusammen mit einem Widerstand 1146 zur Aufladung des Kondensators. Parallel zum Kondensator 1184 liegt ein Transistorschalter 1182 zur Entladung des Kondensators. Dieser Transistor 1182 wird durch einen nachtriggerbaren monostabilen Multivibrator 1180 gesteuert, der durch ein Signal vom Datenpuffer-Überlaufdetektor 1156 der Fig. 11a getriggert wird.

Der übrige Teil der Anordnung nach Fig. 11c, der Exklusiv- ODER-Glieder 11100-11108, ODER-Glieder 11120-11128 und Gruppen von UND-Gliedern 11130-11138 und 11140-11148 enthält, vervollständigt die Anordnung zur Bildung einer Subtraktionsschaltung, welche die den Dreizustandstreibern 1174-1178 angelegten Digitalwörter (das gespeicherte Videosignal) von den an die Treiber 1168-1172 gelegten Digitalwörtern subtrahiert, um von den Ausgängen der Exklusiv- ODER-Glieder 11100-11108 N-Bit-Wörter in Parallelform zu erhalten, welche die Differenz darstellen.

Im Betrieb bewirkt ein Überlaufen des Puffers 1136 während eines Szenenwechsels ein Ausgangssignal vom Detektor 1156, welches den monostabilen Multivibrator 1180 triggert, der daraufhin an die Basis des Schalttransistors 1182 ein zeitlich bestimmtes Steuersignal genügender Dauer legt, um den Kondensator 1184 zu entladen. Bei entladenem Kondensator 1184 sprechen die Vergleicher 1188- 1192 an, indem sie die ihnen zugeordneten Steuerschienen 1173-1175 auf niedrigen Spannungspegel bringen, wodurch alle Dreizustandstreiber mit Ausnahme des dem höchstwertigen Bit zugeordneten Treibers in ihren hochohmigen Zustand gezwungen werden. Infolge der hochziehenden Widerstände an den Ausgängen der Treiber werden alle Treiberausgänge mit Ausnahme des dem höchstwertigen Bit zugeordneten Treiberausgangs künstlich auf "1" gebracht und infolgedessen beim Vergleich des hochauflösenden Signals mit dem gespeicherten Signal begrenzter Auflösung ignoriert. In diesem Fall werden nur die größten hochauflösenden Signaländerungen im Datenpuffer 1136 gespeichert. Wenn sich der Kondensator 1184 auflädt, bringt zunächst der erste Vergleicher 1192, der den zweithöchsten Bits zugeordnet ist, die Steuerschiene 1175 auf niedrigen Pegel, so daß die Treiber 1170 und 1176 die zweithöchsten Bits der zu vergleichenden Wörter durchlassen, um feinere Details zu speichern und am Ende zu senden, als es bei Verwendung des höchstwertigen Bits allein der Fall war. Mit zunehmender Zeit bringen nacheinander die übrigen Vergleicher 1188-1190 ihre zugehörigen Steuerschienen auf niedrigen Pegel, bis auch das niedrigstwertige Bit in den Vergleich einbezogen ist.

Die Fig. 12 zeigt in vereinfachter Blockdarstellung einen Fernsehempfänger, der ausgelegt ist zum Empfang und zur Wiedergabe gesendeter hochauflösender Signale, die mit der Anordnung nach Fig. 11 codiert sind. Gemäß der Fig. 12 empfängt eine oben links dargestellte Antenne 1210 eine Vielzahl von Rundfunksignalen, die einem Tuner 1211 angelegt werden, der aus diesen Signalen einen einzelnen Rundfunkkanal auswählt, das gewünschte Signal filtert und in eine niedrigere Zwischenfrequenz (ZF) umsetzt. Das ZF-Signal wird einem ZF-Verstärker 1212 angelegt, worin es weiterverstärkt und gefiltert wird, um dann an einen Videodetektor 1214 zu gelangen, in welchem es demoduliert wird, um ein Basisband-Videosignal gemeinsam mit einem Intercarrier-Tonsignal zu erzeugen, wie es an sich bekannt ist. Das Intercarrier-Tonsignal wird durch einen Intercarrierfrequenz-Verstärker 1216 selektiert, gefiltert und verstärkt und dann einem Tondemodullator 1218 angelegt, um das Basisband-Tonsignal zu erzeugen. Das Basisband-Tonsignal erfährt eine weitere Behandlung durch Verstärker- und Reglerschaltungen innerhalb eines Blocks 1220, um schließlich einen Lautsprecher 1222 anzusteuern. Das demodulierte Leuchtdichtesignal vom Ausgang des Detektors 1214 wird außerdem einem Programmierer 1224 zur automatischen Verstärkungsregelung (AVR) zugeführt, der ein AVR-Steuersignal erzeugt, welches an den Tuner 1211 und den Verstärker 1212 gelegt wird, um einen relativ konstanten Pegel des Videosignals aufrechtzuerhalten. Das Basisband-Videoausgangssignal vom Detektor 1214 gelangt ferner zu einer Synchronsignal-Abtrennstufe 1226, welche die verschiedenen Synchronsignale zur Verwendung im Empfänger abtrennt. Mit den Ausgängen des Videodetektors 1214 und der Synchronsignal-Abtrennstufe 1226 ist eine Burst-Torschaltung 1228 gekoppelt, um den Burst (Farbsynchronimpuls) an eine Schaltung 1230 zur Wiederherstellung des Farbhilfsträgers durchzulassen. Diese Schaltung 1230 kann in Form eines Regelkreises zur automatischen Frequenz- und Phasenregelung ausgelegt sein. Die in Frequenzverkämmung vereinigten Leuchtdichte- und Farbartkomponenten des Signals am Ausgang des Detektors 1214 werden durch eine Leuchtdichte/Farbart-Trennschaltung 1232, die ein Kammfilter enthalten kann, voneinander getrennt. Das Farbartsignal gelangt zu Farbartdemodulatoren 1234, die außerdem Hilfsträgersignale von der Schaltung 1230 empfangen, um Farbdifferenzsignale wie z. B. das I- und das Q-Signal aus dem abgetrennten Farbartsignal zu demodulieren. Das I- und das Q-Signal werden einer Matrixschaltung 1236 zugeführt, worin sie mit einem wiederhergestellten hochauflösenden Leuchtdichtesignal (Y) kombiniert werden, um das Rotsignal R, das Grünsignal G und das Blausignal B zu bilden, die einer Videoendstufe 1238 zur Ansteuerung einer Bildröhre 1240 zugeführt werden. Auf der Bildröhre 1240 wird ein Raster in der Zeilenrichtung durch eine Horizontalablenkwicklung 1242 abgetastet, die von einer Horizontalablenkschaltung 1244 angesteuert wird. Die Abtastung des Rasters in der vertikalen Richtung erfolgt durch eine Vertikalablenkwicklung 1246, die durch eine gewöhnliche Vertikalablenkschaltung 1248 angesteuert wird. Die Vertikalablenkung erfährt zusätzlich eine Wobbelung durch ein Wobbelsignal, welches dem normalen Vertikal-Sägezahn von einem Wobbelgenerator 1250 überlagert wird, der mit Hilfe des Hilfsträgers synchronisiert wird.

Das abgetrennte Leuchtdichtesignal vom Ausgang der Abtrennstufe 1232 gelangt zu einer Einheit 1252, um den laufenden Stand hinsichtlich der Feinauflösung herzustellen. Diese "Verfeinerungseinheit" 1252 ist der entsprechenden Einheit 1119 des Codierens 1100 sehr ähnlich und enthält einen Schalter 1254, der durch eine Steuereinheit (nicht dargestellt) betätigt wird, um durch Wechsel zwischen einer aktiven Position und einer Austastposition das Leuchtdichtesignal umzuschalten. In der aktiven Position des Schalters wird das abgetrennte Leuchtdichtesignal einem A/D-Wandler 1256 zugeführt, worin es Quantisiert, digitalisiert und gefiltert wird. Das so behandelte Signal wird an einen Eingang eines digitalen Addierers 1258 gelegt, um dort mit dem die Feinauflösung beinhaltenden Differenzsignal summiert zu werden, welches einem zweiten Eingang des Addierers 1258 über einen Schalter 1260 zugeführt wird. Das summierte Signal wird in einem 1050-Zeilen-Vollbildspeicher 1262 gespeichert. Die Adresse, an welcher die Einspeicherung des ankommenden Signals erfolgt, wird durch einen Adressengenerator 1264 eingestellt, der durch Signale von der Abtrennstufe 1226 synchronisiert wird. Die gespeicherte Leuchtdichteinformation wird periodisch über einen D/A-Wandler 1268 ausgelesen, um analoge hochauflösende Leuchtdichtesignale zu erzeugen, die der Matrixschalterung 1236 zugeführt werden.

Während der Austastintervalle koppelt der Schalter 1254 das Leuchtdichtesignal, welches die Information zur Verfeinerung der Auflösung enthält, gemeinsam mit den Adressen, an denen diese Verfeinerungsinformation hinzuaddiert werden soll, auf einen Serien/Parallel-Wandler 1270, der die betreffenden Informationen in Parallelform an einen Datenpuffer 1272 und einen Adressenpuffer 1274 liefert. Während des nächstfolgenden aktiven Videointervalls ist der Schalter 1254 wieder in seiner oberen Position, so daß auflösungsbegrenzte Videoinformation zum digitalen Addierer 1258 gelangt, während der Adressengenerator 1264 Adressen liefert, die den Adressen der im Speicher 1262 gespeicherten Videoinformation entsprechen. Ein Exklusiv-ODER-Glied 1276 vergleicht die Adressen, die laufend am Ausgang des Adressenpuffer 1274 erscheinen, mit den laufenden Adressen des Generators 1264 und schließt den Schalter 1260, wenn die verglichenen Adressen übereinstimmen. Das Glied 1276 veranlaßt außerdem die Puffer 1272 und 1274 (über nicht dargestellte Verbindungen), einen Bildpunkt der Differenzinformation durch den Puffer 1272 und eine Adresse durch den Puffer 1274 weiterzuschleusen. Anschließend öffnet sich der Schalter 1260 bis zur nächsten Übereinstimmung zwischen der Adresse am Ausgang des Puffers 1274 und der laufenden Adresse des Generators 1264. Das Exklusiv-ODER-Glied 1276 fährt während des gesamten Vollbildes fort, die im Datenpuffer 1272 gespeicherten auflösungsverfeinernden Differenzsignale bei der jeweils geeigneten Adresse zum Addierer 1258 zu koppeln. Somit folgen die im Speicher 1262 gespeicherten Signale den im Speicher 1126 des Codierers 1100 gespeicherten Signalen. Wie erwähnt, speichert der Codierer 1100 im Speicher 1126 ein normalauflösendes Signal für das erste Vollbild ab Erscheinen einer Szene nach einem leeren Raster und verbessert dann fortschreitend die Auflösung feiner Details in unbewegten Teilen des Bildes. Daher liefert der Empfänger 1200 bei Empfang eines hochauflösenden Signals für das erste Vollbild nach einem leeren Raster zunächst ein Bild normaler Auflösung und verbessert dann fortschreitend die Auflösung detailreicher Teile der Szene. Es entsteht dann subjektiv der Eindruck, daß die unbewegten Teile langsam scharf werden, jedoch nicht so langsam, daß es für den gewöhnlichen Zuschauer störend wäre. Bewegte Bereiche des Rasters enthalten keine Details in hoher Auflösung.

Es bieten sich auch andere Ausführungsformen zur Realisierung des Erfindungsgedankens an. So kann z. B. ein einziges hochauflösendes DIS-Satikon verwendet werden, um ein hochauflösendes Leuchtdichtesignal zu erzeugen, während das mit geringerer Auflösung zu bildende Farbsignal durch drei getrennte normalauflösende Vidikons erzeugt wird. Alternativ kann das Farbsignal auch dadurch gebildet werden, daß man ein Signal, welches von einem einzigen, auf Grün ansprechenden DIS-Satikon abgeleitet ist, mit Signalen von normalauflösenden Vidikons matriziert, die auf die rote und die blaue Farbe ansprechen. Ferner sind auch andere Wobbelfrequenzen als 8,39 MHz verwendbar, z. B. das Dreifache der Farbhilfsträgerfrequenz, nämlich 10,738635 MHz. Während vorstehend einzelne Ausführungsformen als Beispiele in Verbindung mit der NTSC- Norm beschrieben wurden, kann die Erfindung auch für andere Fernsehnormen wie z. B. das PAL- oder das SECAM- System angewendet werden. Die Wobbelablenkung kann entweder durch eine gesonderte Wicklung und einen gesonderten Generator bewirkt werden oder dadurch, daß man dem normalen Sägezahnsignal für die Vertikalablenkwicklung ein Signal der Wobbelfrequenz überlagert. Die Wobbelung der Abtastung in der Kamera kann auch auf synthetische Weise erfolgen, z. B. indem man 1050 Zeilen pro Vollbild ohne Wobbelung abtastet, sie in einen Vollbildspeicher einschreibt und dann mit Hilfe eines Adressengenerators ausliest, der einzelne Bildpunkte nacheinander aus jeweils benachbarten Zeilen auswählt.

Schließlich bietet es sich an, die einzelnen Funktionen statt in der beschriebenen Digitaltechnik mit Hilfe gleichwertiger Analogtechnik zu realisieren. So können für die Vollbildspeicher ladungsgekoppelte Elemente anstelle digitaler Speicher mit direktem Zugriff verwendet werden. Die Abtastung kann ebensogut nach dem fortschreitenden Prinzip wie nach dem zeilenverflochtenen Prinzip erfolgen, und die Geschwindigkeit, mit welcher der Speicher abgefragt wird, kann sich von der Einschreibgeschwindigkeit unterscheiden. Außerdem können bestimmte Funktionen, für die in den vorstehend beschriebenen Ausführungsformen die Analogtechnik angewandt wird, auch durch gleichwertige Digitalschaltungen realisiert werden. So kann z. B. zur Steuerung der Dreizustandstreiber nach Fig. 11 eine logische Schaltung verwendet werden, die auf verschiedene bestimmte Zählwerte eines Zählers anspricht, der Hilfsträgerperioden zählt und durch das Ausgangssignal des Überlaufdetektors 1156 getriggert wird.

Bei den vorstehend beschriebenen Ausführungsformen wird nur die Auflösung der Leuchtdichte erhöht. Dieselbe Technik kann jedoch auch angewendet werden, um die Auflösung eines Farbdifferenzsignals zu erhöhen. Es sei jedoch erwähnt, daß bei der derzeitigen Praxis der von den geltenden Normvorschriften eingeräumte Spielraum hinsichtlich des Farbdifferenzsignals sowieso nicht voll ausgenutzt wird. Die in den USA geltende FCC-Norm beispielsweise erlaubt für das Farbdifferenzsignal I eine Bandbreite von 1,5 MHz, während das Signal in der Praxis eine Bandbreite von nur 500 KHz hat. Wenn man also den durch die Norm für das normalauflösende Farbfernsehen eingeräumten Spielraum voll zur Verbesserung der Farbauflösung ausnutzt, dann besteht kaum die Notwendigkeit, die vorliegende Erfindung auch zur proportionalen Erhöhung des Auflösungsvermögens in der Farbinformation anzuwenden.

Bei den zuvor beschriebenen Ausführungsbeispielen für ein kompatibles hochauflösendes Fernsehsystem wird der Abtastfleck in der Kamera (Fig. 4) gewobbelt, um die Auflösung des Bildes sowohl in der Horizontalrichtung als auch in der Vertikalrichtung zu verdoppeln. Das gesendete breiterbandige Signal ist kompatibel mit normalauflösenden Fernsehempfängern. Die schmale Bandbreite solcher Empfänger hat den Effekt, daß die Werte benachbarter Bildpunkte sowohl in Horizontal- als auch in Vertikalrichtung gemittelt werden. Im hochauflösenden breiterbandigen Fernsehempfänger wird der Abtastfleck so synchronisiert, daß er in gleicher Weise wie der Abtastfleck in der Kamera gewobbelt wird. Die Wobbelung erfolgt mit einer Frequenz, die gleich einem ungeradzahligen Vielfachen der halben Horizontal- oder Zeilenabtastfrequenz ist, so daß im Verlauf von vier aufeinanderfolgenden Teilbildern ein vollständiger hochauflösender Raster von Bildpunkten geschrieben wird.

Die Wobbelung des Abtastflecks mit einem ungeradzahligen Vielfachen der halben Zeilenfrequenz kann jedoch den Nachteil haben, daß bestimmte Abtaststrukturen auf dem Fernsehempfänger sichtbar und vom Zuschauer als störend empfunden werden. Wenn der Fleck mit einem ungeradzahligen Vielfachen der halben Zeilenfrequenz gewobbelt wird, unterscheidet sich die Wobbelphase in aufeinanderfolgenden Zeilen eines gegebenen Teilbildes um jeweils 180°. Daher zeigt die Abtastzeilenstruktur eine sichtbare hochfrequente Modulation des Zwischenraums zwischen benachbarten Zeilen desselben Teilbildes, wodurch das Bild ein Aussehen bekommt, als wäre ihm ein Muster schwarzer Punkte überlagert. Die Zwischenzeilen eines Teilbildes legen sich nicht über die schwarzen Zwischenräume des vorhergehenden Teilbildes, und daher erscheint das Muster schwarzer Punkte bewegt, entweder in vertikaler oder in horizontaler Richtung oder in einer der vier 45°-Richtungen.

Dieses mit der beschriebenen Wobbelung zusammenhängende Problem sei anhand der Fig. 13 näher erläutert. Die Fig. 13a zeigt schematisch die Struktur der Abtastzeilen. Da sich die Wobbelphase von Zeile zu Zeile eines gegebenen Teilbildes um 180° unterscheidet, zeigt die Zeilenstruktur eine sichtbare hochfrequente Modulation des schwarzen Zwischenraums zwischen den Zeilen, die in der Fig. 13a als Folge schattierter Rauten 720 zu erkennen ist. Die dunklen Rauten 720 erscheinen auf dem Bild in einer Diagonalrichtung bewegt. Diese Bewegung kann vom Zuschauer als störend empfunden werden.

Wenn die Frequenz der Wobbelung des Abtastflecks so gewählt wird, daß sie ein geradzahliges Vielfaches der halben Zeilenfrequenz ist, dann erscheint ein Fischgrätenmuster im Bild. In diesem Fall liegen die Zwischenabtastzeilen eines Teilbildes auf den schwarzen Zeilen des vorhergehenden Teilbildes, jedoch werden nicht alle Bildelemente eines hochauflösenden Fernsehrasters abgetastet, so daß die volle Auflösung des Bildes nicht erreicht wird.

In der Fig. 14a ist ein Abtastmuster gezeigt, bei welchem die Wobbelung mit einem geradzahligen Vielfachen der halben Zeilenfrequenz erfolgt, d. h. mit 2nf_H/2, um ein Fischgrätenmuster aus geschlängelten Linien oder Zeilen zu bilden, die mit 1, 2, 3 und 4 bezeichnet sind, um ihre jeweiligen Zuordnung zu den Teilbildern der vierteiligen Teilbildfolge zu veranschaulichen (die Abtastlinie 1 hat einen willkürlich gewählten Anfangspunkt). Ein Teilbild dieses Musters ist schematisch in Fig. 13b dargestellt. Der schwarze Bereich des Fischgrätenmusters wird vollständig durch das nächstfolgende Teilbild gefüllt, so daß das sich bewegende Punktmuster nach Fig. 13a eliminiert ist. Wie jedoch in Fig. 14a zu erkennen ist, tastet der Strahl aber nicht alle Bildpunkte des vollständigen hochauflösenden Fernsehrasters ab.

Die Fig. 14b zeigt ein Wobbelmuster, bei welchem zum einen die rautenförmige Modulation nach Fig. 13a eliminiert ist und zum anderen alle Bildpunkte des hochauflösenden Rasters abgetastet werden. Gemäß der Fig. 14b erscheinen die Wobbelperioden mit einem geradzahligen Vielfachen der halben Zeilenfrequenz (d. h. mit einer Frequenz n2f_H/2), so daß das Wobbelmuster jeweils phasengleich bei zeitlich aufeinanderfolgenden Zeilen (p, p+1; p+4, p+5 des Teilbildes 1) in einem Teilbild und in einem Vollbild (p2, p+3; p+6, p+7 des Teilbildes 2) sind. Um die Verflechtung der Wege des Abtastflecks bzw. die volle Abdeckung des hochauflösenden Fernsehrasters zu erreichen, wird die Wobbelphase bei abwechselnden Vollbildern invertiert. Bei diesem Abtastschema ergibt sich ein Fischgrätenmuster, welches im Verlauf zweier ganzer Vollbilder vollständig gefüllt sind.

Bei dem Schema nach Fig. 14b werden die Bildpunkte durch die hochauflösende Kamera nach Fig. 4 (welche gemäß der Fig. 15 modifiziert ist) mit einer Wobbelfrequenz gleich dem Vierfachen des Farbhilfsträgers (4f_sc) abgetastet. Dies bedeutet eine Bildpunkt-Abfragefrequenz von 8f_sc oder 1820f_H, wobei f_H die Horizontal- oder Zeilenabtastfrequenz ist und die ganze Zahl 1820 so ausgesucht ist, daß sich eine Abfrage oder Sample-Frequenz vom Achtfachen des Farbhilfsträgers ergibt. Die Phase der Wobbelung wird bei abwechselnden Vollbildern invertiert. Das heißt, während der Abtastung der n-ten Zeile eines ersten Teilbildes (1) eines ersten Vollbildes führt die Wobbelung zur Abfrage derjenigen Bildpunktgruppe, die nacheinander die Bildpunkte 610, 612, 614, 616, 618 . . . enthält. Es sei erwähnt, daß der geschlängelte Weg, der aufgrund der Rasterwobbelung mit einem geradzahligen Vielfachen der halben Zeilenfrequenz verfolgt wird, in zeitlich aufeinanderfolgenden Abtastzeilen phasengleich verläuft. So liegt z. B. das Muster der Bildpunkte 610, 612, 614 der n-ten Zeile in der gleichen räumlichen Orientierung wie das Muster der Bildpunkte 620, 622, 624 der nächsten Zeile n+1 des ersten Teilbildes im ersten Vollbild. Nach dem Ende des ersten Teilbildes wird ein zweites damit verflochtenes Teilbild (2) abgetastet, wobei zu gegebener Zeit die Bildpunkte 626, 628, 630 der Zeile q aufgesucht werden, die zwischen den Zeilen n und n+1 eingeflochten ist.

Während des ersten Teilbildes (3) des nächstfolgenden (zweiten) Vollbildes werden die Bildpunkte X 632, 634, 636, 638 . . . der Zeile n aufgesucht, und dann die Bildpunkte X (nicht beziffert) der Zeile n+1. Beim zweiten Teilbild (4) des zweiten Vollbildes werden die Bildpunkte X (nicht beziffert) der Zeile q sondiert, die entsprechende Lage wie die Bildpunkte X der Zeile n+1 im zweiten Vollbild haben. Es sei angemerkt, daß die zweite Gruppe X der während des zweiten Vollbildes sondierten Bildpunkte eine vollständig andere Gruppe ist als die Bildpunkte des 1050-zeiligen hochauflösenden Rasters.

Wie oben erwähnt, wird die Phase des Wobbelsignals in abwechselnden Vollbildern invertiert, damit bei der hier beschriebenen Wobbelung mit einem geradzahligen Vielfachen der halben Zeilenfrequenz die volle Auflösung eines Rasters erreicht wird. Würde man die Phase des Wobbelsignals nicht invertieren, dann würden die Bildpunkte 632, 634, 636, 638 der Zeile n nicht in abwechselnden Vollbildern (d. h. ein über das andere Vollbild) abgetastet, stattdessen würden in jedem Vollbild die Bildpunkte 610, 612, 614, 616 aufgesucht. Durch Invertierung des Wobbelsignals bei abwechselnden Vollbildern wird im Falle, daß ein geradzahliges Vielfaches der halben Zeilenfrequenz für die Wobbelung verwendet wird, ein Bild mit voller Auflösung erhalten. Anhand der Fig. 15 sei erläutert, wie die Phasenumkehrung erfolgen kann. Um die Phase der Abtastwobbelung zu invertieren, wird die Kamera nach Fig. 4 modifiziert, indem ein Schalter 27 und ein Inverter 29 zwischen den Wobbelsignalgenerator 28 und die Hilfs-Ablenkwicklung 26 eingefügt werden. Der Schalter 27 wird mit einer Frequenz betätigt, die gleich der Vollbildfrequenz ist, d. h. gleich der halben Vertikal- oder Teilbildfrequenz, also f_v/2. Auf diese Weise erfolgt die Kopplung des vom Generator 28 gelieferten Signals zur Hilfs-Ablenkwicklung 26 abwechselnd über den Inverter 29 und eine Leitung 31. Dadurch wird die Phase des Wobbelsignals mit der Vollbildfrequenz invertiert. Der Wobbelsignalgenerator 28 nach Fig. 15 erzeuge beispielsweise ein Signal der Frequenz 14,3 MHz (4f_sc).

Durch die in Verbindung mit den Fig. 13 bis 15 beschriebenen Maßnahmen wird ein hochauflösendes Fernsehsignal erzeugt, worin die hochauflösenden Komponenten Teile sowohl für die Vertikalauflösung als auch die Horizontalauflösung enthalten. Was die Übertragung und den Empfang eines hochauflösenden Fernsehsignals über einen Kanal begrenzter Bandbreite anbetrifft, kann auf die Beschreibung der Fig. 10 bis 12 verwiesen werden. Dort wurde ein Sender beschrieben, der hochauflösende Leuchtdichtesignale sowie Farb- und Synchronsignale empfängt und daraus ein kompatibles Signal zur Weiterleitung über einen Kanal begrenzter Bandbreite erzeugt. Die hochauflösenden Komponenten unbewegter Teile des Bildes sind innerhalb der Vertikal- und Horizontalaustastintervalle versteckt untergebracht. Außerdem wurde ein hochauflösender Fernsehempfänger beschrieben, der die in dieser Weise übertragenen hochauflösenden Signale empfangen kann.

Die Fig. 16 zeigt teilweise in Blockform eine Anordnung zur Erzeugung eines hochauflösenden Farbfernsehsignals, in welcher ein zusammengesetztes Wobbelabtastsignal erhalten wird durch digitale Verarbeitung eines Signals von einer in fortschreitender Abtastung betriebenen Kamera, worin die Horizontalablenkung in einer linearen Weise erfolgt und ein Einzeilenspeicher zur Herbeiführung der Wobbelung verwendet wird. Die Fig. 17 bis 19 dienen zur Erläuterung der Arbeitsweise des hochauflösenden Systems nach Fig. 16. Die Fig. 17a zeigt einen Teil des Rasters der hochauflösenden Kamera 1202 (Fig. 16). Dargestellt sind einzelne Subrasterzeilen A, B, C, usw. Die Bildpunkte in der Zeile A sind mit A1 bis A1820 bezeichnet, die Bildpunkte in der Zeile B mit B1 bis B1820, usw. Die hochauflösende Fernsehkamera 1202 wird so betrieben, daß sie in Horizontalrichtung mit einer Frequenz abgelenkt wird, die gleich dem Vierfachen der Horizontal- oder Zeilenfrequenz einer normalauflösenden Kamera ist (also gleich 4f_H), um 1050 Zeilen pro Vertikaldurchlauf abzutasten. Die Vertikalablenkung der Kamera erfolgt mit der gleichen Frequenz wie im Falle einer normalauflösenden Kamera (also f_V). Die Rot-, Grün- und Blau-Ausgangssignale R, G und B der Kamera 1202 werden in einer Matrixschaltung 1204 matriziert, um in der üblichen Weise das Leuchtdichtesignal Y und die I- und Q-Signale zu gewinnen. Diese Signale werden durch eine Torschaltung 1206 geleitet, die mit einer Frequenz gleich der halben Horizontalabtastfrequenz der Kamera 1202 (d. h. f_H) taktgesteuert wird, um jeweils ein über das andere Zeilenpaar durchzulassen, d. h. z. B. die Signale der Zeilen 1 und 2, 5 und 6, 9 und 10, usw. während der Teilbilder 1, 3 und weiterer ungeradzahliger Teilbilder des kontinuierlichen 4-Teilbild-Rasters nach Fig. 17b. In dieser Figur stellen die durchgezogenen Linien die über die Torschaltung 1206 übertragenen Zeilen dar, während die gestrichelten Linien die von der Übertragung ausgeschlossenen Zeilen darstellen. Während der Vertikalabtastung des Teilbildes 2 und folgender geradzahliger Teilbilder läßt die Torschaltung 1206 die Zeilen 3 und 4, 7 und 8, 11 und 12, usw. des kontinuierlichen 4- Teilbild-Rasters nach Fig. 17b durch. Die I- und Q-Signale werden in zugehörigen Tiefpaßfiltern 1208 und 1210 auf etwa ein Viertel (z. B. 8 MHz) der Bandbreite des Y-Signals (z. B. ungefähr 32 MHz) tiefpaßgefiltert. Wegen der schnellen Abtastung haben nämlich die Signale R, G und B sowie auch die Signale Y, I und Q eine achtmal so hohe Bandbreite wie im Falle eines normalauflösenden Signals (NTSC), obwohl die Zeit nur 50% beträgt. Der Faktor 8 kommt daher, daß die Horizontalabtastfrequenz viermal so hoch wie im Normalfall ist und daß das hochauflösende Signal die doppelte Auflösung (Hochfrequenzgehalt) gegenüber dem normalauflösenden Signal hat. Um also die Signale Y, I und Q mit einer Geschwindigkeit abzufragen, die äquivalent dem Vierfachen des Farbhilfsträgers ist (d. h. 4f_sc), muß die Abfragefrequenz im vorliegenden Fall das 32fache des Farbhilfsträgers sein (d. h. 32f_sc).

Die Signale Y, I und Q werden in Analog/Digital-Wandlern (A/D-Wandler) 1212, 1214 und 1216 in Digitalform umgewandelt. Da die Abfragefrequenz gleich 32f_sc ist, müssen die A/D-Wandler mit dieser Frequenz arbeiten. Um diese hohe Geschwindigkeit zu erreichen, können die Wandler 1212, 1214 und 1216 dadurch realisiert werden, daß man für jeden dieser Wandler eine Vielzahl einzelner A/D-Wandler verwendet und die Daten im Multiplex verarbeitet.

Die Fig. 18 zeigt in einem Zeitdiagramm Abfragewerte ("Proben") der Signale des hochauflösenden Systems nach Fig. 16. Die Einzeldiagramme 18a, 18e und 18i zeigen die zeitlichen Folge der Ausgangsinformation des A/D-Wandlers 1212, worin zweizeilige Lücken vorkommen, welche durch die Wirkung der Torschaltung 1206 geschaffen werden, die nur jedes zweite Zeilenpaar durchläßt.

Die Codierung eines zusammengesetzten Signals an der Signalquelle durch digitale Mittel wird erleichtert, indem man für die Abfragefrequenz ein ganzzahliges Vielfaches der Farbhilfsträgerfrequenz verwendet, z. B. 4f_sc. Die in der Fig. 17a bei jedem (Sub-)Bildpunkt angegebenen Phasenwinkel gelten für den Fall einer Wobbelung mit der Frequenz 4f_sc und einer hochauflösenden Abfrage mit 8f_sc. Die in der Fig. 17a angegebenen Phasenwinkel der hochauflösenden Bildpunkte sind diejenigen, die den Bildpunkten zugeordnet werden müssen, um die gewünschte Kompatibilität mit einem normalauflösenden Empfänger zu garantieren, der die hochfrequenten Komponenten oberhalb der normalauflösenden Bandbreite (d. h. oberhalb 4,2 MHz) ausfiltert.

Um die richtigen Phasenwerte zu bekommen, werden die abgefragten Signale Y, I und Q in einer Matrixschaltung 1218 so kombiniert, daß folgende Signale entstehen: Y+Y, Y+1/ (I+Q), Y+I, Y+1/ (I-Q), Y-Q, Y-1/ (I+Q), Y-I und Y-1/ (I-Q). Diese Signale stellen in der angegebenen Reihenfolge die Abfragewerte bei den Phasenwinkeln 0°, 45°, 90°, . . . 315° des Farbhilfsträgers f_sc dar. Die mit der Frequenz von 32f_sc erscheinenden Ausgangssignale der Matrix werden durch einen mit der Frequenz 32f_sc weiterschaltenden Wählschalter 1220 nacheinander und in solcher Zuordnung ausgewählt, daß auf zwei Leitern 1222 und 1224 zwei Ausgangssignale erscheinen, die sich um 180° der Hilfsträgerphase unterscheiden. Bei diesen Signalen handelt es sich um Abfragewerte, die aus abwechselnden Zeilenpaaren abgeleitet sind, wobei die Zeilenfrequenz gleich dem Vierfachen der Zeilenfrequenz des normalauflösenden Systems ist (also 4f_H). Während der fehlenden abwechselnden Zeilenpaare sind zeitliche Lücken im Signal. Ein Schalter 1226 arbeitet mit der Normalauflösungs- Zeilenfrequenz (f_H), um den Farbhilfsträger bei jeder vierten Zeile der hochauflösenden Abtastung zu invertieren, was jeder zweiten Zeile des Normalsystems entspricht. So ist z. B. in Fig. 18 die Phase der Abfragen für die Zeile B gegenüber derjenigen für die Zeile C invertiert, und auch zwischen den Zeilen F und G besteht diese inverse Phasenbeziehung.

Abwechselnde Abfragen oder Proben werden von einer Torschaltung 1228 derart durchgelassen, daß ungeradzahlig numerierte Proben, nämlich die Proben A1, A3, A5, . . . , B1, B3, B5, . . ., C1, C3, C5, . . ., D1, D3, D5, . . . zu einem ersten (ungeraden) Ausgang der Schaltung 228 gelangen, während geradzahlig numerierte Proben A2, A4, A6, . . ., B2, B4, B6, . . ., C2, C4, C6, . . . , C2, D4, D6, . . . zum anderen (geraden) Ausgang der Schaltung 1228 laufen. Das heißt, die von der Schaltung 228 weitergegebenen Signale werden einem Schalter 1230 zugeführt, der mit dem Vierfachen der normalen Horizontalfrequenz arbeitet, also mit der Horizontalabtastfrequenz der Kamera. Ein zweipoliger Umschalter 1232 wird mit der halben Vertikalfrequenz betätigt (also mit f_V/2). Der Umschalter 1232 bewirkt die zur Herbeiführung der vollen Auflösung notwendige Polaritätsumkehr bei abwechselnden Vollbildern.

Durch einen weiteren Umschalter 1236 (der z. B. mit einer Frequenz von 32f_sc betätigt wird) wird zwischen dem Ausgang einer Verzögerungseinrichtung 1231 und einem Leiter 1234 umgeschaltet, so daß Abfragewerte abwechselnd von der Verzögerungseinrichtung 1231 und vom Leiter 1234 ausgewählt werden, um in einer Wobbelart die Bildpunkte der Subrasterzeilen nach Fig. 17a entsprechend der hier beschriebenen Wobbelung zu vermischen.

Die Arbeitsweise der Torschaltung 1228, des Schalters 1230, des Doppelumschalters 1232, der Verzögerungseinrichtung 1231 und des Umschalters 1236 seien nachstehend anhand der Fig. 17 und 19 erläutert. In der Schaltungsanordnung nach Fig. 19 sind UND-Glieder 1502 und 1504 mit jeweils ihrem einen Eingang 1506 bzw. 1508 an den Eingangsleiter 1229 angeschlossen. Die zweiten Eingänge 1510 und 1512 der UND-Glieder 1502 und 1504 sind über einen Umschalter 1514 an einen mit 32f_sc arbeitenden Taktgeber 1516 angeschlossen. Der Umschalter 1514 wird mit der halben Frequenz des Taktgebers 1516 betätigt, um die UND-Glieder 1502 und 1504 abwechselnd zu aktivieren. Im Betrieb werden vom Schalter 1226 kommende Abfragewerte, wie sie im Zeitdiagramm 18a gezeigt sind, abwechselnd auf die Ausgänge der UND-Glieder 1502 und 1504 durchgegeben, so daß "ungerade" Abfragen zum Ausgang des UND-Gliedes 1504 und von dort zu einem Eingang des Schalters 1232 gelangen, während "gerade" Abfragewerte zum Ausgang des UND-Gliedes 502 und von dort zum anderen Eingang des Schalters 1232 gelangen. Wenn also der Schalter 1232 ungerade Abfragewerte im Teilbild 1 des Vollbildes 1 irgendeiner Abtastfolge leitet (Schalter 1232 nach links gestellt), dann werden ungerade Bildpunkte ungerader Zeilen, z. B. die Punkte A1, A3, usw., über die Schalter 1230 und 1232 auf die Verzögerungseinrichtung 1231 gegeben, während gerade Bildpunkte gerader Zeilen, z. B. die Punkte B2, B4, usw. über die Schalter 1230 und 1232 auf den Leiter 1234 gegeben werden. Das Zeitdiagramm 18b veranschaulicht, wie die Folge der Abfragewerte zur Verzögerungseinrichtung 1231 oder zum Leiter 1234 gelangt. Der Umschalter 1236 vermischt die Abfragewerte von der Verzögerungseinrichtung 1231 und vom Leiter 1234 derart, daß die geraden Abfragewerte zwischen die ungeraden Abfragewerte gesetzt werden, wie es das Zeitdiagramm 18c zeigt.

Beim nächsten Teilbild, d. h. beim Teilbild 2 des Vollbildes 1, werden ungerade Abfragewerte aus den Zeilen C, G, usw. zur Verzögerungseinrichtung 1231 und gerade Abfragewerte aus den Zeilen D, H, usw. auf den Leiter 1234 gekoppelt (vgl. Zeitdiagramm 18f). Der Umschalter 1236 arbeitet so, daß die geraden Abfragewerte, d. h. D2, D4, . . ., D1820, usw. zwischen die ungeraden Abfragewerte C1, C3, . . ., C1819, usw. eingefügt werden, um den Effekt einer gewobbelten Abtastung zu bekommen (vgl. Zeitdiagramm 18g).

Beim nächsten Teilbild, welches das erste Teilbild des zweiten Vollbildes ist, wird der Schalter 1232 nach rechts gestellt, so daß gerade Abfragewerte durch die Verzögerungseinrichtung 1231 gelenkt und ungerade Abfragewerte zum Leiter 1234 gekoppelt werden. Somit werden gerade Abfragewerte aus den Zeilen A, E, usw. zur Verzögerungseinrichtung 1231 und ungerade Abfragewerte aus den Zeilen B, F, usw. zum Leiter 1234 gelenkt (vgl. Zeitdiagramm 18j). Der Umschalter 1236 funktioniert dann so, daß die geraden Abfragewerte A2, A4, A6, . . . zwischen die ungeraden Abfragewerte B1, B3, B5, . . . B1819 gesetzt werden, um den Effekt der Wobbelabtastung zu erhalten (vgl. Zeitdiagramm 18K). Diese abwechselnden Abfragewerte aus benachbarten vermischten Zeilen werden auf einen Puffer 1238 vom sogenannten FIFO-Typ (First-In-First-Out, d. h. Ausgabe in der Reihenfolge der Eingabe) gegeben. Der Puffer 1238 kann eine Vorzögerungsleitung sein, die genügend Raum hat, um die Daten einer Zeile zu speichern (d. h. 1820 Abfragewerte oder Bildpunkte). Die Daten werden in den Puffer 1238 mit einer Taktfrequenz von 32f_sc eingeschleust und mit einer Taktfrequenz ausgelesen, die gleich einem Viertel der Eingabe- Taktfrequenz ist, also gleich 8f_sc. Infolge dieses Unterschiedes in der Eingabe- und Ausgabegeschwindigkeit des Puffers 1238 werdens sowohl diejenigen Lücken entfernt, welche durch die abwechselnde Zeilenpaare abwechselnder Teilbilder durchlassende Torschaltung 1206 entstanden sind, als auch die durch die Verzögerungseinrichtung 1231 eingeführten Lücken. Die Zeitdiagramme 18d, 18h und 18l zeigen die Abfragewerte, wie sie verlangsamt und ohne Lücken aus dem FIFO-Puffer 1238 ausgelesen werden. Diese Abfragewerte (Ausgang des Puffers 1238) stellen das zusammengesetzte Wobbelsignal dar. Das vom Puffer 1238 gelieferte Digitalsignal wird in einem Digital/Analog-Wandler (D/A-Wandler) 1242 in Analogform umgewandelt und in einem Filter 1242 entzerrt, welches eine Impulsfunktion (Impulsantwort) hat. Das gefilterte Signal kann als analoges, in Wobbelabtastung hochauflösendes Fernsehsignal mit der Technik übertragen werden, wie sie weiter oben in Verbindung mit den Fig. 10 bis 12 beschrieben wurde. Dieses Signal hat den Vorteil, daß es mit normalauflösenden Empfängern kompatibel ist.

Um sicherzustellen, daß in einem hochauflösenden Bild die Qualität nicht durch Erscheinungen aus der Abtaststruktur beeinträchtigt wird, die mit der Wobbelung des Abtastflecks zusammenhängen, kann ein zeilenabtastender Fernsehmonitor 1602 verwendet werden, wie er in Fig. 20 dargestellt ist. Im Monitor nach Fig. 20 wird ein Raster 1606 aus Horizontalzeilen in fortschreitender Abtastung gebildet, der in jedem dargestellten Teilbild ein Bild mit voller Auflösung wiedergibt. Bei diesem System wird jeder im Wobbelmuster übertragene Bildpunkt an seiner richtigen Stelle in einem Vollbildspeicher 1604 mit direktem Zugriff gespeichert, bis ein vollständiges hochauflösendes Fernseh-Vollbild (d. h. 4 NTSC-Teilbilder) zur Wiedergabe in fortschreitender Abtastung bereitsteht. Der Vollbildspeicher 1604 ist ein 1050-Zeilen-Speicher, dem ein Schreibadressengenerator 1608 und ein Leseadressengenerator 1610 zugeordnet ist. Diese Anordnung eliminiert das Subpunktflimmern durch Speicherung eines hochauflösenden Vollbildes von 1050 Zeilen. Die Information wird an der jeweils richtigen Stelle mit der Geschwindigkeit des ankommenden Signals eingespeichert, indem der Schreibadressengenerator 1608 mit Hilfe eines Signals gesteuert wird, das von einer Burst-Abtrennstufe 1612 und einer Synchronsignal- Abtrennstufe 1614 abgeleitet ist. Ein lokaler Synchronsignalgenerator 1616 bestimmt die Auslesegeschwindigkeit und steuert außerdem den Ablenkgenerator. Die Auslesegeschwindigkeit könnte im Prinzip unabhängig von der Geschwindigkeit des ankommenden Signals sein und kann den Vorteil einer fortschreitenden (d. h. nicht-verflochtenen) Abtastung bringen, normalerweise wäre jedoch die Auslesegeschwindigkeit über eine Verzögerungseinrichtung 1618 mit der Schreibgeschwindigkeit zu synchronisieren. Die Verzögerung ist z. B. so gewählt, daß mindestens drei Teilbilder in den Vollbildspeicher 1604 eingeschrieben werden, um die ersten beiden Zeilen des Rasters nach Fig. 14b füllen zu lassen. Eine maximale Qualität des hochauflösenden Fernsehbildes wäre auch zu erreichen, wenn die hochauflösenden Farbkomponenten getrennt von der Leuchtdichte übertragen würden. Um jedoch eine volle Kompatibilität mit NTSC-Empfängern hinsichtlich der Farbe zu erreichen, muß da normalauflösende Farbsignal einem Träger von 3,58 MHz aufmoduliert sein, und dies impliziert gemeinsame Übertragung.

In der Fig. 21 ist ein hochauflösender Fernsehempfänger dargestellt, der Zeilenspeicher anstelle eines Vollbildspeichers verwendet. Der Empfänger nach Fig. 21 tastet in Horizontalrichtung mit einer Frequenz ab, die doppelt so hoch wie die normale Horizontalfrequenz ist, also 31,5 KHz im Falle des NTSC-Systems. Der Empfänger nach Fig. 21 empfängt an der Eingangsklemme 1702 ein hochauflösendes Signal in einem Wobbelformat. Dieses Signal wird von einer hochauflösenden Bildröhre 1704 in einer linearen Weise wiedergegeben. Die Bildröhre wird in Vertikalrichtung mit der gewöhnlichen Vertikalablenkfrequenz abgetastet, während die Abtastung in Horizontalrichtung doppelt so schnell wie im Falle eines normalauflösenden Systems ist, also gleich 2F_H. Das hochauflösende Signal an der Klemme 1702 wird gleichzeitig einem A/D-Wandler 1706 und einer Synchronsignal- Abtrennstufe 1708 angelegt. Letztere trennt die Vertikal- und Horizontalsynchronsignale ab. Die Horizontalsynchronsignale werden einer phasensynchronisierten Schleife 1710 für die Frequenz 2f_H angelegt, um ein Ablenksignal mit der Frequenz 2f_H zu erzeugen, die doppelt so hoch ist wie die Horizontalfrequenz eines normalauflösenden Systems. Die Abtrennstufe 1708 enthält Einrichtungen, um eine derartige Wobbelung in der Abtastung zu bewirken, daß Zeilen in abwechselnden Zeilenpaaren geschrieben werden und zwischen diesen Paaren Raum bleibt, um die abwechselnden Zeilenpaare des nächsten Teilbildes zu schreiben. Das entsprechende Vertikalsteuersignal von der Abtrennstufe 1708 wird an die Vertikalablenkwicklung 1712 der Bildröhre 1704 gelegt. Das mit dem Doppelten der normalen Horizontalfrequenz auftretende Horizontalsteuersignal (31,5 KHz) wird an die Horizontalablenkwicklung 1714 gelegt. Bei einer Horizontalablenkfrequenz von 13,5 KHz hat jede Abtastung über die Fläche der Bildröhre 1714 eine Periode von 1/2f_H.

Das Eingangssignal hat die Form des vom Sender nach Fig. 16 gesendeten Signals, worin die "ungeraden" Abfragewerte aus einer hochauflösenden Fernsehzeile mit den "geraden" Abfragewerten einer benachbarten hochauflösenden Fernsehzeile vermischt sind. Eine Gruppe von FIFO-Puffern 1716- 1722 dient zur Trennung abwechselnder Exemplare der zeitlich aufeinanderfolgenden Abfragewerte, die in einer Zeile eines Wobbelabtastsignals auf zwei Zeilen einer hochauflösenden Zeilenabtastung aufgeteilt werden. Diese beiden Zeilen können in einem Zeilenraster eines hochauflösenden Wiedergabegeräts wie z. B. der Bildröhre 1704 dargestellt werden. Die Puffer 1716-1722 sind z. B. "Gummi"-Puffer vom FIFO-Typ für 910 Abfragewerte.

Die Arbeitsweise des Systems nach Fig. 21 ist folgende. Der A/D-Wandler 1706 fragt das ankommende Signal mit der hochauflösenden Frequenz ab, d. h. mit 8f_sc, welches die Frequenz ist, mit der die Abfragewerte vom Sender nach Fig. 16 gesendet werden. Ein Schalter 1724 schaltet mit der halben Zeilenfrequenz einer normalauflösenden Abtastung (d. h. mit f_H/2) um, um abwechselnde Exemplare der ankommenden Horizontalzeilen in die Puffer 1716, < ;B 05069 00070 552 001000280000000200012000285910495800040 0002003348375 00004 04950OL<1718 bzw. in die Puffer 1720, 1722 zu übertragen. Ein Schalter 1726 schaltet mit der vierfachen Hilfsträgerfrequenz 4f_sc um, um abwechselnde Exemplare der zeitlich aufeinanderfolgenden Abfragewerte in den Puffer 1716 bzw. den Puffer 1718 zu geben. Wenn z. B. die erste Zeile des Teilbildes 1 im Vollbild 1 eines hochauflösenden Signals empfangen wird, dessen Schema in Fig. 17a dargestellt ist, dann werden die ungeraden Abfragewerte der Zeile A, d. h. die Abfragewerte A1, A3, A5, usw. in den Puffer 1716 gegeben, während die geraden Abfragewerte der Zeile B, d. h. die Abfragewerte B2, B4, B6 usw. in den Puffer 1718 gegeben werden. Wenn die Puffer 1716 und 1718 gefüllt sind, wird das Signal aus dem Puffer 1716 ausgelesen, um beim hier beschriebenen Beispiel die ungeraden Abfragewerte der Zeile A zu schreiben. Nachdem der Puffer 1716 geleert ist, wird die nächste Zeile, d. h. die Zeile B, aus dem Puffer 1718 geschrieben. Während die Puffer 1716 und 1718 ausgelesen werden, wird das Signal aus der nächsten Zeile über die Schalter 1724 und 1728 in die Puffer 1720 und 1722 eingeschrieben. Beim vorliegenden Beispiel enthält gemäß Fig. 17a die zweite Zeile des Teilbildes 1 im Vollbild 1 die ungeraden Abfragewerte aus der Zeile E und die geraden Abfragewerte aus der Zeile F. Der Schalter 1728 arbeitet wie auch der Schalter 1726 mit dem Vierfachen der Hilfsträgerfrequenz (4f_sc), um die zeitliche aufeinanderfolgenden Abfragewerte abwechselnd in den Puffer 1720 und den Puffer 1722 zu geben.

Auf der Ausleseseite wird das Signal aus den Puffern 1716 und 1718 über einen mit der normalen Horizontalfrequenz f_H betätigten Schalter 1730 und einen mit der halben Horizontalfrequenz f_H/2 betätigten Schalter 1732 auf einen D/A- Wandler 1734 gegeben, der mit 8f_sc betrieben wird und worin die Signale in Analogform umgewandelt werden, um sie auf der Bildröhre 1704 darzustellen. Das Analogsignal vom D/A-Wandler 1734 wird in einer Video-Verarbeitungseinheit 1736 verarbeitet und einer End- oder Treiberstufe 1738 zugeführt, um es unter Verwendung einer Horizontalabtastfrequenz, die doppelt so hoch wie die Horizontalfrequenz bei Normalauflösung ist, auf der Bildröhre 1704 darzustellen. Der Schalter 1740 arbeitet in ähnlicher Weise wie der Schalter 1730, um abwechselnde Zeilen des hochauflösenden Signals über die Elemente 1732, 1734, 1736 und 1738 zur Darstellung auf der Bildröhre 1704 zu bringen. Die Umschaltung des Schalters 1732 erfolgt gegenphasig zu derjenigen des Schalters 1724, so daß während derjenigen Zeit, in welcher Zeilen in das eine Pufferpaar geschrieben werden, das Signal aus dem anderen Pufferpaar ausgelesen werden kann. So werden z. B. die Zeilen E und F des Teilbildes 1 im Vollbild 1 des vorherigen Beispiels in die Puffer 1720 und 1722 geschrieben, während die Zeilen A und B des Teilbildes 1 im Vollbild 1 aus den Puffern 1716 und 1718 ausgelesen werden. In der nächsten Sequenz werden die Signale aus den Puffern 1720 und 1722 ausgelesen, während die Puffer 1716 und 1718 gefüllt werden. Die Fig. 21 zeigt ein zeilenabtastendes Wiedergabesystem zur Darstellung eines hochauflösenden Videosignals, das im Format gewobbelter Abtastung gesendet worden ist. Bei diesem System kann eine hochauflösende Darstellung unter Verwendung von vier Zeilenpuffern mit jeweils einer Kapazität von 910 Abfragewerten erfolgen oder mit Hilfe zweier Zeilenpuffer mit jeweils einer Kapazität von 1810 Abfragewerten. Beim System nach Fig. 21 braucht es vier Teilbilder, um ein vollständiges hochauflösendes Fernsehbild darzustellen.

Natürlich können die beschriebenen Ausführungsformen, die nur als Beispiel anzusehen sind, verschiedene Modifikationen erfahren. So können einzelne Funktionen statt mit Hilfe der beschriebenen Digitaltechnik auch unter Verwendung entsprechender Analogtechnik realisiert werden. Umgekehrt kann dort, wo die Anwendung der Analogtechnik beschrieben wurde, eine entsprechende Digitaltechnik angewendet werden. Die Erfindung läßt sich ebensogut mit zeilenverflochtener Abtastung wie mit fortschreitender Abtastung realisieren.

Claims (11)

1. Videosignalverarbeitungssystem mit einer Signalquelle (400, 1010 Fig. 4, Fig. 10) zur Lieferung eines ersten Signals, welches Bildinformation mit einer ersten Auflösung (0 bis 4,2 MHz) darstellt, einer Einrichtung (1014, Fig. 10) zur Lieferung eines zweiten Signals, welches hochfrequente Detailinformation (4,2 bis 8,4 MHz) des Bildes darstellt, die mit einer niedrigeren zeitlichen Rate (15 Hz) als die Bildinformation (30 Hz) des ersten Signals geliefert wird (Fig. 6b).

2. System nach Anspruch 1 mit einer Signalquelle (Fig. 4, 400, Fig. 10) zur Lieferung eines höher aufgelösten Signals, welche das Bild mit einer höheren Auflösung (8,4 MHz) als die erste Auflösung darstellt, und mit einer Einrichtung (1010), welche daraus das erste Signal ableitet.

3. System nach Anspruch 2, bei welcher die das höher aufgelöste Signal liefernde Einrichtung eine Kamera (10, Fig. 4) mit einer Abtasteinrichtung (12, 16, 18, 22, 24) zur Abtastung des Bildes nach einem Abtastmuster entlang in Halbbildabtastrichtung verteilten Abtastwegen (20) und eine Einrichtung (26, 78) aufweist, welche die Abtastwege abwechselnd benachbarte Abtastlinien durch das Bild schneiden läßt, derart, daß Bildelemente abwechselnd aus benachbarten Zeilen ausgewählt werden zur Erzeugung des höher aufgelösten Signals.

4. System nach Anspruch 3, bei welchem die ausgewählten Bildelemente aus jeder Zeile mit einer Rate ausgewählt sind, die ein ungeradzahliges Vielfaches der halben Zeilenablenkfrequenz ist.

5. System nach Anspruch 4, bei welcher die Abtastlinien Linien eines vorbestimmten Abtastmusters aus zwei verschachtelten Halbbildern von ein Vollbild bildenden Zeilen sind, und bei welchem die ausgewählten Bildelemente aus jeder Zeile mit einer Rate ausgewählt sind, die ein geradzahliges Vielfaches der halben Zeilenablenkfrequenz ist, wobei die Phase der Auswahl in abwechselnden Vollbildern umgekehrt wird zur Erzeugung des höherauflösenden Signals.

6. System nach Anspruch 2, 3, 4 oder 5, bei dem die das zweite Signal erzeugende Einrichtung eine Subtrahierschaltung (1014) enthält zur Subtrahierung des ersten Signals von dem höherauflösenden Signal zur Erzeugung des zweiten Signals.

7. System nach Anspruch 6 mit einem Bewegungsdetektor (1144) zum Feststellen von Bewegungen innerhalb des Bildes und mit einer Unterdrückungsschaltung (1142, 1138) zur Unterdrückung der Erzeugung des zweiten Signals, wenn im Bild eine Bewegung auftritt.

8. System nach einem der vorstehenden Ansprüche mit einer Einrichtung (1124, 1108, 1122, 1110) zur getrennten Zusammenfassung der ersten und zweiten Signale.

9. Einrichtung zur Verwendung bei dem System nach irgendeinem der vorstehenden Ansprüche zur Erzeugung eines Bildes mit einer Summationsschaltung (1258) zur Summierung des ersten und zweiten Signals zu einem das Bild mit höherer Auflösung als das erste Signal darstellenden Signal.

10. Wiedergabeeinrichtung nach Anspruch 9 zur Verwendung bei einem System nach Anspruch 8, ferner mit einer Einrichtung (1254) zur Trennung der kombinierten ersten und zweiten Signale.

11. Videosignalempfangssystem (Fig. 12) mit einer Einrichtung (1210-1214, 1232, 1254, 1256), die unter Steuerung durch ein empfangenes Signal ein erstes Signal liefert, welches Bildinformation mit einer ersten Auflösung (0 bis 4,2 MHz) darstellt,
und einer Einrichtung (1210-1214, 1232, 1254, 1260, 1264, 1270-1276), die unter Steuerung durch ein empfangenes Signal ein zweites Signal liefert, welches eine hochfrequente (4,2 bis 8,4 MHz) Detailinformation des Bildes darstellt, die mit einer langsameren zeitlichen Rate (15 Hz) als die Bildinformation (30 Hz) des ersten Signals geliefert wird.