DE3304759A1 - Verfahren und schaltungsanordnung zur transformatorlosen erzeugung kleiner gleichspannungen und deren verwendung - Google Patents

Description

• Verfahren und Schaltunosanordnunq zur transformator-
• losen Erzeuqunq kleiner GleichsDannunqen und deren Verwendung-Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur transformatorlosen Erzeugung kleiner Gleichspannungen aus Netz-Wechselspannungen mit einem Leistungsschalter, insbesondere Leistungs-MOS-FET, über den ein Kondensator aufgeladen wird, einer Schaltungslogik, die den Leistungsschalter steuert und einem Doppelweggleichrichter sowie deren Verwendung.
• Die zur Versorgung elektronischer Schaltungen erforderlichen Kleinspannungen werden, wenn Batterien einen wirtschaftlichen Betrieb nicht mehr erlauben, üblicherweise einem kleinen Netzteil (Transformator, Gleichrichtung, Siebung und evtl.- Regelung) entnommen. Diese Schaltungsanordnungen sind jedoch aufwendig und vor allem großvolumig, da Netztransformatoren auch für kleinste Leistungen ein Mindestvolumen nicht unterschreiten. Wenn nur geringe Lastströme bis ca. 200 mA benötigt werden, ist das Verhältnis Aufwand zu nutzen bei derartigen -Schaltungsanordnungen ungünstig.
• Eine andere, häufig verwendete Art der Kleinspannungserzeugung führt über eine Widerstandsteilung mit vorgeschalteter Gleichrichterdiode. Diese verhältnismäßig kostengünstige Schaltungsanordnung ist jedoch im allgemeinen nur für Ströme bis ca. 20 mA geeignet, da sonst die Verlustleistung in den Vorwiderständen zu stark anwächst und die dabei auftretenden Erwärmungen nur noch schwer oder nicht mehr beherrschbar sind. Beispielsweise beträgt die Verlustleistung für einen Strom von 100 mA bei der üblichen Netzspannung von 220 V im Vorwiderstand ca. 20 W.
• Eine transformatorlose Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art zur Kleinspannungsversorgung in netzbetriebenen Geräten ist aus der DE-A1-27 40 763 bekannt.
• Die Schaltungslogik, die dabei aus einem MOS-Feldeffekttransistor (FET) besteht, unterbricht den Ladevorgang des Ladekondensators bei einer Spitzengleichrichtung vorzeitig. Als Schalter selbst, der von der Schaltungslogik gesteuert wird, dient ein weiterer Feldeffekttransistor. Bei einer definierten und periodisch wiederkehrenden Ladeunterbrechung kann mit dieser Schaltungsanordnung eine beliebig kleinere Gleichspannung aus der Netzwechselspannung erzeugt werden. Die periodische Spannungsunterbrechung wird dabei spannungsabhängig durchgeführt.
• Die bekannte Schaltungsanordnung weist einen vorgeschalteten Doppelweg-Gleichrichter auf, so daß beide Netzhalbwellen für die Kleinspannungserzeugung herangezogen werden. Ein Problem bei solchen Schaltungen mit Doppelweqgleichrichtern ist jedoch das Erfassen der periodisch wiederkehrenden Ladeunterbrechungen, die sehr nahe am Netzspannungsnullpunkt liegen müssen. Die Erfassung des Netznulldurchgangs nach einem Doppelweggleichrichter ist aber schwierig und außerdem unsicher, da unvermeidliche Schaltkapazitäten oder zeitlich ungünstige Störspitzen die Spannung nicht auf Null absinken lassen. Ein definiertes Erfassen des Nullpunktes ist aber für die Schaltung funktionswichtig, denn des Verlängern der Schaltphase, z.B. bis auf Dauer einer Halbwelle, läßt die Verlustleistung sofort auf schaltungszerstörende Werte ansteigen.
• Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art anzugeben, bei der auch bei der Verwendung eines Doppelweqgleichrichters die periodisch wiederkehrenden Ladeunterbrechungen in der Nähe des Netzspannungsnullpunktes erfolgen.
• Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß zur Erzeugung der Steuerspannung für den Leistungsschalter der Steuerloqik zwei Referenzspannungen zugeführt werden, und daß die Referenzspannungen zwischen jeweils einem netzseitigen Anschluß und einem Ausgangspunkt des Doppelweggleichrichters abgegriffen werden.
• Durch das erfindungsgemäße Umgehen des Doppelwegnetzgleichrichters durch direkte Einführung der Netzspannungsanschlüsse in die Stromversorgung wird der Vorteil erzielt, daß der Netznulldurchgang eindeutig erfaßt werden kann.
• Zweckmäßige Ausgestaltungen der Schaltungsanordnung sowie eine Verwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens und der Schaltungsanordnung sind in den Unteransprüchen angeführt.
• Die Erfindung wird anhand der folgenden Ausführungsbeispiele näher erläutert. In der dazugehörenden Zeichnung zeigen Fig. 1 ein Prinzipschaltbild, Fig. 2 ein Spannungsdiagramm, Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel zur Stromversorgung eines elektrischen Rasierapparates und Fig. 4 ein Strom-Spannungsdiagramm der Schaltungsanordnung nach Fig. 3.
• In der Fig. 1 ist ein Prinzipschaltbild der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dargestellt. Die Netz-Wechselspannung UD wird über die Anschlüsse A und C einem Doppelweggleichrichter G zugeführt. An den Ausgängen B und D des Gleichrichters G liegt die gleichgerichtete Spannung UDB. Diese Gleichspannung UDB wird einer Reihenschaltung zugeführt, die aus dem Leistungsschalter T, beispielsweise einem Leistungs-MOS-FET, und dem Ladekondensator C besteht. Parallel zum Ladekondensator C ist der Lastwiderstand RL geschaltet, der somit mit der Ausgangsspannung 1JA des Kondensators C versorgt wird.
• Die Schaltungslogik wird durch den Verstärker V gebildet, an dessen Eingänge die Referenzspannungen UAB bzw. UCB gelegt sind. Diese Referenzspannungen UAB bz. UCB werden zwischen jeweils einem netzseitigen AnschluB A bzw. C und dem einen Ausgang B des Doppelweqgleichrichters G abgegriffen. Der Verstärker V steuert mit seiner Ausgangsspannung UGB den Schalttransistor T leitend und zwar impulsförmig nahe dem Netzspannungsnulldurchgang.
• Sind die Steuerimpulse halbperiodisch definiert, entsteht am Ladekondensator C eine sehr kleine Gleichspannung, wobei die Verlustleistung am Transistor T sehr klein bleibt.
• In der Fig. 2 ist der zeitliche Verlauf der einzelnen in der Schaltungsanordnung der Fig. 1 auftretenden Spannungen dargestellt. Aus Fig. 2 b ist insbesondere zu erkennen, daß die über den Ausgängen D und B des Doppelweggleichrichters G abgegriffene Spannung nicht den Wert Null erreicht. Dagegen erreichen die in der Fig. 2 c bzw. 2 d dargestellten Referenzspannungen UAB und UCB eindeutig den Wert kleiner Null, wobei der negative Betrag mindestens der Durchlaßspannung UF der einzelnen Gleichrichterdioden des Doppelweggleichrichters G entspricht. Durch das erfindungsgemäße Umgehen des Doppelwegnetzgleichrichters G wird der Vorteil erreicht, daß der Verstärker V die in der Fig. 2 e dargestellten impulsförmigen Spannungen UGB in der Nähe des Nulldurchganqs der in der Fig. 2 a dargestellten Netz-Wechselspannung UD liefert.
• In der Fig. 3 ist ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dargestellt, die verlustleistungsarm und mit geringem Volumen in einem elektrischen Rasierapparat einen Akkumulator (nachgebildet durch den Ladekondensator C und den Lastwiderstand RL) mit 110 mA Ladestrom aus dem Netz auflädt.
• Eine herkömmliche Schaltung mit Netztransformator hätte im Rasierapparat keinen Platz, und ebenso könnte die Verlustleistung einer Widerstandsteilerschaltung mit ca.
• 25 W nicht verkraftet werden. Die in der Fig. 3 dargestellte Schaltungsanordnung weist dagegen nur eine Gesamtverlustleistung von ca. 3 W auf.
• Die Netzwechselspannung U von 220 V wird über die Sicherung Si an die Eingänge A und C des Doppelweggleichrichters G gelegt. Die an den Ausgängen D und B des Doppelweggleichrichters G abgegriffene Spannung UDB wird der Reihenschaltung zugeführt, die aus dem Widerstand R1, dem Leistungsschalter T und dem Ladekondensator C gebildet wird.
• Die Schaltungslogik besteht aus dem Doppeloperationsverstärker DOP an dessen invertierende Eingänge 2 und 6 erfindungsgemäß die Referenzspannungen UAB und UcB über jeweils einen Spannungsteiler R2, R3 bzw. R4 , R5 gelegt sind. Im Verstärker DOP werden die Referenzspannungen UAB und UcB mit der Spannung UDB verglichen, die über den einstellbaren Spannungsteiler R6, R7 an die nicht invertierenden Eingänge 3, 5 des Verstärkers DOP gelegt ist.
• Während der längsten Zeit ist immer ein Operationsverstärker durchgeschaltet, da die Referenzspannungen UAB oder UcB größer als der Vergleichswert sind. Nur nahe dem Nullpunkt tritt der umgekehrte Fall ein, weil beide Verstärker gesperrt sind, so daß der Leistungstransistor T durch die Spannung UGB kurzzeitig leitend geschaltet ist.
• Der Widerstand RR der die nicht invertierenden Eingänge 3, 5 und die Ausgänge 1, 7 des Verstärkers DOP überbrückt, bewirkt einen Mitkoppeleffekt, so daß der Verstärker DOP schneller schaltet.
• Zur Stromversorgung des Doppeloperationsverstärkers DOP dient eine Hilfsspannung, die mit der Diode D dem Widerstand R8 und der Zenerdiode Z mit parallel geschaltem Siebkondensator C1 erzeugt und dem Verstärker DOP über die Eingänge 4 und 8 zugeleitet wird.
• In der Fig. 4 ist der Spannungsverlauf der in der Fig. 3 dargestellten Schaltungsanordnung sowie der Stromverlauf I durch den Leistungsschalttransistor T dargestellt. Die angegebenen Zeitwerte beziehen sich auf eine Netzfrequenz von 50 Hz.
• Anstelle des in der Fig. 3 dargestellten Doppeloperationsverstärkers DOP können als Schaltungslogik auch Einzeltransistoren verwendet werden, wobei jedoch infolge der geringeren Eingangssteilheiten etwas ungünstigere Schaltflanken bewirkt werden.
• 7 Patentansprüche 4 Figuren

Claims (7)

1. Patentansprüche 1. Verfahren zur transformatorlosen Erzeugung kleiner Gleichspannungen aus Netz-Wechselspannungen mit einem Leistungsschalter, insbesondere Leistungs-MOS-FET, über den ein Kondensator aufgeladen wird, einer Schaltungslogik, die den Leistungsschalter steuert und einem Doppelweggleichrichter, d a d u r c h g e k e n n -z e i c h n e t, daß zur Erzeugung der Steuerspannung für für den Leistungsschalter (T) der Steuerlogik (V) zwei Referenzspannungen (UAB, UCB) zugeführt werden, und daß die Referenzspannungen (UAp, UCB) zwischen jeweils einem netzseitigen Anschluß (A, C) und einem Ausgangspunkt (B) des Doppelweggleichrichters (G) abgegriffen werden.
2. 2. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, d a du r c h g e k e n n -z e i c h n e t, daß die Schaltungslogik aus einem Doppeloperationverstärker (DOP) besteht.
3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Referenzspannungen (UAB, UcB) über jeweils eine Spannungsteilerschaltung (R2, R3; R4, R5) an die invertierenden Eingänge (2, 6) des Doppeloperationsverstärkers (DOP) gelegt sind, und daß die nicht invertierenden Eingänge (3, 5) des Doppeloperationsverstärkers (DOP) über eine einstellbare Spannungsteilerschaltung (R6, R7) mit den Ausgängen (D, B) des Doppelweggleichrichters (G) verbunden sind.
4. 4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 oder 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die nicht invertierenden Eingänge (3, 5) und die Ausgänge (1, 7) des Doppeloperationsverstärkers (DOP) über einen Koppelwiderstand (RR) miteinander verbunden sind.
5. 5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß zur Stromversorgung des Doppeloperationsverstärkers (DOP) eine Hilfsspannung verwendet wird, die aus der Reihenschaltung einer Diode (D) eines Widerstands (R8) und einer Zenerdiode (Z) mit parallel geschaltetem Siebkondensator (C1) gewonnen wird.
6. 6. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n nz e i c h n e t, daß die Schaltungslogik aus Einzeltransistoren - besteht.
7. 7. Verwendung des Verfahrens oder der Schaltungslogik nach einem der vorhergehenden Ansprüche in einem elektrischen Rasierapparat mit Akkumulator.