DE3317841C2 - - Google Patents
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/66—Digital/analogue converters
- H03M1/74—Simultaneous conversion
- H03M1/742—Simultaneous conversion using current sources as quantisation value generators
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
Digital-Analog-Wandler sind in der Regel so aufgebaut, daß
die einzelnen Bitleitungen des Digitaleingangs einen Strom
zweig ansteuern, in dem ein der Wertigkeit des Digitalein
gangs entsprechendes Widerstandsnetzwerk liegt. Über einen
Transistor wird der Summenstrom aller Widerstandsnetzwerke
gebildet. Die Höhe dieses Summenstroms entspricht der ein
gangsseitig anliegenden digitalen Größe. Der Summenstrom
wird vorzugsweise über einen Widerstand geleitet, an dem
dann eine der Digitalgröße entsprechende Gleichspannung
abfällt.
Derartige Digital-Analog-Wandler haben den Nachteil, daß mit
der relativ hochohmigen Ausgangsspannungs-Quelle Leistungs
stufen nicht angesteuert werden können. Außerdem führen
die unterschiedlichen Summenströme zu unterschiedlichen
Spannungsabfällen an den Transistoren des Digital-Analog-
Wandlers, so daß es zu bauelement-spezifischen Verzerrungen
der Ausgangsspannung kommt.
Digital-Analog-Wandler, die mit einer Leistungsendstufe
kombiniert sind, sind beispielsweise aus der GB-PS 14 18 194
bekannt.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine inte
grierte Halbleiterschaltung mit einem Digital-Analog-Wand
ler anzugeben, der relativ hoch belastbar ist und der wei
testgehend last- und temperaturkompensierte Daten über
einen großen Temperaturbereich ausweist. Diese Aufgabe
wird durch die Merkmale des Patentanspruches 1 gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der integrierten Halblei
terschaltung mit einem Digital-Analog-Wandler ergeben
sich aus den Unteransprüchen. Es hat sich gezeigt, daß
bei einer Ausführungsform diese integrierte Schaltung
über einen Temperaturbereich von -40 +50°C optimal
last- und temperaturkompensiert ist. Die Schaltung
weist einen extrem geringen Restspannungsverbrauch auf.
Die Erfindung und ihre vorteilhafte Ausgestaltung wird
nachstehend anhand eines Ausführungsbeispieles näher er
läutert. In der
Fig. 1 ist eine Blockschaltung darge
stellt, während die
Fig. 2 die Detailschaltung zeigt.
Die in Fig. 1 dargestellte Blockschaltung zeigt die An
steuerbausteine, die beispielsweise für einen Quarzuhr-
Antrieb erforderlich sind. In einem Oszillator 1 wird eine
Frequenz erzeugt, die über eine Teilerschaltung 2 auf
einen Decoder 3 gegeben wird. Der Decoder 3 steuert den
D/A-Wandler 4 an. Dieser D/A-Wandler enthält die er
wähnte Entkopplungsschaltung. Der Ausgang des D/A-Wand
lers ist über eine Lastkompensations-Schaltung 5 an die
Leistungs-Endstufe 7 angeschlossen, an deren Ausgangsan
schlüssen die Last 8 beispielsweise ein Motor liegt.
Die Schaltung gemäß Fig. 1 enthält noch eine Vor/Rück-
Steuerung 6, die die Teilerkette 2 direkt mit der Lei
stungs-Endstufe 7 verbindet. Diese Vor/Rück-Steuerung
wird für den Antrieb eines Motors bei einer Quarzuhr be
nötigt. Die Endstufe ist in diesem Fall vorzugsweise
als Brückenendstufe abgebildet.
Die Fig. 2 zeigt die Detailschaltung für den integrier
ten Schaltkreis, der sich aus der Referenz-Spannungs
quelle, dem D/A-Wandler, der Entkopplung, der Lastkom
pensation und der Brückenendstufe zusammensetzt.
Die Referenz-Spannungsquelle dient der Erzeugung einer von
Betriebsspannungs-Schwankungen weitgehend unabhängigen Span
nung, die zusätzlich temperaturkompensiert ist. Die Referenz-
Spannungsquelle besteht aus der Stromspiegelschaltung mit den
Transistoren T 1 und T 1*. Der Transistor T 1 ist im Ausführungs
beispiel ein PNP-Transistor mit zwei Kollektorstrecken, wobei
die eine Kollektorstrecke auf die Basiselektrode des PNP-
Transistors T 1* zurückgekoppelt ist. Die Emitterelektrode
dieses Transistors T 1* ist mit dem Basisanschluß des Tran
sistors T 1 verbunden. In dem genannten ersten Kollektor-
Stromzweig des Transistors T 1 liegt auch der Stromeinstell-
Widerstand R 1. In der zweiten Kollektorstrecke des Transis
tors T 1 liegt die Reihenschaltung aus 4 Dioden D 1, D 2, D 3
und ZD. Bei der Diode ZD handelt es sich um eine Zener
diode, der die genannten Dioden D 1-D 3 in Flußrichtung
vorgeschaltet sind. Diese Dioden D 1-D 3 dienen zur Tempe
raturkompensation. So kompensiert die Diode D 3 den Temperatur
gang der Zehnerdiode ZD, während die Dioden D 1 und D 2 den
Temperaturgang der nachgeschalteten Transistoren T 2 und T 3
bis T 6 im D/A-Wandler kompensieren. Die genannte Dioden
strecke liegt zugleich an der Basiselektrode des NPN-Tran
sistors T 2, an dessen Emitterelektrode folglich die tempera
tur-stabilisierte, von Betriebsspannungs-Schwankungen unab
hängige Versorgungsspannung für den D/A-Wandler liegt.
Der D/A-Wandler im Ausführungsbeispiel hat eine Auflösung
von 4 Bit, so daß 4 Bitleitungen mit den Gewichtungen 1, 2, 4
und 8 an Eingangstransistoren T 10, T 9, T 8 und T 7 angeschlossen
sind. Bei den Eingangstransistoren T 7-T 10 handelt es sich
im Ausführungsbeispiel um in Vorwärtsrichtung betriebene
NPN-Transistoren, die jedoch auch durch invers betriebene
NPN-Transistoren ersetzt werden können. Invers betriebene
Transistoren weisen eine geringere Sättigungsspannung auf,
was zu geringeren Stufenfehlern beitragen kann. In den Kol
lektorstrecken der Transistoren T 7-T 10 liegen die strom
bestimmenden Widerstände R 2, R 3, R 4 und R 5. Der Summenstrom
wird mit Hilfe der NPN-Transistoren T 3-T 6 gebildet, die
basisseitig mit der an der Emitterelektrode des Transistors T 2
abfallenden kompensierten Versorgungsspannung angesteuert
werden.
Die Kollektoren der Transistoren T 3 und T 6 sind miteinander
verbunden und bilden die Eingangsleitung eines Stromspiegel
verstärkers mit den Transistoren T 11 und T 11*. In der Aus
gangsleitung des Stromspiegelverstärkers tritt somit der ge
spiegelte Summenstrom auf, der den Widerstand R 6 durch
fließt und dort einen dem Summenstrom entsprechenden Span
nungsabfall erzeugt. Der Stromspiegelverstärker T 11 und T 11*
ist genauso aufgebaut wie der bereits beschriebene Strom
spiegelverstärker in der Referenz-Spannungsquelle.
Um in den einzelnen Stromzweigen des Digital-Analog-Wandlers
Ströme zu erzeugen, die der Gewichtung des zugeordneten Digi
taleingangs entsprechen, muß der Widerstand R 4 doppelt so
groß sein wie der Widerstand R 5, der Widerstand R 3 viermal
so groß wie der Widerstand R 5 und der Widerstand R 2 achtmal
so groß wie der Widerstand R 5. Um technologisch bedingte Feh
ler auszuschließen, werden die genannten Widerstände vorzugs
weise aus gleich großen Einzelwiderständen zusammengesetzt.
So handelt es sich beispielsweise bei dem Widerstand R 4 um
einen Einzelwiderstand definierter Größe. Zur Bildung des
Widerstandes R 5 werden zwei derartige Einzelwiderstände in
Reihe geschaltet; zur Bildung des Widerstandes R 3 werden zwei
Einzelwiderstände parallel geschaltet; zur Bildung des Wider
standes R 2 werden vier Einzelwiderstände parallel geschaltet.
Die unterschiedlichen Ströme in den verschiedenen Strom
zweigen des Digital-Analog-Wandlers verursachen unterschied
liche Sättigungsspannungen an den Transistoren T 7-T 10 und
unterschiedliche Basis-Emitter-Spannungsabfälle an den Tran
sistoren T 3-T 6. Bei der in der Fig. 2 dargestellten Schal
tungsausführung mit den den jeweiligen Widerstandsnetzwerken
zugeordneten, gesonderten Transistorstrecken können diese unter
schiedlichen bauelements-spezifischen Spannungsabfälle durch
geringfügige Änderung der Dimensionierung der Widerstands
netzwerke kompensiert werden. Es ist noch darauf hinzuweisen,
daß die Transistoren T 3-T 6 auch durch einen Einzeltran
sistor mit 4 Emitterelektroden ersetzt werden können.
Die durch den Widerstand R 6 gebildete Spannungsquelle ist
für die Ansteuerung einer Leistungsstufe zu hochohmig. Nach
der Erfindung ist daher eine Entkopplungsschaltung vorge
sehen, mit der dann die Endstufe niederohmig angesteuert
werden kann. Die Entkopplungsschaltung besteht aus den in
Reihe geschalteten NPN-Transistoren T 13 und T 14, wobei der
Transistor T 13 Teil der aus den Transistoren T 13 und T 13* ge
bildeten Stromspiegelschaltung ist. Die Basiselektrode des
Transistors T 13 wird über den Vorwiderstand R 11 angesteuert,
der den Basisstrom der Transistoren T 3-T 6 führt. Der Wider
stand R 11 dient somit zur Einstellung des Minimalstromes
für den Transistor T 13. Der Widerstand R 6 liegt zwischen den
Basiselektroden der Transistoren T 13 und T 14, so daß die Span
nung am Widerstand R 6 zunächst um die Basisemitterspannung
des Transistors T 13 aufgestockt wird und sodann um die Basis
emitterspannung des Transistors T 14 reduziert wieder am
Kollektor des Transistors T 13 als Ausgangsspannung erscheint.
Die Basisemitterspannungen der Transistoren T 13 und T 14 kom
pensieren sich somit gegenseitig, so daß die am Kollektor
des Transistors T 13 abgegriffene Spannung keine temperatur
abhängigen oder laststromabhängigen Verzerrungen erfährt,
wenn man von dem geringfügigen, über den Widerstand R 11
fließenden Vorstrom absieht.
Die Ausgangsspannung an der Entkopplungsschaltung wird über
den Vortransistor T 16 bzw. T 19 auf die Eingangselektrode der
Endstufentransistoren T 17 bzw. T 18 gegeben. Die Leistungs-End
stufe beim Ausführungsbeispiel ist als Brückenendstufe aus
gebildet, um eine Vor/Rück-Steuerung eines Uhrenmotors vor
nehmen zu können. Die Emitterelektrode der PNP-Vortran
sistoren T 16 bzw. T 19 sind jeweils mit der Basiselektrode des
NPN-Endstufentransistors T 17 bzw. T 18 verbunden. In den
Emitterstrecken der Endstufentransistoren T 17 und T 18 liegen
jeweils die Steuertransistoren T 21 bzw. T 22, die über weitere
Transistoren T 20 und T 23 an die Steuereingänge angeschlossen
sind. Der Motor ist beim Ausführungsbeispiel zwischen die
Emitterelektroden der Endstufentransistoren T 17 und T 18 ge
schaltet.
Wenn der Strom durch einen der Endstufentransistoren T 17
bzw. T 18 ansteigt, erhöht sich auch der Spannungsabfall an
der Basis-Emitterstrecke dieses Transistors, so daß die am
Motor anliegende Spannung laststromabhängig mit steigendem
Laststrom reduziert wird. Dieser Spannungsanstieg an der
Basis-Emitterstrecke der Endstufentransistoren T 17 bzw. T 18
wird über die Lastkompensationsschaltung kompensiert. Diese
Lastkompensationsschaltung besteht aus einer Stromspiegel
schaltung mit den Transistoren T 12 und T 12*, wobei der Tran
sistor T 12 drei Kollektoren aufweist. Der Eingangsstromkreis des
Stromspiegelverstärkers enthält den Widerstand R 8 und einen
der NPN-Transistoren T 15 bzw. T 24, deren Steuerelektroden
mit dem Endstufentransistor T 17 bzw. T 18 verbunden sind. Der
Widerstand R 7, der in einem parallel zum Eingangsstromkreis
des Stromspiegelverstärkers T 12, T 12* liegenden Stromkreis
liegt, bestimmt den mindesterforderlichen Basisstrom für die
Endstufentransistoren T 17 und T 18. In den beiden Ausgangs
stromkreisen des Stromspiegelverstärkers liegen die Emitter-
Kollektorstrecken der PNP-Vortransistoren T 16 bzw. T 19.
Wenn bei ansteigendem Laststrom in einem Endstufentransistor,
beispielsweise im Transistor T 17, die Basisemitterspannung
dieses Transistors T 17 ansteigt, wird auch der an die Basis
elektrode des Transistors T 17 angeschlossene Transistor T 15
stärker aufgesteuert, so daß im Eingangsstromkreis des Strom
spiegelverstärkers T 12, T 12* ein erhöhter Strom geführt wird.
Dieser erhöhte Strom wird auf den Transistor T 16 gespiegelt,
so daß auch die Basisemitter-Spannung des Transistors T 16 in
einer Weise ansteigt, durch die die Erhöhung der Basisemitter
spannung am Transistor T 17 kompensiert wird. Dadurch ist
sichergestellt, daß die am Motor anliegende Spannung tem
peraturunabhängig und laststromunabhängig ist und sich in
Weise verändert, wie sie allein durch die am Eingang des
Digital-Analog-Wandlers anliegende Digital-Eingangsgröße vor
gegeben wird. Durch die Entkopplungsschaltung und die weitere
Entkopplung über die Transistoren T 16, T 17 bzw. T 19, T 18 ist
die Spannungsquelle für den Motor M derart niederohmig, daß
ein relativ großer Strom und eine dementsprechend hohe
Leistung vom Motor aufgenommen werden kann.
Claims (5)
1. Integrierte Halbleiterschaltung mit einem Digital-Analog-Wandler,
dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang des Wandlers über eine Ent
kopplungsschaltung und eine Kompensationsschaltung eine Leistungs-
Endstufe angeschlossen ist, daß der Ausgangssummenstrom des D/A-
Wandlers über einen Stromspiegel (T 11, T 11*) einen Ausgangswider
stand (R 6) durchfließt, und die an diesem Widerstand abfallende
Spannung über die Entkopplungsschaltung auf den Eingang der Lei
stungs-Endstufe gegeben wird, daß die Entkopplungsschaltung aus
einem Entkopplungstransistor (T 14) und einem zum Entkopplungstran
sistor in Reihe geschalteten weiteren Transistor (T 13) besteht, der
Teil einer Stromspiegelschaltung (T 13, T 13*) ist, daß der Ausgangs
widerstand (R 6) zwischen die Basiselektroden der beiden hinterein
andergeschalteten Transistoren (T 13, T 14) geschaltet ist, so daß die
Ausgangsspannung der Entkopplungsschaltung an der Emitterelektrode
des Entkopplungs-Transistors unabhängig von transistorbedingten Ver
zerrungen ist.
2. Integrierter Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß die Aus
gangsspannung an der Entkopplungsschaltung über die Basis-
Emitter-Strecke eines Vortransistors (T 16) auf die Basis
elektrode des Leistungsendstufen-Transistors (T 17) gegeben
wird, und daß der Strom durch die Kompensationsschaltung
(T 15, R 8) über eine Stromspiegelschaltung (T 12, T 12*) den
Strom durch den Vortransistor bestimmt.
3. Integrierter Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet, daß die Basiselektroden des End
stufentransistors (T 17) und des Transistors (T 15) in der
Kompensationsschaltung miteinander und mit der Emitter
elektrode des Vortransistors (T 16) verbunden sind, so daß
bei einem laststrombedingten Anstieg des Spannungsabfalls
an der Basis-Emitter-Strecke des Endstufentransistors (T 17)
der Strom durch den Transistor (T 15) der Kompensations
schaltung und damit der Strom durch den Vortransistor (T 16)
derart ansteigt, daß der Spannungsabfall an der Basis-
Emitter-Strecke des Vortransistors (T 16) den erhöhten
Spannungsabfall an der Basis-Emitter-Strecke des Endstufen
transistors (T 17) kompensiert.
4. Integrierter Digital-Analog-Wandler nach einem der vor
angehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die
Leistungsendstufe als Brückenendstufe zur Steuerung eines
an die Endstufe angeschlossenen Motors ausgebildet ist.
5. Integrierter Digital-Analog-Wandler nach einem der vor
angehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die
digitalen Eingangssignale für jede Bitleitung auf einen
gesonderten Eingangstransistor (T 7-T 10) gegeben werden,
der über ein strombestimmendes Widerstandsnetzwerk (R 2-R 5)
mit einem weiteren gesonderten, der Bitleitung zugeordneten
Transistor (T 3-T 6) verbunden ist, so daß die stromab
hängigen Sättigungs- und Flußspannungen der Transistoren
(T 3-T 10) in den einzelnen Bitleitungen durch entsprechende
Dimensionierung des zugeordneten Widerstandsnetzwerkes
(R 2-R 5) kompensierbar sind.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE3317841A DE3317841A1 (de) | 1983-05-17 | 1983-05-17 | Integrierter digital-analog-wandler |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE3317841A DE3317841A1 (de) | 1983-05-17 | 1983-05-17 | Integrierter digital-analog-wandler |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3317841A1 DE3317841A1 (de) | 1984-11-22 |
DE3317841C2 true DE3317841C2 (de) | 1989-05-03 |
Family
ID=6199133
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE3317841A Granted DE3317841A1 (de) | 1983-05-17 | 1983-05-17 | Integrierter digital-analog-wandler |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE3317841A1 (de) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102020212268A1 (de) * | 2020-09-29 | 2022-03-31 | Universität Stuttgart | Vereinigung von Resolver und induktiver Rotorversorgung in einem magnetischen Kreis |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB1142824A (en) * | 1967-06-21 | 1969-02-12 | Mullard Ltd | Amplifier circuits |
US3731176A (en) * | 1972-04-21 | 1973-05-01 | Ibm | Deceleration and stop-lock motor control apparatus |
-
1983
- 1983-05-17 DE DE3317841A patent/DE3317841A1/de active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3317841A1 (de) | 1984-11-22 |
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