DE3727117A1 - Verfahren zur erzeugung einer niedrigen stabilisierten gleichspannung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Erzeugung einer niedrigen stabilisierten Gleichspannung aus einer wesentlich höheren pulsierenden Gleichspannung zum Be­ treiben elektrischer Verbraucher. Die Erfindung betrifft ferner ein Schaltnetzteil zur Durchführung des vorge­ nannten Verfahrens.

Netzteile, welche eine Wechselspannung vermittels eines Transformators oder eines Kondensators in eine niedrigere Spannung transformieren und diese gegebenenfalls stabi­ lisieren, sind in der Technik vielfältig bekannt. Als Beispiel sei auf das Tabellenbuch "Elektronik/ Nachrichtentechnik", Frankfurter Fachverlag, Kohl & Noltemeier-Verlag 1980, dort Seite 208 verwiesen. Dort ist unter anderem ein Operationsverstärker als Spannungsregler beschrieben. Sollen mehrere Gleich­ spannungen am Ausgang mit sehr unterschiedlichen Spannungswerten erzeugt werden, so sind derartige Schaltungen nur beschränkt einsatzfähig, da an dem Transistor im Längszweig die Differenzspannung zwischen den Spannungen am Ausgang und der Eingangsspannung abfällt und in Wärme umgesetzt wird. Sollen derar­ tige Schaltungen bei einer hohen Umgebungstemperatur betrieben werden, wie dies beispielsweise bei Herd­ schaltuhren der Fall ist, bei denen Umgebungstemperaturen bis zu 120° auftreten können, so sind derartige verlustbehaftete Schaltungen nicht mehr brauchbar.

Weit weniger verlustbehaftet als Schaltungen des vorge­ nannten Typs sind sogenannte Schaltnetzteile, bei welchen der Längstransistor nicht im analogen Betrieb, sondern im Schaltbetrieb arbeitet. Die Verluste und damit die Temperatur am Transistor sind wesentlich geringer. Ein entsprechendes Schaltnetzteil ist an der oben ange­ gebenen Fundstelle in der dritten Figur von oben dar­ gestellt. Der Aufwand bei einer derartigen Schaltung ist jedoch wegen des Zeitgebers, der den Längstransistor periodisch durchschaltet, ziemlich hoch.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung anzugeben, mit denen größere pul­ sierende Gleichspannungen in wesentlich kleinere, stabi­ lisierte Gleichspannungen mit gutem Wirkungsgrad und geringem baulichen Aufwand umgesetzt werden können.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch das im An­ spruch 1 beschriebene Verfahren gelöst. Es zeichnet sich dadurch aus, daß ein Kondensator am Ausgang über einen Schalter jeweils soweit aufgeladen wird, wie die ihm parallel geschaltete Last als Betriebsspannung be­ nötigt. Die Energiezufuhr erfolgt im Schalterbetrieb derart, daß - nahe dem Nulldurchgang - an jeder der beiden Flanken einer Halbwelle der pulsierenden Gleich­ spannung kurzzeitig der Schalter zum Nachladen des Kon­ densators geschlossen wird. Die Betätigung dieses Schal­ ters erfolgt dabei durch Auswertung der am Kondensator anliegenden Spannung, der am Eingang, das heißt vor dem Schaltelement, sich ändernden Spannung sowie einer Referenzspannung.

Weitere Ausbildungen des erfindungsgemäßen Verfahrens sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet. Dabei ist hervor­ zuheben, daß das erfindungsgemäße Verfahren um so günstiger ist, je größer die Differenz zwischen Eingangs- und Aus­ gangsspannung ist. Im Hinblick auf einen günstigen Wir­ kungsgrad sollte jedoch das Verhältnis der beiden Span­ nungen wenigstens 5 : 1 sein.

Ein Schaltnetzteil zur Durchführung des beanspruchten Verfahrens ist dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Eingangs- und den Ausgangsklemmen ein Schaltelement, insbesondere ein Schalttransistor angeordnet ist, daß ferner parallel zu den Ausgangsklemmen ein Kondensator liegt, welcher vom Schaltelement entsprechend seiner Entladung in die Last durch an beiden Flanken jeder Sinushalbwelle erzeugte Schaltstromstöße wieder aufge­ laden wird, daß weiterhin ein Komparator mit einer Schalthysterese vorgesehen ist, dessen einer Eingang eine von der Spannung am Kondensator abgeleitete Span­ nung und dessen anderer Eingang eine Referenzspannung zugeführt erhält, daß eine von der pulsierenden Gleich­ spannung abgeleitete Spannung galvanisch oder logisch mit einem der beiden Eingänge oder dem Ausgang des Komparators verknüpft ist, daß dieser Komparator mit dem Schalteingang des Schaltelementes verbunden ist und letzteres bei Erreichen der Vergleichsbedingung durch­ schaltet bzw. sperrt.

Weiterbildungen dieses Schaltnetzteiles sind in den weiteren Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung soll nachstehend anhand der Zeichnung an zwei Ausführungsbeispielen noch näher beschrieben werden.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Schaltnetzteiles;

Fig. 2 ein Diagramm der pulsierenden Gleich­ spannung mit den Schaltpunkten;

Fig. 3 ein Diagramm der Steuerspannung am Schalt­ transistor;

Fig. 4 ein Diagramm des Ausgangsstromes des Schalttransistors;

Fig. 5 ein erstes Ausführungsbeispiel des Schalt­ netzteiles;

Fig. 6 ein zweites Ausführungsbeispiel des Schalt­ netzteiles.

In Fig. 1 ist ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Schaltnetzteiles dargestellt. An den Eingangsklemmen 1 und 1 a liegt eine pulsierende Gleichspannung U _E , welche von einem nicht dargestellten Vollweggleichrichter er­ zeugt wird. An den Ausgangsklemmen 2 und 2 a liegt eine Last 3, die vorzugsweise das Netzwerk einer elektronischen Herdschaltuhr sein kann. Im Längszweig zwischen den Klemmen 1 und 2 ist ein elektronisches Schaltelement 4 sowie ein niederohmiger Begrenzungswiderstand 5 ange­ ordnet. Das elektronische Schaltelement kann als Schalt­ transistor oder als Tyristor ausgebildet sein. Parallel zur Last 3 ist zwischen den Klemmen 2 und 2 a ein Netz­ kondensator 6, der eine ausreichende Speicherkapazität zum kurzzeitigen Betrieb der Last besitzt, angeordnet.

Die Ansteuerung des elektronischen Schaltelementes 4 erfolgt durch einen Komparator 7, welcher eine Schalt­ hysterese aufweist. Dieser Komparator erhält die zu seinem Betrieb erforderliche Spannung durch eine Span­ nungsversorgung 8. An dem einen Eingang des Komparators liegen in einer galvanischen oder logischen Verknüpfung die Spannungen U′ _E und U′ _A ; die erstgenannte Spannung wird über einen Spannungsteiler 9 von der Eingangs­ spannung U _E abgeleitet, die zweitgenannte Spannung ist von der Ausgangsspannung U _A am Kondensator 6 abge­ leitet und falls erforderlich, durch einen Istwert­ wandler 10 auf ein passendes Spannungsniveau herabge­ setzt. An dem zweiten Eingang des Komparators 7 liegt eine Referenzspannung U _R , welche durch eine Baugruppe 11, beispielsweise ein Spannungsteiler erzeugt wird.

Während die Eingangsspannung U _E 220 V beträgt, soll die Ausgangsspannung U _A nur 20 V betragen. Um nicht die Spannungsdifferenz im Schaltelement 4 in Wärme­ energie umzusetzen, wird dieses im Schaltbetrieb und mit hohem Wirkungsgrad betrieben. Zur Erläuterung der Funktion der Erfindung sollen die Fig. 2 bis 4 heran­ gezogen werden. Durch die Anordnung eines Komparators 7 im Steuerzweig des Schaltelementes 4 ist es bei der dargestellten Beschaltung der Eingänge des Komparators möglich, jeweils an den beiden Flanken einer Sinushalb­ welle der Spannung U _E in der Nähe des Nulldurchgangs den elektronischen Schalter durchzuschalten. Damit erhält man eine doppelt so hohe Energieübertragung an den Kondensator 6 wie mit üblichen Phasenanschnitt­ steuerungen, welche nur an einer Schaltflanke schalten. Bei den bekannten Phasenanschnittsteuerungen müßte um die gleiche Ladeenergie für den Kondensator 6 bereitzustellen bei einer höheren Schaltspannung ge­ schaltet werden, was jedoch zu einer höheren Verlust­ leistung im Schaltelement 4 und am Begrenzungswider­ stand 5 führen würde. Wichtig im Sinne der Erfindung ist, daß im Komparator eine vom Kondensator 6 und eine von der pulsierenden Eingangsspannung U _E abgeleitete Span­ nung zusammen mit einer Referenzspannung gemeinsam ver­ arbeitet werden. Durch die Spannung U′_E wird unter der Bedingung, daß diese Spannung kleiner als U _R ist, der Schaltzeitpunkt an den Flanken der Sinushalbwellen fest­ gelegt. Durch die Spannung U′_A wird unter der Bedingung, daß diese Spannung ebenfalls kleiner als U _R ist, während der durch die Spannung U′_E gegebenen Einschaltbedingung im Komparator die Durchschaltbedingung für das Schalt­ element 4 ein oder auch mehrmals erfüllt, so daß dieses Schaltelement 4 während des Vorliegens der Schaltbe­ dingung U′ _E ein oder mehrmals durchgeschaltet wird. In Fig. 3 ist das Signal U _S zur Durchsteuerung des Schalt­ elementes 4 für einen einzigen Durchschaltvorgang während des Vorliegens der Schaltbedingung dargestellt. Abhängig von der Hysterese des Komparators 7 und dem Strombedarf der Last 3 kann jedoch das erwähnte mehrfache Durch­ schalten erfolgen, wodurch das Signal U _S in einen Im­ pulszug von mehreren Signalen aufgeteilt sein kann.

Wichtig im Sinne der Erfindung ist, daß der Komparator 7 eine Schalthysterese aufweist. Dadurch ist ein gleich­ mäßiger Schaltbetrieb des Schaltelementes 4 und des Ladevorganges am Kondensator 6 möglich und ein undefi­ niertes "Pendeln" des Schaltbetriebes um den Schalt­ punkt des Schaltelementes vermieden.

Während in Fig. 1 eine bevorzugte Ausführungsmöglichkeit der Erfindung dargestellt ist, kann das erfindungsge­ mäße Prinzip auch dadurch verwirklicht werden, daß die Spannungen U′ _E und U′ _A nicht galvanisch an einem Ein­ gang des Komparators verknüpft werden, sondern daß die Spannung U′_E mit der Spannung U _R an den Eingängen eines UND - NICHT Gatters, das am zweiten Eingang des Kompa­ rators liegt, verknüpft wird. Schließlich wäre es im Sinne der Erfindung auch möglich, die Spannung U′ _E nicht an den Eingang des Komparators 7, sondern an einem ODER-Gatter mit dem Ausgangssignal des Komparators 7 zu verknüpfen. Wesentlich ist dabei immer, daß eine Ver­ knüpfung zweier Spannungen und ein Vergleich im Kompa­ rator erfolgt.

Als Ausführungsmöglichkeit des Komparators 7 ist im Sinne der Erfindung ein Operationsverstärker oder ein Schmitt-Trigger denkbar, wobei im Falle des Operations­ verstärkers eine Schaltungsmaßnahme zur Erzeugung einer Schalthysterese getroffen sein muß. Eine weitere Aus­ führungsmöglichkeit ist ein ODER-Gatter mit zwei defi­ nierten Schaltschwellen high und low an seinen beiden Eingängen.

In Fig. 5 ist ein erstes Ausführungsbeispiel der Er­ findung im einzelnen dargestellt. Am Eingang der Schaltung liegt ein Vollweggleichrichter 20, welcher an die Klemmen 21 und 21 a eine pulsierende Gleichspannung anlegt. An den Ausgangsklemmen 22 und 22 a liegt eine Last 23, nämlich das Netzwerk einer Schaltung, als elektronisches Schaltelement ist ein aus zwei Transistoren 24 und 24 a in Darlington-Schaltung betriebener Transistorschalter ver­ wendet. Ein Begrenzungwiderstand 25 ist im Längszweig der Schaltung angeordnet, er könnte gegebenenfalls auch durch eine kleine Drossel ersetzt sein. Parallel zur Last liegt am Ausgang zwischen den Klemmen 22 und 22 a ein Kondensator 26. Als Komparator dient ein Operations­ verstärker 27, der seine Betriebsspannung über einen Widerstand 28 und die Baugruppe 35 erhält. Letztere enthält eine Zenerdiode, einen Widerstand und einen Glättungskondensator. Die Spannung U′ _E wird an einem Spannungsteiler bestehend aus dem Widerstand 29 und dem Widerstand 30 erzeugt. Die Spannung U′ _A entsteht an einem Teiler bestehend aus einer Zenerdiode 31 und einem Widerstand 32. Diese Spannung wird über eine Diode 33 mit der Spannung U′ _E am Eingang 27 a des Operationsver­ stärkers galvanisch verknüpft. An dem Eingang 27 a liegt ferner ein Widerstand 34, welcher an den Ausgang des Operationsverstärkers 27 angeschlossen ist und zur Er­ zeugung einer Schalthysterese dient. Aus der an dem Schaltungspunkt 36 am Widerstand 28 anstehenden Betriebs­ spannung des Operationsverstärkers 27, wird über einen Widerstand 37 und eine Zenerdiode 38 eine Referenzspan­ nung abgeleitet, welche am zweiten Eingang 27 b des Ope­ rationsverstärkers anliegt. Parallel zu der Zenerdiode 38 liegt ein Kondensator 39, welcher dafür sorgt, daß die Referenzspannung erst einen Augenblick später als das Betriebsspannungspotential 36 am Operationsverstärker anliegt.

Dem Operationsverstärker 27 ist über einen Widerstand 40 ein Schalttransistor 41 nachgeschaltet, welcher im Quer­ zweig der Schaltungsanordnung liegt und mit der Basis des Transistors 24 a verbunden ist. An der Basis dieses Transistors 24 a liegt ferner ein Widerstand 42 zur Zufuhr des Basisstromes.

Die Wirkungsweise der beschriebenen Anordnung ist nun wie folgt. Zum Zeitpunkt des Einschaltens der Anordnung sei angenommen, daß der Kondensator 26 entladen ist. Seine Spannung U′ _A sind Null. Die Referenzspannung U _R stellt sich aufgrund der Bemessung Bauelemente auf 5,1 V ein. Aufgrund des Verhältnisses der Widerstände 30 und 29 z.B. von 10 : 1 bildet sich bei einer Spannung von U _E von 56 V an dem Eingang 27 a des Operationsverstärkers eine Spannung von 5,1 V aus. Sobald während einer Sinus­ halbwelle dieser Wert U _E der pulsierenden Gleich­ spannung unterschritten wird, so wird das Ausgangssignal des Operationsverstärkers low und der Transistor 41 ge­ sperrt. Dies führt wiederum zum Öffnen der Transistoren 24 a und 24 und es fließt ein nur durch den Widerstand 25 begrenzter Ladestrom in den Kondensator 26.Dieser Lade­ strom, welcher einen Verlauf entsprechend Fig. 4 be­ sitzt, bleibt solange bestehen, bis nach dem Nulldurch­ gang im Verlauf der nächsten Sinushalbwelle wieder der Wert 56 V für U _E erreicht wird. In diesem Moment schaltet das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 27 auf high und der Transistor 41 wird leitend. Nunmehr sinkt das Basispotential der Transistoren 24 a und 24 ab und beide Transistoren werden gesperrt. Die Ladung des Konden­ sators 26 hört auf. Dieser Vorgang wiederholt sich während einiger Sinushalbwellen der pulsierenden Gleich­ spannung solange, bis der Kondensator 26 seine Betriebs­ spannung erreicht hat. Die Last 23 wird durch den Ent­ ladestrom des Kondensators 26 betrieben. Aufgrund der Größe der Kapazität des Kondensators 26 sinkt dessen Spannung während zweier Sinushalbwellen nur unwesentlich ab. Am Widerstand 32 wird eine der Spannung am Konden­ sator zugeordnete Spannung abgekühlt und als Spannung U′_A an den Eingang 27 a unter Verknüpfung mit der Spannung U′ _E gegeben. Ist der Kondensator 26 voll ge­ laden so ist die Spannung U′ _A -U _Diode größer als U _R und auch bei Vorliegen einer Durchschaltbedingung der Spannung U′ _E - nämlich U _E < 56 V - ist die Spannung am Eingang 27 a größer als 5,1 V und somit wird das Aus­ gangssignal des Operationsverstärkers high. Es wird daher auch bei Unterschreiten einer Spannung von 56 V durch U _E der Transistor 24 nicht durchgeschaltet und der Kondensator 26 nicht nachgeladen. Eine Ladung erfolgt erst wieder, wenn die Spannung am Kondensator soweit ab­ genommen hat, daß U′ _A kleiner U _R geworden ist. Dann er­ folgt das Durchschalten des Operationsverstärkers in die Ausgangsbedingung low und das Durchschalten des Tran­ sistors 24 an der Schaltflanke der Sinushalbwelle in der vorbeschriebenen Weise. Die Schaltung arbeitet auf­ grund der vorbeschriebenen Gegebenheiten sehr feinstufig und regelt Schwankungen der Eingangsspannung und Schwan­ kungen der Ausgangsspannung am Kondensator verlustarm aus. Durch die Schaltung an beiden Flanken einer Sinushalb­ welle in der Nähe des Nulldurchganges hat die Anordnung auch einen hohen Wirkungsgrad.

In Fig. 6 ist ein zweites Ausführungsbeispiel der Er­ findung dargestellt, bei welchem ein Schmitt-Trigger 50 anstelle eines Operationsverstärkers 27 vorgesehen ist. Alle übrigen Bauteile tragen die Bezugszeichen gemäß Fig. 5. Der Schmitt-Trigger ist nur als Blockschaltbild dargestellt, es kann ein handelsüblicher IC hierfür Ver­ wendung finden. Als Referenzspannung U _R wird die Schwell­ spannung des Schmitt-Triggers herangezogen. Der Schmitt- Trigger ist mit der geforderten Schalthysterese versehen. Die Versorgung des Schmitt-Triggers mit einer Betriebsspannung kann in üblicher Weise erfolgen, es kann auch eine Spannungsversorgung ähnlich jener aus Widerstand 28 und Baugruppe 35 der Fig. 5 erfolgen. Die Funktionsweise dieser Anordnung ergibt sich auf­ grund der ausführlichen Beschreibung von Fig. 5 unter Berücksichtigung des bekannten Schwellwertverhaltens von Schmitt-Triggern von selbst.

Claims (12)

1. Verfahren zur Erzeugung einer niedrigen stabilisierten Gleichspannung aus einer wesentlich höheren pulsieren­ den Gleichspannung zum Betreiben elektrischer Ver­ braucher, dadurch gekennzeichnet,
daß ein Kondensator am Ausgang entsprechend dem Energieabfluß zur Last geschaltet wieder aufgeladen wird,
daß die Energiezufuhr zum Kondensator durch Schalten eines Schaltelementes im Stromkreis des Kondensators jeweils an beiden Flanken jeder Sinushalbwelle der pulsierenden Gleichspannung nahe dem Nullpunkt er­ folgt,
daß das Schaltelement durch einen Komparator ein- und ausgeschaltet wird, der in Zusammenwirken mit einer logischen Verknüpfung Spannungsänderungen am Konden­ sator und Spannungsänderungen der pulsierenden Gleich­ spannung zusammen mit einer Referenzspannung aus­ wertet.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Vergleich im Komparator mit einer Schalt­ hysterese erfolgt.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß an dem einen Eingang des Komparators die Spannungsänderungen am Kondensator und die Änderungen der pulsierenden Gleichspannung mitein­ ander verknüpft werden und im Komparator mit der am anderen Eingang anliegenden Referenzspannung ver­ glichen werden.

4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung am Verbraucher um wenigstens den Faktor 5 kleiner ist als die pulsierende Gleich­ spannung am Eingang.

5. Schaltnetzteil zur Durchführung des Verfahrens nach den Ansprüchen 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet,
daß zwischen den Eingangs- und den Ausgangsklemmen ein Schaltelement (4, 24), insbesondere ein Schalt­ transistor, angeordnet ist,
daß ferner parallel zu den Ausgangsklemmen ein Kon­ densator (6, 26) liegt, welcher vom Schaltelement ent­ sprechend seiner Entladung in die Last durch an beiden Flanken jeder Sinushalbwelle erzeugte Schalt­ stromstöße wieder aufgeladen wird,
daß weiterhin ein Komparator (7, 27) mit einer Schalt­ hysterese vorgesehen ist, dessen einer Eingang eine von der Spannung am Kondensator abgeleitete Spannung (U′_A) und dessen anderer Eingang eine Referenzspannung (U _R )zugeführt erhält, daß eine von der pulsierenden Gleichspannung abgeleitete Spannung (U′ _E ) galvanisch oder logisch mit einem der beiden Eingänge oder dem Ausgang des Komparators (7, 27) verknüpft ist,
daß ferner dieser Komparator mit dem Steuereingang des Schaltelementes (4, 24) verbunden ist und letzteres bei Erreichen der Vergleichsbedingung durchschaltet bzw. sperrt.

6. Schaltnetzteil nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Schaltelement (4, 24) ein im Längszweig an­ geordneter Transistor ist, welcher durch einen im Querzweig angeordneten Transistor (41) geschaltet wird.

7. Schaltnetzteil nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator durch einen Operationsverstärker (27) realisiert ist.

8. Schaltnetzteil nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator durch einen Schmitt-Trigger (50) realisiert ist.

9. Schaltnetzteil nach den Ansprüchen 5 und 7, dadurch gekennzeichnet, daß an dem einen Eingang des Komparators (27) neben der von der Kondensatorspannung abgeleiteten Span­ nung (U′_A) eine von der pulsierenden Gleichspannung abgeleitete Spannung U′ _E und am anderen Eingang eine Referenzspannung (U _R ) anliegt.

10. Schaltnetzteil nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzspannung (U _R ) an einer in Reihe mit einem Widerstand (37) zwischen den Eingangsklemmen liegenden Zenerdiode (38) entsteht und daß der Zenerdiode ein Kondensator (39) parallel geschaltet ist.

11. Schaltnetzteil nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zum Kondensator (6, 26) am Ausgang ein Spannungsteiler (31, 32) angeordnet ist, an dem die Spannung für den Komparator abgeleitet wird.

12. Schaltnetzteil nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Eingangsklemmen mit der pulsieren­ den Gleichspannung ein Spannungsteiler (29, 30) ange­ ordnet ist, an dem die Spannung (U′ _E) für den einen Eingang des Komparators (27, 50) abgeleitet wird.