DE3030503A1

DE3030503A1 - Verfahren und vorrichtung zur signalerkennung bei einem fernsteuersystem mit beeinflussung des nulldurchganges der netzwechselspannung

Info

Publication number: DE3030503A1
Application number: DE19803030503
Authority: DE
Inventors: Eduard Baumann; Roger Uster Kniel
Original assignee: Zellweger Uster AG
Current assignee: Zellweger Uster AG
Priority date: 1979-10-12
Filing date: 1980-08-12
Publication date: 1982-02-25
Also published as: GB2065425A; NZ195231A; GB2065425B; DE3030503C2; US4340880A; AU536603B2; CH647361A5; AU6274780A; AU3197284A; CA1139861A; ZA805870B

Description

PATENTANWÄLTE MANlTZ, FINSTERWALD & QRÄMKOW

Zellweger üster AG Wilstraße 11

CH-8610 üster

DEUTSCHE PATENTANWÄLTE DR. GERHART MANITZ · DiPL -phys MANFRED FINSTERWALD · dipl-ing.dipl.-WIRTSCHung. WERNER GRÄMKOW-DlPL-ING ^! DR. HELIANE HEYN ■ DlPL -CHEM. HANNS-JÖRG ROTERMUND · DiPL -phys BRITISH CHARTERED PATENT AGENT JAMES G. MORGAN B SC (phys ). O μ s ,

ZUGELASSENE VERTRETER BEIM EUROPAISCHEN PATENTAMT REPRESENTATIVES BEFORE THE EUROPEAN PATENT OFFICE MANDATAIRES AGREES PRES LOFFICE EUROPEEN DES BREVETS

München, den 12.8*1980 SL-Z 2099

Verfahren und Vorrichtung zur Signalerkennung bei einem Fernsteuersystem mit Beeinflussung des Nulldurchganges der Netzwechselspannung

MANlTZ · FINSTERWALD HEYN · MORGAN · 8000 MÖNCHEN 22 ■ ROBERT-KOCH-STRASSE1 · TEL. (089) 224211 · TELEX 05-29 672 PATMF

GRÄMKOW · ROTEHMUND 7000 STUTTGART SO (BAD CANNSTATT) · SEELBERGSTR. 23/25 -TEL. (0711) S67261 ZENTRALKASSE BAYER. VOLKSBANKEN MÜNCHEN - KONTO-NUMMER 7270 · POSTSCHECK: MÜNCHEN 77062 - 805

Verfahren und Vorrichtung zur Signalerkennung bei einem Fernsteuersystem mit Beeinflussung des Nu11durchgangs der Netzwechselspannung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Signalerkennung in einem Fernsteuersystem, bei welchem sendeseitig das Fernsteuersignal durch gezielte Beeinflussung des Spannungsverlaufs während einer Beeinflussungszeitspanne in einem Bereich um mindestens einen Nulldurchgang der sendeseitigen Netzwechselspannung erzeugt, dieser aufgeprägt, über ein Starkstromnetz verbreitet und empfangsseitig das Auftreten eines solchen Fernsteuersignals durch Vergleich der empfangsseitigen Netzwechselspannung während bestimmten Vergleichszeitspannen im Bereich von empfangsseitigen Netzwechselspannungs - Nulldurchgängen erfolgt. Ein solches Fernsteuersystem ist beispielsweise unter der Bezeichnung ■ CYCLOCONTROL bekannt, siehe beispielsweise den Artikel "Use of London's electricity supply system for centralised control ; von A.J. Baggott, B.E. Eyre, 6. Fielding, F.M. Gray ; PROCEEDINGS IEE, Vol.125, No.4, APRIL 1978 Seiten 311 bis 327" insbesondere Abschnitte 5.2 bis 5·3.4·

Bei Fernsteuersystemen der hier interessierenden Gattung nach dem Stande der Technik wird zur Erzeugung eines Fernsteuersignals auf der Sendeseite der Verlauf der Netzspannung im Bereiche von Nulldurchgängen der beispielsweise

17904

5O Hz Wechselspannungskurve vorübergehend dadurch geändert, dass auf jeder Phase der Sekundärseite eines Mittelspannungs-Transformators durch zeitweise Zündung je eines Thyristors eine Kurzschlussbelastung auftritt. Diese stossweise Belastung erfolgt beispielsweise während einer Beeinflussungszeitspanne von minus bis plus 25 elektrisch, um mindestens einen Nulldurchgang der Netzwechselspannungskurve.

Durch diese stossweise Belastung des Mittelspannungs-Transformators entsteht eine Beeinflussung der Netzwechselspannungskurve und diese Beeinflussung, beziehungsweise Abweichung von der Sinusform, stellt das Fernsteuersignal dar. Das Fernsteuersignal wird durch das genannte Vorgehen der Netzwechselspannung aufgeprägt und im angeschlossenen und auch übergeordneten Starkstromnetz ausgebreitet.

An dieses Starkstromnetz, beispielsweise über weitere Transformatoren angeschlossene Empfänger am Standort fernzusteuernder Energieverbraucher werten die durch die genannte Beeinflussung verzerrte Netzspannung aus, d.h. sie sprechen auf das so erzeugte Fernsteuersignal an.

Bekannte Empfangsverfahren und Empfänger beruhen nun darauf, jeweils ab einem Nulldurchgang der empfangsseitigen Netzspannung während einer Zeitspanne von dem halben Wert der Beeinflussungszeitspanne den empfangsseitigen Verlauf der Netzspannung zu überwachen, beispielsweise zu integrieren

17904

■9·

und das Integrationsergebnis zu vergleichen mit zuvor auf gleiche Weise erhaltenen Integrationswerten. Die Integrationsergebnisse unterscheiden sich normalerweise je nachdem bei einem ausgewerteten Nulldurchgang auf der Sendeseite keine Beeinflussung oder eine Beeinflussung der beschriebenen Art stattgefunden hat.

An den abweichenden Integrationsergebnissen wird empfangsseitig somit das Vorliegen eines Fernsteuersignals erkannt und dieses kann in an sich bekannter Weise, beispielsweise in einer Dekodiereinrichtung weiter ausgewertet werden. Siehe diesbezüglich beispielsweise den zitierten Artikel.

Es sind Fernsteuersysteme bekannt, bei denen zur Uebertragung einer Information die zeitliche Folge der Nulldurchgänge der Netzspannung temporär verändert wird. Bei einem andern bekannten System wird zur Markierung eines Signals der Wert der Netzspannung an bestimmten Stelle der Periode, z.B. kurz vor bis kurz nach dem Nulldurchgang, beispielsweise beim Uebergang von einer positiven zur negativen Spannungshalbwelle, beeinflusst. Besonders dieses letztgenannte Verfahren hat den Vorteil einfacher Beeinflussungsmittel, oder anders ausgedrückt, besonders einfacher Sender. Sie können für ein Dreiphasennetz im wesentlichen aus drei von je einer der Phasen zum Nulleiter geschalteten Thyristoren bestehen, die kurz vor dem Nulldurchgang der Span-

17904

nung von der positiven zur negativen Halbwelle gezündet werden. Die Zündung führt zu einem Zusammenbruch der Spannung an der betreffenden Phase und zur Ausbildung eines Kurzschluss-Stromes. Dieser in der Praxis meist induktive Kurzschluss-Strom erreicht schon relativ kurz nach dem Nulldurchgang der speisenden Spannung wieder den Wert Null, worauf der Thyristor automatisch löscht und die Spannung auf den unbeeinflussten Wert zurückspringt. Das aus der Spannungsveränderung im Bereiche dieses Nulldurchganges bestehende Signal breitet sich im ganzen Netz aus. Insbesondere hat der geschilderte Vorgang auch Rückwirkungen auf das speisende übergeordnete Netz, sodass das Signal auch in benachbarten Netzbereichen empfangen werden kann. Die Empfänger für ein solches Uebertragungssystem sind beispielsweise so gebaut, dass sie die Netzspannung nach jedem Nulldurchgang von der positiven zur negativen Spannungshalbwelle - ausgelöst durch den Nulldurchgang selbst für kurze Zeit integrieren und das Resultat bis zum nächsten Nulldurchgang von der positiven zur negativen Halbwelle speichern. Bleibt die Spannungskurve unbeeinflusst, d.h. wird sendeseitig kein Fernsteuersignal erzeugt, so ergibt die neuerliehe Integration praktisch wieder den zuvor erhaltenen Wert. Wurde jedoch sendeseitig die Netzwechselspannung in der früher beschriebenen Art beeinflusst, d.h. gesenkt, so ergibt die Integration nunmehr einen merklich tieferen Wert, was vom Empfänger beispielsweise durch Differenz-

17904

bildung als Fernsteuersignal interpretiert wird.

Fernsteuerempfänger dieser Art weisen den schwerwiegenden Nachteil auf, dass sie unter gewissen Umständen Fernsteuersignale wiederholt verpassen und zwar,weil zwischen der Netzspannung am Sendeort und der Netzspannung am Empfangsort - gegeben durch die zurzeit herrschende Netzkonfiguration und Netzbelastungssituation - erhebliche Phasendifferenzen bestehen können, sodass die aus der Netzspannungskurve am Sendeort abgeleitete Sendezeit unter Umständen nicht mehr in der notwendigen Weise mit der am Empfangs ort ebenfalls aus der Netzspannungskurve abgeleiteten Auswertezeit übereinstimmt. Ferner erfährt der durch die beschriebene Spannungsabsenkung am Sendeort dargestellte Signalimpuls durch die im Netz vorhandenen Leitungen, Transformatoren, Kondensatoren und Verbrauchsapparate nicht nur eine Dämpfung, sondern auch eine Verformung. Besonders bei kleiner Netzlast können Einschwingvorgänge auftreten, die, namentlich bei relativ kurzer Auswertezeit,dazu führen können, dass trotz Aussendung eines Fernsteuersignals, d.h. Absenken der Spannung am Sendeort im Bereich eines Nulldurchganges, am Empfangsort während der Auswerteperiode im Empfänger ein gleiches Resultat entsteht, wie bei sendeseitig unbeeinflusster Spannungskurve.

17904

♦ Ψ

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde den genannten Nachteil zu beheben und insbesondere ein einfaches Verfahren zur Erkennung eines Fernsteuersignals der genannten Art zu schaffen, bei welchem praktisch unabhängig von der jeweiligen Netzkonfiguration und Netzbelastungssituation empfangsseitig eine zuverlässige Erkennung von sendeseitig dem Starkstromnetz aufgeprägten Fernsteuersignalen gewährleistet ist, sowie die Schaffung einer Vorrichtung zur Ausführung des Verfahrens, bei welcher mit einfachen Mitteln die Zuverlässigkeit der Erkennung von Fernsteuersignalen praktisch unabhängig von den jeweiligen Netzverhältnissen gegenüber dem Stand der Technik beträchtlich erhöht ist.

Merkmale des Verfahrens und der Vorrichtung sind in den Ansprüchen aufgeführt und in der nachfolgenden Beschreibung dargestellt. Im folgenden wird die Erfindung anhand der Zeichnung beispielsweise erläutert. Dabei zeigt:

Fig. 1 schematisch ein Starkstromnetz in welchem das Verfahren angewendet wird;

Fig. 2a den normalen sinusförmigen Verlauf der Netzwechselspannung am Sendeort;

Fig. 2b die Beeinflussung des Netzwechselspannungsverlaufs am Sendeort im Bereich eines Nulldurchganges;

Fig. 2c ein möglicher Verlauf des sich durch die Beeinflussung ergebenden Kurzschluss-Stromes;

17904

Il 4 I

Λ*

^f..^: 303Q5Q3

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Fernsteuerempfängers;

Fig. 4 ein Blockschaltbild einer ersten Variante eines Taktgebers für einen Fernsteuerempfänger nach Fig.3}

Fig. 5 ein Blockschaltbild einer zweiten Variante eines Taktgebers;

Fig.. 6 ein Blockschaltbild einer dritten Variante eines Taktgebers;

Fig. 7 ein Blockschaltbild einer ersten Variante eines Detektors;

Fig. 8 ein Blockschaltbild einer zweiten Variante eines Detektors.

In allen Figuren werden für sich entsprechende Teile die gleichen Bezugszeichen verwendet.

17904

Die Figur 1 zeigt in schematischer Darstellung ein Starkstromnets, in welchem das Verfahren angewendet wird. Ein Hochspannungsnetz 1 von beispielsweise 66 kV mit seinen Phasenleitern R, S, T ist über einen Hochspannungs / Mittelspannungs - Transformator 2 mit einem Mittelepannungsnetz 3 von beispielsweise 11 kV verbunden.

Heber einen Mittelspannungs/Niederspannungs - Transformator 4 ist ein Niederspannungsnetz 5 von beispielsweise 380 V angeschlossen. Die Fhasenleiter des Niederspannungsnetzes sind mit U, V, W und sein Nulleiter ist mit dem Buchstaben 0 bezeichnet.

An das Niederspannungsnetz 5 ist ein Fernsteuersender 6 angeschlossen welcher im wesentlichen drei Thyristoren 7» 8 und 9 sowie einen Zündimpuls geber 10 aufweist. Der Thyristor 7 ist zwischen dem Phasenleiter U und dem NuI leiter 0, der Thyristor 8 zwischen dem Phasenleiter V und dem Nulleiter 0 und der Thyristor 9 zwischen dem Phasenleiter M und dem Nulleiter 0 angeordnet.

Die Zündelektroden der Thyristoren 7, 8 und 9 sind über Zündleitungen 11 mit den Zündausgängen des Zündimpulsgebers 10 verbunden.

An das Mittelspannungsnetz 3 ist über einen weiteren Mittel spannungs/Niederspannungs - Transformator 12 ein zweites Niederspannungsnetz 13 angeschlossen und über einen zusätz-

17904

lichen Hittelspannungs/Niederspannungs - Transformator 14 ein zusätzliches Niederspannungsnetz 15 angeschlossen.

Jeweils zwischen Nulleiter und einem beliebigen Phasenleiter U, V oder W in den Niederspannungsnetzen 5» 13 und 15 sind Pernsteuerempfanger 16,beziehungsweise 17,beziehungsweise 18 anschaltbar, durch welche gemäss empfangenen Fernsteuerbefehlen an die betreffenden Niederspannungsnetze angeschlossene Stromverbraucher ferngesteuert angeschaltet beziehungsweise von diesen abgeschaltet werden können.

Die Fig. 2a zeigt den normalen sinusförmigen Verlauf 20 der Netzwechselspannung Ujj am Sendeort, also beispielsweise auf jeder Phase des Niederspannungsnetzes 5 (Fig.l).

Die Fig.2b zeigt den Spannungsverlauf 21 am Sendeort,wie er durch die beschriebene Beeinflussung während einer Beeinflussungszeitspanne Tg zustande kommt.

Schliesslich zeigt die Fig.2c einen möglichen Kurzschlussstromverlauf 22, wie er in jeder der Phasen U, V, ¥ des Niederspannungsnetzes 5 auftritt, wenn der betreffende Thyristor 7, beziehungsweise 8, beziehungsweise 9 vorübergehend gezündet wird.

17904

♦ »

Ab-

Die Fig.3 zeigt ein Blockschaltbild eines Fernsteuerempfängers 16, beziehungsweise 17, beziehungsweise 18, welcher für den Empfang und die Auswertung der früher erwähnten Fernsteuersignale geeignet ist. Der Fernsteuereapfanger weist eine erste Eingangsklemme 23» welche beispielsweise mit dem Nulleiter 0 des Niederspannungsnetzes 5 verbunden ist (Pig.l) und eine zweite Eingangsklemme 24 auf, welche beispielsweise mit dem Phasenleiter U des Niederspannungsnetzes 5 verbunden ist (Fig.l). Ueber eine, im weiteren als Minussammeischiene 25 bezeichnete Leitung sind ein Stromversorgungsteil 26 bekannter Art, ein Taktgeber 27, ein Detektor 28, ein Dekoder 29» ein erster Schalttransistor 30, ein zweiter Schalttransistor 31 und eine erste Ausgangsklemme 32 miteinander verbunden.

Ueber eine Leitung 33 wird der Eingangsklemme 34 des Stromversorgungsteils 26 die an der zweiten Eingangsklemme 24 des Fernsteuerempfängers 16 liegende Netzspannung Ug- zugeführt. Die Minusklemme 35 des Stromversorgungsteils 26 ist über eine Leitung 36 an die Minussammelschiene 25 angeschlossen. Von der Plusklemme 37 des Stromversorgungsteils 26 führt eine Plussammeischiene 38 zur positiven Speiseklemme 39 des Taktgebers 27, zur positiven Speiseklemme 40 des Detektors 28, zur positiven Speiseklemme 41 des Dekoders 29 und zum Speisepunkt 42 eines Schaltorgans 43» welches einen Starkstromkontakt 44 aufweist und beispiels-

17904

• ·

• /f7-

weise als bistabiles Relais ausgebildet ist.

Der eine Pol 45 des Starkstromkontaktes 44 ist mit einer zweiten Ausgangsklemme 46 des Fernsteuerempfängers 16 verbunden und der andere Pol 47 des Starkstromkontaktes 44 ist über eine dritte Ausgangsklemme 48 des Fernsteuerempfängers 16 mit einem Phasenleiter, beispielsweise U des Niederspannungsnetzes 5 (Fig.l) verbunden. Es ist ersichtlich, dass bei geschlossenem Starkstromkontakt 44 ein Stromverbraueher 49 an das Niederspannungsnetz 5 angeschlossen ist, hingegen bei geöffnetem Starkstromkontakt 44 vom Niederspannungsnetz 5 abgeschaltet ist.

Aufgabe des Fernsteuerempfängers 16 ist es nun, allfällig auf dem Niederspannungsnetz 5 zu ihm gelangende Fernsteuersignale der beschriebenen Art zu erkennen, zu empfangen, auszuwerten und je nach dem Informationsgehalt des Fernsteuersignals gegebenenfalls durch entsprechende Erregung des Schaltorganes 43 den Stromverbraucher 49 an das Niederspannungsnetz 5 anzuschalten oder von ihm abzuschalten.

Stromversorgungsteile weiche für Fernsteuerempfänger geeignet sind sind bekannt, vergleiche beispielsweise das Buch: Halbleiter-Schaltungstechnik, Tietze/Schenk, Springer Verlag, Berlin, Heidelberg, New York, 1978, Kapitel 16.

Dem Taktgeber 27 wird über eine Leitung 50 von der zweiten

17904

Eingangsklemme 24 des Ferneteuerempfängers 16 an eine Eingangsklemme 51 die Netzspannung TJjj zugeführt. Seine Hinuskleome 52 ist mit der Hinussammelschiene 25 und damit über die erste Singangsklemme 25 auch mit dem Nulleiter des Niederspannungsnetzes 5 verbunden (Fig.l). Der Taktgeber 27 leitet aus der ihm zugeführten Netzspannung U„ Taktimpulse ab, welche von seiner Ausgangsklemme 53 über eine Leitung 54 einem Takteingang 55 des Detektors 28 zugeführt wird. Ausführungsbeispiele für den Taktgeber 27 werden später erläutert.

Ueber die Leitung 50 wird auch dem Detektor 28 an seine Eingangsklemme 56 die Netzspannung Ujj mit dem allfalls überlagerten Fernsteuersignal Ug zugeführt. Eine Hinusklemme 57 des Detektors 28 ist mit der Hinussammelschiene 25 verbunden. Eine Ausgangsklemme 57*des Detektors 28 gibt über eine Leitung 58 das empfangene Fernsteuersignal Ug in der Form eines logischen Signale Us ab. Von der Ausgangsklemme 57 des Detektors 28 gelangt dieses Ausgangssignal Ug über eine Leitung 58 an eine Singangeklemme 59 des Dekoders 29 und wird in diesem dekodiert. Ueber die Leitung 50 wird auch dem Dekoder 29 an eine weitere Eingangsklemme 60 die Netzspannung Uy zugeführt. Die Minusklemme 61 des Dekoders 29 ist mit der Hinussammelschiene 25 verbunden.

An einer ersten Ausgangekleame 62 gibt der Dekoder 29 ge-

17904

■^:'^S..^:Ü 3Q305Q3

gebenenfalls ein Steuersignal für den ersten Schalttranaistor 30 ab. An einer zweiten Ausgangsklemme 63 gibt der Dekoder 29 gegebenenfalls ein Steuersignal für den zweiten Schalttransistor 31 ab. Hierdurch wird das Schaltorgan 43 in eine erste beziehungsweise zweite Lage versetzt und schaltet über den Starkstromkontakt 44 den Stromverbraucher 49 an beziehungsweise ab.

Dekoder(29) sind bekannt, vergleiche beispielsweise CH - Patent Nr. 566086 und DP 1166333-

Ein erstes Ausführungsbeispiel für einen Taktgeber 27 wird nunmehr anhand der Fig.4 erläutert. Zwischen der Eingangsklemme 51 und der Minusklemme 52 liegt die Netzspannung Ujj. Aus dieser Netzspannung wird mittels der Serieschaltung eines Widerstandes 64 und einer Zenerdiode 65 am Schaltungspunkt 66 eine Folge von positiven Rechteckimpulsen gebildet, deren Impulsdauer gleich der Dauer der positiven Halbwelle der Netzspannung U^ ist. Diese Impulse werden über eine Leitung 67 einem Eingang 68 einer ersten monostabilen Kippschaltung 69zugeführt. Der positive Speisungspunkt 70 der Kippschaltung 69 ist über eine Leitung 71 an die positive Speiseklemme 39 des Taktgebers 27 angeschlossen.

Solche monostabile Kippschaltungen sind bekannt, siehe beispielsweise das bereits zitierte Buch Halbleiter-Schaltungstechnik, Kapitel 8.3.

17904

• ΙΌ.

Der Ausgang 72 der ersten monostabilen Kippschaltung 69 ist über eine Leitung 73 mit dem Eingang 74 einer zweiten monostabilen Kippschaltung 75 verbunden. Dabei ist die Anordnung so getroffen, dass die zweite monostabile Kippschaltung 75 durch die negative Flanke eines zugeführten Rechteckimpulses getriggert wird. Der positive Speieepunkt 76 der monostabilen Kippschaltung 75 ist ebenfalls an die Leitung 71 angeschlossen. Die negativen Pole der Kippschaltungen 69 und 75 sind mit der Minussammeischiene 25 verbunden.

Am Ausgang 77 der zweiten monostabilen Kippschaltung 73 erscheint ein logisches Signal Uj₁ als Folge von Rechteckimpulsen, welchesüber eine Leitung 78 an den Ausgang 53 des Taktgebers 27 gelangt.

Durch das logische Signal Uj₁ wird durch jeden Rechteckimpuls jeweils eine Zeitspanne T-y definiert, deren Beginn jeweils durch die Daten, beziehungsweise Einstellung,der ersten monostabilen Kippschaltung 69 und deren Dauer jeweils durch die Daten, beziehungsweise Einstellung der zweiten monostabilen Kippschaltung 75 bestimmt ist. Zufolge der Ableitung der Impulse am Eingang 68 der ersten monostabilen Kippschaltung 69 aus der Netzspannung Uj]- ist der Beginn jeder solcher Zeitspanne Ty an den Verlauf der empfangsseitigen Netzwechselspannung gebunden.

Der Beginn jeder Zeitspanne T„ gegenüber dem Nulldurchgang

17904

der Wechselspannung kann durch die Zeiteinstellung der monostabilen Kippschaltung 69 und die Zeitdauer durch die Einstellung der Zeitkonstanten der zweiten monostabilen Kippschaltung 75 definiert werden.

Die Pig.5 zeigt ein Blockschaltbild einer zweiten Variante eines Taktgebers. Dieser Taktgeber 27* bildet ebenfalls ein logisches Signal in der Form von Rechteckimpulsen mit der Zeitdauer Ty, wobei aber der Beginn jeder Zeitspanne Τγ nicht wie beim Ausführungsbeispiel nach Fig.4 an einen Nulldurchgang der Netzwechselspannung gebunden ist, sondern an jeweils denjenigen Zeitpunkt, in welchem der Momentanwert der Netzspannung einen vorgegebenen Spannungswert bei vorgegebener Polarität erreicht.

Nachfolgend wird die Schaltung eines Taktgebers 27* gemäss der zweiten Variante beschrieben. Zwischen der Eingangsklemme 51 und der Minusklemme 52 liegt die Netzspannung Ujj. Aus dieser wird mittele einer Serieschaltung eines ersten Widerstandes 79 und eines zweiten Widerstandes 80 und einer zum zweiten Widerstand 80 parallel geschalteten Diode 81 an einem Schaltungspunkt 82 eine Folge von Wechselspannungs-Halbwellen positiver Polarität gebildet, welche über eine Leitung 83 dem positiven Eingang 84 eines Operationsverstärkers 85 zugeführt wird. Vom positiven Speisungspunkt 70 des Taktgebers 27* führt ein Widerstand 86 zu ei-

17904 "_Op,_G!MA!. M*—^D

3O3Ö15Q3

ner Zenerdiode 87, welche dem negativen Eingang 88 des
Operationsverstärkers 85 eine definierte Vorspannung,bezogen auf die Minussammelschiene 25, erteilt.

Der Operationsverstärker 85 vergleicht die Spannung an seinem positiven Eingang 84 laufend mit der am negativen Eingang 88 liegenden Spannung. Infolge- der sehr grossen Verstärkung des Operationsverstärkers 85 ist die Spannung am Ausgang 89 des Operationsverstärkers 85 so lange positiv, als die Spannung am Eingang 84 höher ist als am Eingang 88 und Null solange die Spannung am Eingang 84 unterhalb der Spannung am Eingang 88 ist. Es ist ersichtlich,dass der
Spannungswechsel am Ausgang 89 des Operationsverstärkers
85 jeweils dann erfolgt, wenn der Momentanwert der Netzspannung Ujj einen durch die Spannungsteilung mittels der Widerstände 79 und 80 und die Spannung am Eingang 88 des
Operationsverstärkers 85 definierten Wert durchläuft.

Der Ausgang 89 des Operationsverstärkers 85 ist über eine Leitung 90 mit dem Eingang 74 einer monostabilen Kippschaltung 75 verbunden _t deren positiver Speisepunkt mit der positiven Speiseklemme 39 des Taktgebers 27* verbunden ist.

Am Ausgang 77 der monostabilen Kippschaltung 75 erscheint ein logisches Ausgangssignal Uj₁, welches über eine Leitung 78 der Ausgangsklemme 53 des Taktgebers 27* zugeführt wird.

17904

■ 23.

Am Ausgang 53 des Taktgebers 27* erscheinen Rechteckimpulse mit der Zeitdauer Ty. Dabei ist wie beim Taktgeber 27 nach Fig.4 die Zeitdauer Ty durch die Zeitkonstante der monostabilen Kippschaltung 75 bestimmt, während der Beginn der Zeitspanne Ty jeweils durch den Zeitpunkt bestimmt ist, zu welchem der Momentanwert der Netzspannung einen bestimmten Spannungswert bei bestimmter Polarität durchläuft.

Die Pig.6 zeigt ein Blockschaltbild einer dritten Variante des Taktgebers. Dieser Taktgeber 27** ist in digitaler Schaltungsweise aufgebaut, um eine gegenüber analogen Schaltungen höhere Genauigkeit sowohl des Beginns der zu bildenden Zeitspanne Ty inbezug auf den Verlauf der empfangsseitigen

Netzwechselspannung, als auch der Dauer der Zeitspanne selbst zu erreichen.

Zwischen der Eingangsklemme 51 und der Minusklemme 52 des Taktgebers 27** liegt die Netzspannung Ujj. Aus dieser Netzspannung Uj. wird mittels der Serieschaltung des Widerstandes 64 und der Zenerdiode 65 am Schaltungspunkt 66 eine Folge von positiven Rechteckimpalsen gebildet, deren Dauer gleich der Dauer der positiven Halbwelle der Netzspannung Ujj ist.

Diese Impulse werden über eine Leitung 91 dem Eingang 92 eines an sich bekannten Phasenregelkreises (phase-locked loop; PLL) 93 zugeführt. Der Phasenregelkreis 93 besteht aus einem Phasendetektor 94, einem Tiefpass 95, einem span-

17904

nungsgesteuerten Oszillator 96 und einem Frequenzteiler 97.

Dem Phasendetektor 94 werden einerseits an einen ersten Eingang 98 die vom Schaltungspunkt 66 kommenden von der Netzspannung Ujt abgeleiteten positiven Rechteckimpulse und anderseits an einen zweiten Eingang 99 über eine Leitung 100 vom Ausgang 101 des Frequenzteilers 97 kommende Rechteckimpulse zugeführt. Das am Ausgang 102 des Phasendetektors 94 in Abhängigkeit vom Phasenunterschied der beiden Eingangssignale abhängige Regelsignal wird dem Eingang 103 des Tiefpasses 95 zugeführt und von dessen Ausgang 104 als Steuerspannung dem Steuereingang IO5 des spannungsgesteuerten Oszillators 96 zugeführt. Das am Ausgang 106 des spannungsgesteuerten Oszillators auftretende Ausgangssignal wird einerseits dem Eingang 107 des Frequenzteilers 97 und andererseits dem Takteingang 108 eines Digitalzählers 109 zugeführt. Das Teilverhältnis des Frequenzteilers 97 ist dabei so eingestellt, dass er die Frequenz dee spanmingsgesteuerten Oszillators 96 auf den Frequenzwert der Netzspannung U^, d.h. auf die Frequenz der Impulse am Eingang 98 des Phasendetektors 94 herunterteilt. Impulse mit dieser geteilten Frequenz werden vom Ausgang 101 des Frequenzteilers 97 wie erwähnt über die Leitung 100 zum zweiten Eingang 99 des Phasendetektors 94 zurückgeführt.

Die an den Takteingang 108 des Digital Zählers 109 geführten Impulse werden vom Zähler IO9 gezählt und an seinem Ausgang

17904

• as-

110, als binäre Zahl dargestellt, abgegeben. An diesem Ausgang 110 bildet dabei der Zähler 109 die binäre Zahl der Schwingungen des spannungsgesteuerten Oszillators 96 seitdem dieser Zähler 109 durch einen Rückstellimpuls an seinem Rückstelleingang (RESET) 111 zum letztenmal zurückgestellt worden ist.

Dieser Rückstellimpuls wird in einem Differentiator 112 gebildet, welcher mit seinem Eingang 113 an dem Ausgang 101 des Frequenzteilers 97 angeschlossen ist.

Der Differentiator 112 besteht aus einem CR- Glied, aus einem Kondensator 114 und einem Widerstand 115 sowie einer Seriediode 116 und einem Widerstand 117. An einem Schaltungspunkt 118 werden die im Differentiator 112 gebildeten Rückstellimpulse abgenommen und über den Ausgang 119 des Differentiators 112 dem Rückstellanschluss 111 des Zählers 109 zugeführt.

Der Zähler 109 wird deshalb durch jede positive Planke der 50 Hz Spannung zurückgestellt. Am Ausgang 106 des spannungsgesteuerten Oszillators 96 entsteht daher eine Spannung, deren Frequenz ein Vielfaches der Netzfrequenz von 50 Hz ist, wobei die Vervielfachung durch den Divisor des Frequenzteilers 97 bestimmt ist. Dabei ist die genannte Spannung phasensynchron zur Netzspannung U^.

Die Frequenz des spännungsgesteuerten Oszillators 96 wird so

** gewählt, dass einerseits eine gewünschte Zeitspanne Ty und

17904

• a*.

andererseits eine bestimmte Verzögerungszeit Ijj des Beginns der Zeitspanne T gegenüber dem vorangehenden Nulldurchgang

" ■ ι ι

der Netzspannung U_ ganzzahlige Vielfache der Periodendauer der Netzspannung sind. Dabei sei N, die Anzahl Perioden, die der genannten Verzögerungszeit T-q entspricht und N2

die Zahl der Perioden,die der genannten Zeitspanne Ty entspricht.

Am Ausgang 120 des Taktgebers 27** soll ein Signal logisch 3j auftreten, solange die Zeitspanne Ty dauert. Dies ist der Fall für alle binären Zahlenwerte zwischen N·^ und N^ + N2 am Ausgang 110 des Zählers 109·

Diese Aufgabe wird von einem Dekoder 121 gelöst, welcher beispielsweise in der Form eines an sich bekannten Festwertspeichers (ROM oder PROH) ausgebildet sein kann und dessen Wahrheitstabelle für alle binären Zahlen an seinen Eingängen 122 die kleiner sind als N^ Null, für alle Zahlen zwischen N₁ und N, + Ng eine 1 und für alle Zahlen grosser als N^ + Np wieder eine Null beeinhaltet.

Alle Minusanschlüsse der Bauteile 94, 95, 96 und 97 des Phasenregelkreises 93 und die Fusspunkte des Differentiators 112 sowie des Zählers 109 und des Dekoders 121 sind an die Hinussaamelschiene 25 angeschlossen. Alle positiven Speisepunkte dieser genannten Bauteile sind an die positive Speiseklemme 39 des Taktgebers 27** angeschlossen.

17904

■ ·

Im folgenden wird der Aufbau und die Wirkungsweise von zwei Varianten des Detektors 28 des Fernsteuerempfängers 16 (Fig.3) beschrieben. Vorgängig der Beschreibung dieser beiden Varianten ist auf die besondere Problematik inbezug auf die Signalerkennung hinzuweisen.

Zwischen dem Zeitpunkt "des Beginns der Zeitspanne Tg am Sendeort und dem zeitlichen Auftreten des Fernsteuersignals Up an einem beliebigen im übertragenden Starkstromnetz anzunehmenden Empfangsort besteht wegen der zeitlich unbestimmten Veränderungsmöglichkeit der Verhältnisse bezüglich Netzstruktur, momentane Belastungssituation, Phasenlage in dem der Fernsteuersignalübertragung dienenden Starkstromnetz kein bestimmter, d.h. jederzeit voraussagbarer Zusammenhang.

Bei einem Fernsteuersystem der hier behandelten Art wird bekanntlich am Empfangsort durch Vergleich des Spannungsverlaufs der empfangsseitigen Netzspannung in einer Vergleichszeitspanne T„ bei Nulldurchgängen der Wechselspannung aufgrund auftretender Differenzen ein Fernsteuersignal erkannt. Da nun, wie vorstehend erwähnt, kein konstanter ,beziehungsweise voraussagbarer Zusammenhang zwischen der sendeseitigen Beeinflussungszeitspanne T_B und der Zeitspanne des tatsächlichen Auftretens des Fernsteuersignals Up an einem bestimmten Ort besteht, ist es bei einer festen Bindung der empfangsseitigen Vergleichszeitspanne Ty nach dem Stande der Tech-

17904

- 2üf -

• a*·

nik, also anschliessend an einen empfangsseitig festgestellten Nu11durchgang der dortigen Wechselspannung ,durchaus möglich , dass nicht eine optimale Uebereinstimmung zwischen dem Auftreten des Fernsteuersignals am Empfangsort und der so angenommenen Vergleichs Zeitspanne zustande kommt. Die Erfahrung hat sogar gezeigt, dass in praktisch unzulässig vielen Fällen das Auftreten des Fernsteuersignals wegen unpassender Lage der Vergleichszeitspanne Ty verpasst wird.

Um diesen Nachteil zu beheben wird daher gemäss der Erfindung mindestens eine der folgenden Massnairmen.· getroffen J

1. der Zeitpunkt des Beginns der Vergleichszeitspanne Ty wird vor den Zeitpunkt zu überwachender Nulldurchgänge der empfangsseitigen Wechselspannung gelegt.

2. Die Dauer der Vergleichszeitspanne wird grosser gewählt als die Hälfte der sendeseitigen Beeinflussungszeitspanne Tg.

3. Der Beginn der Vergleichszeitspanne Ty wird an den zeitlichen Verlauf der empfangsseitigen Netzspannung vor dem zu überwachenden Nulldurchgang gebunden.

4. Der Beginn der Vergleichs Zeitspanne Ty wird an einen dem zu überwachenden Nulldurchgang vorangehenden Nulldurchgang der empfangsseitigen Wechselspannung gebunden.

17904

5. Der Beginn der Vergleichszeitspanne Ty wird an einen bestimmten Sollwert des Momentanwertes der empfangsaeitigen Wechselspannung bei gegebener Polarität gebunden.

6. Der Beginn der Vergleichs Zeitspanne Ty wird gemäss einer oder mehrerer der vorstehenden Massnahmen 1 bis 5 unter Anwendung einer definierten Verzögerungszeit Τ- an den empfangsseitigen Verlauf der Wechselspannung vor dem zu überwachenden Nulldurchgang derselben gebunden.

7. Die Verzögerungszeit ÜL und oder die Vergleichszeitspanne Ty wird in einem bestimmten Verhältnis zur Periodendauer der Netzwechselspannung festgelegt.

Diese Massnahmen können, wie ersichtlich ist, durch die Anwendung einer geeigneten Variante der vorstehend beschriebenen Taktgeber 27, beziehungsweise 27*,beziehungsweise 27** realisiert werden.

Das von einer so gewählten Variante des Taktgebers 27,beziehungsweise 27*,beziehungsweise 27** abgegebene logische Signal Uj₄ wird als Taktsignal für die zeitweise Freigabe des Detektors 28 (Fig.3) benützt.

Anhand der Fig.7 wird eine erste Variante des Detektors 28 beschrieben. Wie erwähnt erfolgt die Erkennung des empfangs-

17904

seitig auftretenden Fernsteuersignals U_ durch. Vergleich des empfangsseitigen Spannungsverlaufes bei Nulldurchgängen der empfangsseitigen Wechselspannung in bestimmten Zeitspannen Ty , beziehungsweise Ty , beziehungsweise Ty . Während dieser Zeitspanne wird beispielsweise die dann auftretende Spannung integriert. Der Integrationswert wird temporär gespeichert und mit entsprechenden Integrationsergebnissen vorangehender entsprechender Zeitspannen verglichen, wobei aufgrund von auftretenden Differenzen das Auftreten des Fernsteuersignals Up erkannt wird.

Ein Detektor 28 nach der Bauart gemäss Fig.7 ist geeignet für Fälle, in welchen während der betreffenden Zeitspanne der Momentanwert der empfangsseitigen Wechselspannung sowohl positive als auch negative Werte aufweisen kann, d.h. dass während der genannten Zeitspanne tatsächlich ein Nulldurchgang auftritt. Es ist dann notwendig den erwähnten Vergleich nicht mit der Wechselspannung unmittelbar selbst, sondern nach deren Gleichrichtung durchzuführen, da sonst aus Symmetriebedingungen das Ergebnis mit und ohne Signal Null sein könnte.

Ist die Integrationszeit so gewählt, dass der Nulldurchgang der Wechselspannung während der Zeitspanne Ty beziehungsweise Ty beziehungsweise Ty stattfinden kann, so wird die Netzspannung Ujj, oder ein Teil derselben zwischen die Eingangs-

17904

klemme 56 (Fig.3) und die Minusklemme 57 (Fig.3) angelegt und in einem Vollweggleichrichter 123 (Fig.7) gleichgerichtet. Der Vollweggleichrichter 123 weist einen Transformator 124 mit Primärwicklung 125 und Sekundärwicklung 126 auf, dem ein Vollweggleichrichter 127 nachgeschaltet ist. An der Ausgangsklemme 128 des Gleichrichters 123 liegt während der

Zeitspanne Ty ,beziehungsweise Ty, beziehungsweise Ty die zu integrierende gleichgerichtete Wechselspannung.

Wurde die Integrationszeitspanne zeitlich so gelegt, dass sie immer vor oder nach einem Nulldurchgeng liegt, so könnte der Vollweggleichrichter 123 entfallen, beziehungsweise durch einen in Fig.7 gestrichelt eingezeichneten Einweggleichrichter 129 ersetzt werden. Der Vollweggleichrichter 127 kann beispielsweise auch durch einen anderen Vollweggleichrichter ersetzt werden,wie zum Beispiel durch einen an sich bekannten, über Dioden rückgekoppelten Operationsverstärker.

Der an den Ausgang 128 angeschlossene Integrator 130 wird durch einen Widerstand 131 und einen Kondensator 132 gebildet. Dies ist zwar im streng mathematischen Sinn kein vollkommener Integrator, aber solange die Spannung am Kondensator 132 viel kleiner ist als die Spannung zwischen den Klemmen 128 und 57 ist die Approximation der Integration für den vorliegenden Zweck völlig ausreichend.

Parallel zum Kondensator 132 liegt die Kollektorstrecke eines

17904

- 91 -

Transistors 133» welcher "bei durehgeschaltetem Zustand des Transistors 133 den Kondensator 132 kurzschliesst und somit die Integration verhindert, beziehungsweise deren Ergebnis, dargestellt durch die Ladung des Kondensators 132, löscht.

Die Basis des Transistors 133 wird durch einen Inverter 134, bestehend aus einem Uiderstand 135 und einem Transistor 136, gesteuert. Auf dieser. Inverter 134 kann bei entsprechender Ausbildung des Taktgebers 27 verzichtet werden.

In einem Kondensator 137 wird jeweils das Ergebnis einer vorangehenden Integration gespeichert, wobei allerdings ein Parallelwiderstand 138 für eine gewisse zeitliche Reduktion dieses Ergebnisses, d.h. der Ladespannung des Kondensators 137, sorgt.

Ist die Spannung am Kondensator 132 gegen Ende der Integrationszeit, also gegen Ende der Vergleichszeitspanne Ty beziehungsweise Ty _f beziehungsweise Ty _t grosser als die dannzuiaalige Ladespannung des Kondensators 137, so wird die Kollektorstrecke eines dem Kondensator 137 vorgeschalteten Transistors 139 leitend und der Kondensator 137 wird über einen Widerstand 140 von der positiven Speiseklemme 40 her nachgeladen. Durch entsprechende Wahl der Bauelemente kann dafür gesorgt werden, dass von der Ladung des Kondensators 132 nur ein praktisch vernachlässigbarer Bruchteil benötigt wird.

BAD ORIGINAL 17904

3"ö 3

- TfiL -

' 33.

Sofern der Netzspannung U_n ein Fernsteuersignal U_ der genannten Art überlagert ist, so hat dies zur Folge, dass das Ergebnis der Integration, d.h. die Spannung am Kondensator 132 kleiner wird als die Spannung am Kondensator die von einem normalen Nulldurchgang der Wechselspannung, d.h. ohne aufgeprägtes Fernsteuersignal Up₁ stammt.

Demzufolge wird während dieser Periode der Transistor 139 nicht leitend, d.h. es erfolgt keine Nachladung des Kondensators 137 und die Leitung I4I rur Basis eines Transistors 142 führt weiterhin das Potential der Speiseklemme 40. Dabei bleibt der Transistor 142 gesperrt, sodass über einen Kollektorwiderstand 143 der Kollektor des Transistors 142 und damit der mit ihm verbundene Eingang 144 eines nachgeschalteten Flip-Flops 145 auf dem Nullpotential der Minussammeischiene 146 liegen.

Sofern jedoch der Netzspannung Ujj bei einem so überwachten Nulldurchgang kein Fernsteuersignal Uj, überlagert ist, so wird der Kondensator 132 zufolge des dann höheren Integrationsergebnisses auf einen höheren Snannungswert aufgeladen als die momentane Ladespannung des Kondensators 137, weil dieser seit seiner letzten Nachladung über den Widerstand 138 Ladung verloren hat und sich daher seine L_adespannung etwas vermindert hat.

Sobald daher die tatsächliche Spannung am Kondensator 132

17904

diejenige am Kondensator 137 übersteigt (die Spannungsdifferenz zwischen Emitter und Basis des Transistors 139 wird hierbei vernachlässigt), so wird der Transistor 139 leitend, wodurch das Potential der Leitung 141 tiefer wird als die Speisespannung an der Speiseklemme 40. Hierdurch wird aber der Transistor 142 leitend und es entsteht am Eingang 144 des Flip-Flops 145 ein Impuls, welcher bei Beginn der Nachladung anfängt und cann aufhört, wenn das von der Klemme 55 über eine Leitung 147 dem weiteren Eingang 148 des Flip-Flops 145 vom Taktgeber 27 (Fig.3) zugeführte logische Signal Uj₁ wieder Null wird.

Als Flip-Flop 145 wird ein sogenanntes Set/Reset Flip-Flop verwendet, welches folgende Eigenschaften hat :

Der "Reset" ist gegenüber dem "Set" dominant und sowohl "Set"- wie "Reset" - Eingang 144 und 148 sind durch positive Impulsflanken steuerbar.

An den Ausgang 149 des Flip-Flops 145 ist ein erster Eingang 150 eines UND - Tores 151 angeschlossen, dessen zweiter Ein gang 152 ein invertierter Eingang ist und welchem über die Leitung 147 das an der Klemme 55 liegende logische Signal Uj₁ zugeführt ist. Der Ausgang 153 des UND - Tores 151 ist mit der Ausgangsklemme 57* des Detektors 28 verbunden.

17904

■ ti

Die Pig.8 stellt_ ein Blockschaltbild eines Detektors dar.
In der Fig.8 weist der Taktgeber 28* wie beim Taktgeber
28 nach Fig.7 einen Vollweggleichrichter 123 beziehungsweise einen Einweggleichrichter 129 auf. An der Ausgangsklemme 128 des Gleichrichters 123 (l29) liegt die während der Zeitspanne T-y, beziehungsweise Ty beziehungsweise Ty 2u integrierende gleichgerichtete Wechselspannung.

Ebenfalls wie beim Taktgeber 28 nach Fig.7 ist der Schaltungsteil ab Transistor 139 bis zum Ausgang 153 des UND-Tores 151 ausgeführt. Die entsprechende Beschreibung wird daher hier nicht wiederholt.

Bei diesem Taktgeber 28* nach Fig.8 ist jedoch der Integrator des Taktgebers 28 ersetzt duroh einen sogenannten
Miller-Integrator 154. Dem Miller-Integrator 154 wird die zu integrierende gleichgerichtete Wechselspannung vom Ausgang 128 des Gleichrichters 123 über den Widerstand 131 an den Minus-Eingang 155 eines mit symmetrischer Gleichspannung gespeisten Operationsverstärkers 156 zugeführt.

Die symmetrische Gleichspannungsspeinung des Operationsverstärkers 154 ist in Fig.8 einerseits durch den Anschluss des Plusspeisepunktes des Operationsverstärkers 156 an die positive Speisungsklemme 40 und anderseits durch eine Batterie I57 dargestellt. Es versteht sich, dass durch entsprechende Ausbildung des Stromversorgungsteils 26 (Fig.3)

17904

3Ö30303

- 55 -

• 3G.

diese Batterie 157 ersetzt werden kann.

Der Operationsverstärker 156 ist in bekannter Weise zwischen seinem Ausgang 158 und seinem Minuseingang 155 mit einem Kondensator 159 gegengekoppelt, um den Miller-Effekt zu erzielen.

An den beiden Polen des Kondensators 159 ist ein Feldeffekt-Transistor 160 angeschlossen, dessen Steuereingang 161 mit dem Ausgang des durch einen Widerstand 162 und einem Transistor 163 gebildeten Inverters für den Ausgang des Taktgebers 27 verbunden ist.

Der vorstehend beschriebene Miller-Integrator 154 stellt somit eine äquivalente Lösung des Integrators beim Detektor 28 gemäss Fig.7 dar.

1 7904

Claims

Patentansprüche :

1. J Verfahren zur Signalerkennung in einem Fernsteuersystem,

bei welchem sendeseitig das Fernsteuersignal durch gezielte Beeinflussung des Spannungsverlaufs während einer BeeinflussungsZeitspanne in einem Bereich um mindestens einen Nulldurchgang der sendeseitigen Netzwechselspannung erzeugt, dieser aufgeprägt, über ein Starkstromnetz verbreitet und empfangsseitig das Auftreten eines solchen Fernsteuersignals durch Vergleich der empfangsseitigen Netzwechselspannung während bestimmten Vergleichszeitspannen im Bereich von empfangsseitigen Netzwechselspannungs-Nulldurchgängen erfolgt, dadurch gekennzeichnet, dass die Vergleichszeitspannen jeweils vor dem zu erwartenden theoretischen Nulldurchgang der Netzwechselspannung beginnen.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Zeitpunkt des Beginns der Vergleichszeitspanne an den Verlauf der empfangsseitigen Netzwechselspannung vor der betreffenden Vergleichszeitspanne gebunden ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Zeitpunkt des Beginns der Vergleichszeitspanne an einen bestimmten, periodisch wiederkehrenden Punkt der Netzwechselspannungskurve, welcher aufgrund seines Spannungswertes und/oder seiner Polarität und/oder seiner

17904

Phase definiert ist, gebunden ist.

4. Verfahren nach Anspruch 3» dadurch gekennzeichnet, dass der Beginn der Vergleichszeitspannen jeweils um eine bestimmte Verzögerungszeit gegenüber dem Auftreten jedes solchen wiederkehrenden Punktes verzögert ist.

5. Verfahren nach Anspruch 3» dadurch gekennzeichnet, dass der Zeitpunkt des Beginns der Vergleichs Zeitspanne an einen zeitlichen Mittelwert mehrerer wiederkehrender Punkte gebunden ist.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Zeitpunkt des Beginns der Vergleichszeitspanne gegenüber dem genannten Mittelwert verzögert ist.

7. Verfahren nach Anspruch 4 oder 6, dadurch gekennzeichnet dass die Verzögerungszeit einen festen Wert hat.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die empfangsseitige Vergleichszeit spanne wenigstens annähernd gleich der Hälfte der sendeseitigen Beeinflussungszeitspanne ist.

9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass während der Vergleichszeitspanne die dann auftretende empfangsseitige Netzwechselspannung integriert wird.

17904

10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Dauer der empfangsseitigen Vergleichszeitspanne der Dauer der sendeseitigen Beeinflussungszeitspanne wenigstens annähernd entspricht.

11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass während der Vergleiohszeitspanne die dann auftretenden Netzwechselspannungs-Halbwellen einer Polarität integriert werden.

12. Verfahren nach Anspruch 9 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Integrationswerte verschiedener Vergleichszeitspannen miteinander verglichen werden und aufgrund von Unterschieden in den Integrationswerten das Auftreten eines nach Anspruch 1 erzeugten Pernsteuersignals erkannt wird.

17904

13. Vorrichtung zur Ausführung des Verfahrens, dadurch gekennzeichnet dass der Fernsteuerempfänger (l6) einem Taktgeber (27; 27*; 27**) zur Steuerung der emp-

r * **\ fängerseitigen Vergleichszeitspanne (Ty; Ty; Ty ) in Abhängigkeit vom Verlauf der empfängerseiti gen Netswechselspannung (tfjy) vor dem zu überwachenden NuIldurchgang der empfängerseitigen Netzwechselspannung (TJ_n) aufweist. (Fig.3).

14. Vorrichtung nach Anspruch 13» dadurch gekennzeichnet, dass der Taktgeber (27) durch einen vor dem zu überwachenden Nulldurchgang liegenden Nulldurchgang der empfängerseitigen Netzwechselspannung (ΐ%) getriggert ist (Fig.4).

15· Vorrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Triggerung des Taktgebers (27*) an einen wiederkehrenden Spannungswert bei gegebener Polarität des Momentanwertes der empfängerseitigen Netzwechselspannung (Ufl) gebunden ist (Fig.5).

16. Vorrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Taktgeber (27**) in digitaler Schaltungsweise gebaut ist, und dass der Beginn und/oder die Dauer der durch den Taktgeber (27**) gebildeten Vergleichszeitspanne (T„j Tyj Ty ) durch Bindung an die empfänger-

17904

seitige Netzfrequenz oder einen zeitlichen Mittelwert
derselben (Fig.6 } 93) festgelegt ist.

17. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 13 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Pernsteuerempfanger (l6) einen Gleichrichter (l23; 129) aufweist zur Gleichrichtung der zu überwachenden empfängerseitigen Netzwechselspannung (Ujj) und dass dem Gleichrichter ein durch den Taktgeber (27 J 27* ; 27**) gesteuerter Detektor (28 }
28* ) nachgeschaltet ist.

17904