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Gerät und Verfahren zur Aufzeichnung und/oder
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Übertragung von Farbfernsehsignalen Unter dem Namen Timeplex und
C-NÄC sind Übertragungs und/oder Aufzeichnungssysteme für Farbfernsehsignale bekannt
geworden, die eine Bildwiedergabe hoher Qualität ermöglichen. Wegen der Komprimierung
und späteren Expandierung sowie für eine gute Tonwiedergabe werden für die Decodierung
besondere Signale für die Synchronisierungbenötigt (Fernseh- und Kinotechnik 1983,
Nr. 5, S. 193). Mit diesen Signalen werden zu Beginn jedes Teilbildes die erforderlichen
Schaltungen, insbesondere die Frequenzteiler-Schaltungen zur Erzeugung der verschiedenen
Taktspannungen für die Decodierung der zu komprimierenden oder zu expandierenden
Farbfernsehsignale in die richtige Phasenlage gebracnt.
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In der älteren deutschen Patentanmeldung P 33 10 890 wird vorgeschlagen,
die Takt spannungen für die Timeplex oder C-MAC-Decodierung (im folgenden TX genannt)
aus einem PCM-Signal abzuleiten, das zur Tonübertragung dient und dessen Bittakt
mit der Zeilenfrequenz des TX-Signals verkoppelt ist.
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Das TX-Signal enthält lediglich in der Vertikal-Austastzeit Synchronimpulse.
Mit diesen Impulsen werden zu Beginn jedes Teilbildes die Frequenzteilerschaltungen
zur Erzeugung der verschiedenen Taktspannungen für die Tx-Decodierung in die richtige
Phase gebracht. Der 19uttertakt für die Teilerschaltungen wird mit Hilfe einer PLL-9chaltung
aus dem, PCM-Signal yewonnen.
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Bei dieser einfachen lliedergabeschaltung können bei Synchronisationsstörunge
die Taktphasen jeweils erst wieder zu Beginn des sechsten Teilbildes korrigiert
werden.
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Es wurde deshalb vorgeschlagen, die Blocklänge des PC«d Signals auf
zwei H-Perioden festzulegen und die Phasenlage des PCM-Blocks zur H-Periode genau
zu definieren. Damit kann jederzeit die H-Synchronisierung aus der PCM-Blocksynchronisierung
erfolgen. Es hat sich gezeigt, daß dieses Prinzip bei Suchlauf nicht befriedigend
arbeitet, besonders dann, wenn keine Kopfnachführung vorhanden ist, so daß der Spurwechsel
stetig erfolgt. Durch das zwischen den Spuren abgetastete Signal gemisch kann die
PLL für die Taktregenerierung und damit auch die Blocksynchronisierung völlig außer
Tritt geraten. Es dauert dann zu tage, bis die PLL und danach die Blocksynchronisierung
wieder in ihrem Sollzustand sind.
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Die direkte Zeilensynchronisierung aus im VideDsignal übertragenen
Zeilenimpulsen führt dagegen beim Suchlauf zu einer noch gut erkennbaren Bildwiedergabe.
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Es wird nun gezeigt, wie die Information für die Zeilensynchronisierung
im Timeplexsignal untergebracht werden kann, ohne daß dadurch der Aussteuerbereich
für die Bildinformation eingeschränkt wird und ohne wesentliche Einschränkung der
effektiven Übertragungszeit. Zweckr..äßige Schalzungen zur Erzeugung und Auswertung
der speziellen Synchronsignale werden behandelt.
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Die Verwendung eines PCM-Tonkanals, dessen Bittakt mit der Zeilenfrequenz
des TX-Signals verkoppelt ist, ist nach wie vor xmpTehlenswert.
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Die Erzeugung der Mutterfrequenzen für die Timeplex-Decodierung aus
dem PCM-Signal hat sich als vorteilhaft erwiesen. Die Phaseneinstellung der Teilerschaltungen
kann jedoch nun direkter und damit einfacher aus dem speziellen im FM-Kanal übertragenen
Synchronsignal erfolgen. Durch geeignete Abtrenn- und Siebmittel können aus dem
speziellen Synchronsignal auch Zeilenimpulse erzeugt werden, die dem TX-Signal zugesetzt
werden, so daß damit eine direkte Bildwiedergabe in Schwarzweiß erfolgen kann. Wenn
nun - z.B. beim Suchlauf - keine TX-Decodierung mehr möglich ist, wird automaXlsch
auf direkte Bildwiedergabe umgeschaltet. Daß dabei das Bild nur in Schwarzweiß und
leicht komprimiert (Kompressionsfaktor 0,875) erscheint, wird beim Suchlauf wenig
stören.
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In Fig. 1 sind das Luminanzsignal Y und das Chrominanzsignal C in
komprimierter Form (sequentiell) und in Normalform (simultan) dargestellt.
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Das hier ausgwählte Beispiel für die Zählvorschriften entstGmnt einem
Beispiel, bei den 52 PCM-Takte auf eine H-Periode fallen. Da nun eine definierte
Phase zwischen PCM-Takt und Video-Zeile nicht mehr erforderlich ist, besteht mehr
Spieiraisi für die tjiahl der Zahlenverhältnisse, so daß leicht auch andere Zählvorscnriften
festgeleyt werden können. Hier werdi bei der Kompression gleichzeitig 900 Y-Abtastwerte
und 300 C-Abtastwerte in die jeweils entsprechenden RAM-Zellen ein3elesen. Der gemeinsame
Start für das Einlesen wird aus der tieferen Frequenz f3 abgeleitet.
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Damit ist sichergestellt, daß das Einlesen der Abtastwerte von Y und
C stets mit gleicher Phase erfolgt (Fig. 3). Die Einlesevarschrift lautet also:
1. Die Abtastwert,e mit den Ordnungszahlen 0 bis 299 des C-Signals werden in die
Speicherplätze 0 bis 299 des C-RAM,'s eingelesen.
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2. Die Abtastwerte O bis 899 des Y-Signals werden-in die Speicherplätze
O bis 899 des Y-RAM's eingelesen.
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3. Die C-Abtastwerte fallen mit den Y-Abtastwerten dreifacher Ordnungs-Zahl
zeitlich zusammen (vgl. Fig. 3).
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Der Abtastwert 3,des Signals gehört also z.B. zeitlich zum Abtastwert
9 des Y-Signals.
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Wenn es gelingt, in der Wiedergabeschaltung jeden Abtastwert wieder
in den zugeordneten Speicherplatz einzulesen, dann ist die korrekte Timeplexübertragung
sichergestellt. Durch einen definierten Zählversatz, z.B. beim Auslesen mit f2 und
53 in der Wiedergabeschaltun3, wird man den Laufzeitausgleich zwischen Y und C in
die Zählvorschriften mit einbeziehen. Dies soll aber hier außer acht gelassen werden.
Es geht hier nur um die Reproduzierbarkeit der Zeitbeziehung zwischen Y und C bei
der TX-übertragung.
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-Das Auslesen der komprimierten Signale in der Aufnahmeschaitung erfolgt
nacheinander mit der gemeinsamen höheren Freqeunz f Diese Frequenz muß zwar in einem
festen Zahlenverhältnis zu den Frequenzen 2 und f3 stehen. Sie braucht aber nicht
eine definierte Phasenbeziehung zu diesen Frequenzen zu besitzen. Dank der Pufferwirkung
der Speicher für die Kompression und Expansion darf die Phase zwischen f1 und dem
Frequenzpaar f2,f3 sogar in bestimmten Grenzen schwanken (S.die zugleich eingereichte
Patentanmeldung mit dem internen Kennzeichen H 83/91)o Es brauchen also nicht alle
drei Frequenzen durch Teilung aus einer gemeinsamen Mutterfrequenz erzeugt zu werden.
Diese Frequenz müßte hier 7 3 8 52 H = 136,5 MKz betragen.
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Für die Timeplex-Codierung wird zunächst aus der Zeilenfrequenz des
ankommenden Signals in einer PLL die Frequenz f2 = 1092 f = 17,0623 MHz erzeugt.
Durch Teilung wird hieraus die mit f2 fest verkoppelte Frequenz 3 = W 2 erzeugt.
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Indem f2 durch 7 geteilt und in einer weiteren PLL verachtfacht wird,
8 erhält man f1 = 7. f2 = 19,5 MHz. Die höchste zu erzeugende Taktfrequenz liegt
also bei 19,5 MHz.
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Mit dieser Frequenz werden nacheinander die Speicherplätze 0...299
des C-RAM und direkt anschließend die Speicherplätze 0...899 des Y-RtI's ausgelesen.
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Je H-Periode sind dann noch 48 f1-Perioden frei. In dieser Zeit wird
für je 24 Perioden der Schwarzwert SW und der Spitzenweißwert WW des Y-Signals übertragen.
Der dazwischenliegende Pegelübergang dient als Zeilensynchronsignal. Das in Fig.
1 dargestellte TX-Signal enthält im Bereich C lediglich den Unbuntpegel des Chromasignals
und im Bereich Y den Schwarzwert des Luminanzsignals. Es stellt also eine Leerzeile
im Bereich der Vertikalaustastung dar. Während des Bildhinlaufs enthalten die Signalbereiche
C und Y die entsprechenden zeitkomprimierten Signale. Die nicht für die Signalübertraguny
vorne sehenen 48 fl-Perioden haben während der gesamten Signal dauer stets den gleichen
Inhalt (24 Takte SW; 24 Takte WW).
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Fig. 4 zeigt das Blockschaltbild einer TX-Codierschaltung. Die Datenausgänge
Y und C der RAM-Schaltung, die z.B. je 8 bit parallel liefern, werden über einen
8-fachen Umschalter, der durch das Signal CV gesteuert wird, abwechselnd dem D/A-Wandler
zugeführt. Dabei sind die je 8-fach vorhandenen.NOR-Gatter G1 und G2 durchlässig.
Während der 2 x 24 signal freien- f1-Perioden wird mit den Gattern G1 während der
ersten 24 Perioden erzwungen, daß alle Bits am Eingang des D/A-Wandlers Low sind
(Signal SW). Während der zweiten 24 Perioden wird mit Hilfe der Gatter G2 erzwungen,
daß alle Bits High sind (Signal WW). Auf diese Weise wird das Zeilensynchronsignal
im digitalen Bereich erzeugt und zusamnen mit den digitalen Abtastwerten dem D/A-Wandler
zuführt.
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Dadurch bleibt die definierte zeitliche Lage zwischen Abtastwerten
und Synchronsignal auch nach der D/A-Wandlung erhalten.
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Hinter dem D/A-Wandler wird das eigentliche V-Signal, bestehend aus
Vortrabanten, breiten V-Impulsen und Hachtrabanten so addiert, da3 diese Impulse
den hmplitudenbereich des D/A-Wandlers in Richtung Spitzenweiß überschreiten. Der
auf die anschließende Pre-em?hasis-Schaltung folgende Begrenzer begrenzt dann diese
Impulse auf den Wert der oberen Pre-emphasisspitzen Lo (Fig. 2).
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Das V-Synchronsignal ist dann in der Wiedergaaeschaltung leicht aus
dem zusamnengesetzten Signal abtrennbar.
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DiePegelübergänge des Zeilensynchronsignals können zunächst durch
Differenzierung und Amplitudenauswertung aus dem übrigen Signal abgetrennt werden.
Das so gewonnene Signal wird zwar zeitweise zusätzliche Impulse erhalten, die aus
Schwarz +Weiß-Sprüngen-des Videosignal stammen; diese Störimpulse können jedoch
mit Hilfe einer PLL oder durch andere Zeitfilterschaltungen ausgeblendet werden.
Danach können aus diesem Synchronsignal Zeilenimpulse erzeugt werden, die zusammen
mit dem abgetrennten V-Signal dem TX-Signal so zugesetzt werden, daß damit die Wiedergabe
eines Schwarzweißbildes bei Suchlauf möglich ist.
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Bei den übrigen Wiedergabe-Betriebsarten arbeitet der TX-Decoder,
so daß die Farbwiedergabe erfolgt.
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Bei den in der Aufnahmeschaltung Fig. 4 vor den A/D-Wandlern angeordneten
Klemmschaltungen KL wird das Klernpotential durch das Ausgangssignal der A/D-Wandler
eingestellt. Dabei kann z.B. das Klemmpotential von einem D/A-Wandler geliefert
werden, dessen Eingangsgröße der Zählerstand eines Vor/Rück-Zählers ist. Wenn die
Ausgangsgröße des A/D-Wandlers während der Austastzeiten von einem vorgegebenen
Wert abweicht, dann wird der Zählerstand des Vor/RückzAhlers um den Wert Eins verändert,
und zwar so, daß der Abweichung entyegengewirkt wird.
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Die Zahl der Abweichungen wird jeweils über einen größeren Zeitraum
(z.B. eine V-Periode) ermittelt. Die Änderung des Klemmpotentials erfolgt sehr feinstufig.
Auf diese Weise werden Klennstörunyen vermieden.
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Zusammen mit dem TX-Signal soll ein PCM-Signal für die Tonübertragung
aufgezeichnet werden. Damit der bei der Wiedergabe aus diesem PCM-Signal regenerierte
Takt fT für die TX-Decodierung eingesetzt werden kann, ist es nicht unbedingt erforderlich,
daß fT eine definierte Phase in bezug auf das TX-Signal besitzt. (Dies wird später
anhand von Fig. 6...10 erläutert.) Bei der Aufzeichnung genügt es, wenn die Phase
zwischen dem PCM-Takt und der H-Periode des TX-Signals für die Dauer einer Aufnahme
konstant bleibt.
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Wäh'rend der Aufnahme wird die H-Periode des TX-Signals durch Zählen
der Frequenz festgelegt. Ein derartiger Zähler ist in Fig. 8 unten dargestellt.
Dieser Zähler, der sich in dem mit "Ablaufsteuerun3" bezeichneten Block der Schaltungen
Fig. 4 und 5 befindet, erzeugt bei der Aufnahne (Schalterstelluny R) die Ausleseadressen
für das C-RAM und das -V-RAM und die Signale SW und WW für die Synchron-Information.
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Die gesamte Schaltung teilt f1 durch 1248 und erzeugt dadurch die
Frequenz fH. Im PCM-Coder wird der PCM-Takt fT erzeugt, indem f1 durch 24 geteilt
wird. Beim Einschalten stellt sich eine bestimmte Phase zwischen der fT-Periode
des PCM-Signals und der fH-Periode des TX-Signals ein. Diese Phase bleibt dann bei
ununterbrochenem Betrieb erhalten.
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Eine Verbindung zwischen der Timeplexschaltung und der PCM-Schaltung
zwecks Einstellung eines definierten Phasenwertes (z.B. Verbindun H1 in Fig. 4)
ist also nicht erforderlich.
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In H 83/16 war die Einhaltung einer definierten Phase zwischen PCM-Takt
und TX-Signal vorgeschlagen worden. Daß die Feineinstellung der Taktphasen in-der
TX-Wiedergabeschaltung aus dem PCM-Takt wegen der unterschiedlichen Phasen- und
Laufzeitbeeinflussung der Signale in den etrennten-Signalverarbeitungswegen problematisch
ist, war bereits erkannt worden. Daher wurde die Übertragung einer "Expansionsprobe"
vorgeschlagen, mit deren Hilfe die Phasenfeineinstellung in der TX-lliedergabeschaltung
erfolgen sollte (H 83/16, H 83/81). Bei Anwendung des im folyenden beschriebenen
Auswertungsprinzips der Synchronsignale ist dies nicht mehr erforderlich. Die Phasenfeineinstellung
der Zählperioden für das Einlesen der Abtastwerte in das RAM der Wiedergabeschaltung
erfolgt durch direkte Auswertung der Synchronflanken des TX-Signals. Die einmal
richtig eingestellte Phase wird dann lediglich überwacht. Bei Bedarf wird die Einstellung
wiederholt. Dadurch wird auch bei verrauschten Synchronsignal ein jitterfreier Bildstand
erreicht.
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Fig. 5 zeigt ein Obersichtsbild der Wiedergabeschaltung. Das Ausgangssignal
des FM-Demodulators wird über die De-ehasis und einen regelbaren Verstärker dem
A/D-Wandler zugeführt. Die Regelung des TX-S;ynals auf den Wert SW und den Wert
WW (vgl. Fig. 1) kann z.B. dadurch erfolgen, daß das Auftreten der Amplitudenwerte
0 und 255 (8 bit Wandler) während einer V-Periode auf eine bestimmte Häufigkeit
geregelt wird.
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Die Regelspannung UL beeinflußt dabei z.B. den Gleichspannunyswert
des.FM-Demodulators (Regelung auf SW) und UH die Signalamplitude (Regelung auf WW).
Damit werden die ursprünglichen Aussteuerungsverhältnisse bei der D/A-Wandlung für
die A/D-Wandlung reproduziert.
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Die Auswertung der digital erzeugten Synchroninformation nach der
A/D-Wandlung kann daher mit hoher Präzision erfolgen (dies wird später an Fig. 8
und 9 eri'äutert).
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Zunächst wird anhand von Fig. 6, 7, 10 das Prinzip der Phasensteuerung
erklärt. Der in Fig.' 5 mit dieser Bezeichnung versehene Block ist in Fig. 6 dargestellt.
Der Block "Synchronsignal-Auswertung" in Fig. 6 liefert einen Impuls P1 mit der
Dauer einer f1-Periode und einen breiteren Impuls P2 (z.B. 16 f1-Perioden, Fig.
10). Beide Impulse haben stets die gleiche Phase zueinander. Sie werden durch alle
Pegelübergänge des TX-Signals ausgelöst, die dem Synchronsignal entsprechen.
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Sie können also auch bei Schwarz* Weiß-Sprüngen des Videosignals entstehen.
Der V0-Impuls sorgt dafür, daß P1 und P2 für die Phaseneinstellung von H1 nur während
der Leerzeilen wirksam werden können, in ,denen kein Videosignal vorhanden ist.
Bei der Phaseneinstellung wird zunächst der-Phasenspeicher so eingestellt, daß die
durch Synchronflanken erzeugten P1-Impulse mit fT=Impulsen zusammenfallen. Da 1
= 24. fT fT ist, kann der Phasenspeicher auf 24 äquidistant über eine fT-Periode
verteilte Phasenwerte eingestellt werden. Sobald festyestellt wird, daß ein P1-Impuls
mit einem H1-Impuls zusammenfällt, sperrt die Spannung V1 das Tor, über das die
Einstellung-des Phasnspeichers erfolgte. Das H1-Signal besteht aus einem fT-Impuls
je H-Periode (vgl.
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Fig. 10). H1 wird mit einem Teiler aus T' erzeugt (fH = fT :m), wobei
die Phase des Teilers zu Beginn jedes Teilbildes durch den Impuls- P2 grob eingestellt
wird. Die Feineinstellung (Impuls fT) bleibt dabei unverändert. Die Phasenüberwachung
zählt jeweils, wie oft während eines Teilbildes P1 und H1 zusammenfallen. Solange
dieses Ereignis durchschnittlich mindestens in jeder zweiten Zeile eintritt, kann
als sicher angesehen werden, daß die Phase von f optimal eingestellt ist. Die Stellung
des Phasenspeichers bleibt unbeeinflußt. Die Einstellung des Teilers-durch-m auf
den richtigen fT-Impuls muß dagegen nach jeden Kopfwechsel neu erfolgen.
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Bei der digitalen Synchronsignalauswertung gibt es Phasenbereiche
(Phase zwischen TX-Signal und fT), in denen die Phase des P1-Impulses zwischen zwei
benachbarten f1-Perioden hin- und herspringen kann. Vor Eintreten dieses Falles
wird daher f1' mit Hilfe des Signals U umgepolt. Nach dieser Umpolung ist dann die
Synchron--signalauswertung wieder besonders stabil (dies wird später anhand von
Fig. 9 genauer beschrieben).
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Fig. 7 veranschaulicht schematisch die beiden Möglichkeiten für die
Erzeugung von f1 und fT bei der Wiedergabe. In jedem Fall stehen f1 und fT quer
den Teiler-durch-n in einem festen Phasenverhältnis zueinander. Bei Synchronisierung
der PLL mit den H-Impulsen des Videosignals ist fT mit dem Videosignal phasenverkoppelt
Bei Synchronisierung mit dem PCM-Takt (Bitrate = fT) ist fT ebenfalls mit dem Videosignal
phasenverkoppelt, wenn der PCM-Takt bei der Aufnahme mit dem Videosignal phasenverkoppelt
wurde. Da f1 und fT möglichst gut den Phasenschwankungen des abgetasteten TX-Signals
folgen sollen, ist die Verwendung des PCM-Signals für die Synchronisierung der PLL
vorteilhaft, weil hier wesentlich mehr synchronisierende Flanken zur Verfügung stehen.
Besonders groß sind aber die Vorteile, die dadurch entstehen, daß die PLL im PCM-Decoder
durch besondere Maßnahmen vor Phasenausgleichsvorgän3en nach der Kopfumschaltung
geschützt ist (s. P 3-2 48 168.3). Die mit fR synchronisierte PLL muß dagenen /nacn
dem Kopfwechsel den durch die Kopfumschaltung verursacnten mnasensprung innerhalb
weniger H-Perioden ausgle-ichen. Di Anforderungen an die Phasengenauigkeit von f1
und fT sind nämlich kurz nach dem Kopfwechsel besonders hoch, da eine evtl. erforderliche
Phasenangleichung in den Leerzeilen erfolgt.
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Fig. 8 zeigt ein Ausführungsbeispiel der in Fig. 6 als Blockschaltbild
dargestellten Schaltung für die Phasensteuerung.
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Die Gatter G1 und G2 dienen zur Synchronsignalauswertung. Sie prüfen,
ob in einer bestimmten Zeit zuerst eine kleinere Amplitudenstufe unterschritten.
und anschließend eine größere Amplitudenstufe überschritten wird.
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Der Abstand der Amplitudenstufen ist so zu wählen, daß im Bereich
der Leerzeilen auf jeden Fall ein eindeutiges Ergebnis erzielt wird. Hier Prüft
G1, ob beide MSB's Low sind und 62, ob beide MSB''s High sind. Bei einem 8 bit Wandler
entspricht das den Amplitudenwerten t 64 und b 191. Unter der Annahme, daß das TX-Signal
mit einer Bandbreite von ca. 3,5 MHz übertragen wurde wird die Anstiegszeit der
Synchronflanken ca. 150 Das betragen.
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Das sind bei 1 = 19,5 MHz drei Abtastberioden. In In Fig. 9 ist links
der Phasenbereich der Synchronflanke angegeben, bei dem zwei aufeinanderfolgende
Abtastwerte innerhalb der oben angegebenen Amplitudengrenzen liegen. Bei dem rechts
in Fig. 9 dargestellten Phasenbereich liegt nur ein Abtastwert innerhalb der beiden
Amplitudengrenzen. Die Amplitudengrenzen sollen der Anstiegszeit so angepaßt sein,
daß der letzte Bereich deutlich kleiner ist als der erste Bereich. Sobald die mittlere
Phase zwischen den Synchronflanken des TX-Signals und f; in den zweiten Bereich
kommt, soll f; 'umgepolt werden. Danach liegt die Phase wieder innerhalb des ersten
Bereichs.
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Die Schaltung,'die dies bewerkstelligt, ist im oberen Teil von Fig.
8 dargestellt. Die Funktionsweise dürfte zusammen mit den in Fig. 9 angegebenen
Spannungsverläufen verständlich sein.
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Aus dem zunächst erzeugten Impuls PO, der im Bereich der Leerzeilen
eindeutig die Synchronflanke markiert, wird mit Hilfeeines 16 bit Schieberegisters
und eines R,S-Flip-Flops FF1 der um 8 f1-Perioden verzögerte Impuls P1 und der 16
f1-Perioden breite Impuls P2 erzeugt (Fig. 10). Die durch Synchronflanken hervorgerufenen
Impulse P1 und P2 treten mit der Frequenz fH-auf. Aus der Impulsspannung T (z.B.
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= = 52 H sollen nun Impulse fT' erzeugt werden, deren Breite und Phase
so ist, daß die durch Synchronflanken erzeugten P1-Impulse m'it fT-lmpulsen'deckungsgleich
sind. Dies bewirkt der in Fig. 8 dargestellte Phasenspeicher. Da 24 f1-Perioden
auf eine F fT-Periode fallen (vgl. Fig. 7), müssen 24 Phasen für T1 einstellbar
sein.
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Dazu dienen ein Zähler, ein Speicher und ein Komparator, je für 5
bit. Der Zähler wird jeweils von der auf eine ansteigende fT-Flanke folgenden ansteigenden
fj-Flanke zurückgesetzt und zählt dann jedesmal bis 23. Beim Auftreten eines P1-Impulses
am Takteingang des Speichers wird der gerade vorhandene ZAhlerstand mit der Rückflanke
des P1,-Impulses in den Speicher übernommen. Der Komparator liefert von da an jedesmal
beim Erreichen dieses Zählerstandes einen Impuls fT von der Dauereiner f1-Periode,
mit dem spätere P1-Impulse zeitlich zusammenfallen.
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Sobald diese Übereinstimmung zum erstenmal eintritt, wird die Spannung
V1, die den Impuls P1 auf den Takteingang des Speichers durchgeschaltet hatte, abgeschaltet
(Rücksetzen des Flip-Flops FF2). Durch die Phasenüberwachung wird festgestellt;
wann eine erneute Beeinflussung des Phasenspeichers durch Pl erforderlich ist. Die
Phasenüberwachung besteht in Fig. 8 aus einem Zahler, der die auf H1-Impulse fallenden
P1-Impulse während der Dauer eines Teilbildes zählt. Sobäld'-das Zählergebnis eine
vorgegebene Zahl K unterschreitet, wird durch die Spannung V1 ein erneutes Setzen
des Phasenspeichers auf die Phase von P1 veranlaßt. Ein für die 525- und 625-Zeilen-Norm
geeigneter Wert ist z.B. K = 2 = 128.
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In Fig. 8 wird bei jeder Übereinstimmung von H1 und P1 über-das Gatter
63 ein Zählimpuls auf den Zählereingang gegeben. Bei Erreichen des Zählerstandes
K geht der Ausgang des Zählers auf High. Der Zähler wird dadurch angehalten und
beim nächsten VO-Impuls zurückgesetzt. Sollte der Zähler bei der Vorderflanke des
VO-Impulses noch nicht den Zählerstand K erreicht haben, dann gibt Flip-Flop FF2
den Impuls V1 ab, der das Gatter 64 für den Impuls P1 durchlässig schaltet. Der
Phasenspeicher wird dann auf die Phase des nächsten P1-Jmpulses gesetzt. Sobald
über Gatter 3 Phasenübereinstimmung zwischen H1 und P1 festgestellt wird> erfolgt
Rücksetzen von FF2, so daß V1 wieder auf Null geht und der Phasenspeicher nicht
weiter durch P1 beeinflußt werden kann.
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Das Rü'cksetzen von FF2 wird durch das Rücksetzen von FF3 verhindert,
wenn eine Umpolung von f11 durchgeführt wurde (Spannung U1 in Fig. 9). In diesem
Fall erfolgt beim nächsten P1-Impuls das Setzen des Phasenspeichers bei der neuen
f;-Phase. Falls de Phase bereits richtiy ist, erfolgt allerdings in jedem Fall ein
sofortiges Abschalten von V1. ~~
Der Zähler zur Erzeugung des H1-Impulses
(Teiler-durch-m in Fig. 6) ist ein Synchronzähler. der mit der Rückflanke jedes
m-ten fT-lmpulses (m =52) auf Null gesetzt wird. Das Gatter G5 erzeugt dazu den
Clear-Impuls, der mit der Rückflanke des 51. fT-Impulses beginnt. Mit Gatter G6
wird dann der Vergleichsimpuls H1 mit der Dauer einer f1-Periode erzeugt. 'Nach
jeder Kopfumschaltung muß durch den Impuls P2 bestimmt werden, welcher Impuls T1
den neuen H1-Impuls bildet. Nach jeder ansteigenden Flanke von V, gelangt P2 über
Gatter G7 als ne3ativer Impuls auf den Rückstelleingang des Zählers zur Erzeugung
von H 1. Der nächste fT-Impuls - das ist der Impuls, der in die Zeit P2 fällt -
setzt dann mit seiner Rückflanke den Zähler auf Null. Der darauf folgende H1-impuls,
der in-die Ziet P2 fällt, beendet dann über Gatter G8 den Einstellvorgang. Die Phase
von T1 und damit die Phasenfeineinstellung von H1 werden hierbei nicht verändert.
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Der Impuls H1, dessen Phasenübereinstimmung mit P1 ständig überwacht
wird, sorgt für die richtige Phase der Zählschaltungen zur Erzeugung der Einleseadressen
für das RAM. Diese Zählschaltungen befinden sich in dem mit "Ablaufsteuerung" bezeichneten
Block der Fig. 5. In Fig. 8 unten ist ein-Schaltungsbeispiel für die Einlesezähler
bei der Wiedergabe (P) bzw. Auslesezähler bei der Aufnahme (R) angegeben. Die Zählerkette
kann bei der Aufnahme als Rinyzähler arbeiten. Bei der Wiedergabe wird sie mit Hilfe
des H1-Impulses für jede ankommende TX-Zile neu gestartet.
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Der Zählerstart muß so erfolgen, daß der in Fig. 3 oben dargestellte
Fall eintritt. Jeder Abtastwert muß wieder in den gl,p>ichen Speicherplatz wie
bei der Aufnahme eingelesen werden. Dazu wird dz erste Zähler der Zählerkette durch
den H1-Impuls bei dem Wert x gestartet. x wird hier etwa den Wert 11 haben, da der
P1-Impulsgegenüber der steilsten Stelle der Synchronflanke um 11 f1-Perioden verzögert
ist.
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Die endgültige Festlegung des Wertes x sollte im Rahmen eines vollständigen
Schaltungsentwurfs erfolgen. Dabei ist dann auch der Laufzeitausgleich zwischen
Luminanz- und Chroma-Signal zu berücksichtigen und, ob dieser Ausgleich beim Einlesen
der Signale in die Speicher oder beim Auslesendurchgeführt werden soll.
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Wichtig ist hier nur, daß H1 eine konstante genau rekonstruierbare
Zeitmarkierung in jeder H-Periode des TX-Signals darstellt.
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Das Einlesen des TX-Signals -in die Speicher der-Wiedergabeschaltung
erfolgt mit der Frequenz f1-, die möglichst genau allen Zeitschwankungen des TX-Signals
folgen soll.
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Das Auslesen erfolgt mit dem Frequenzpaar f2,f3. Damit dieses Frequenzpaar
nicht völlig phasenstarr mit f1 verkoppelt sein muß, wi'rd man das Synchronsignal
für die Bildwiedergabe aus f2 bzw. 3 mit Zähischaltungen erzeugen.
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Wenn das Frequenzpaar f2,f3 lediglich über die Bildfrequenzmit dem
TX-Signal verkoppelt ist (s. die Patentanmeldung H 83/91), dann werden die Zählschaltungen
zur Erzeugung eines vollständigen Signals durch den Kopfwechsel nicht gestört.
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Bei Verkopplung von f2,f3 mit H des TX-Signals müssen die Zählschaltungen
nach jeder Kopfumschaltung mit dem H1-Impuls gestartet werden, sobald dieser in
die richtige Phase gebracht ist. In der Zeit zwischen der Kopfumschatung und dieser
Phaseneinstellung ist die Phase der Zählschaltungen um den durch die Kopfumschaltung
verursachten Zeitsprung versetzt. Daher muß in dieser Zeit das direkt aus dem TX-Signal
abgetrennte S-Signal, das ja auch das vollständige Bildsynchronsignal enthält, als
Synchronsignal des decodierten Signals verwendet werden.