DE3135970A1 - Elektronisches musikinstrument - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein elektronisches Musikinstrument, und zwar insbesondere ein elektronisches Musikinstrument zum sequentiellen Berechnen einer Mehrzahl Teiltonsignale, mit einer Mehrzahl zeitmultiplexierter Zeitschlitze oder -kanäle in der Art, daß diese Teiltonsignale zur Bildung eines Musiktonsignals synthetisiert werden.

Es ist ein elektronisches Musikinstrument (JP-Veröffentlichung 32 028/1980) vorgeschlagen worden, in dem ein vorherbestimmtes Zeitfenstersignal, z.B. ein Hanning-Fenstersignal, mit einem vorherbestimmten Frequenzsignal, z.B. einem Sinuswellensignal, multipliziert wird, um gleichzeitig eine Mehrzahl Teiltonkomponenten oder -Schwingungen mit einem vorherbestimmten Frequenzsignal als Mittenschwingung über eine vorherbestimmte Frequenzbandbreite zu berechnen.

Bei diesem elektronischen Musikinstrument wird jedoch eine Wellenform, die durch Amplitudenmodulation eines vorherbestimmten Frequenzsignals mit einem Hanning-Fenstersignal hervorgebracht ist, in einer Speichereinrichtung vorgespeichert und dann aus dieser mit einem Adressensignal ausgelesen, das eine der Zeitdauer des Hanning-Fenstersignals entsprechende Periode aufweist, so daß die Beziehung zwischen dem Hanning-Fenstersignal und dem vorherbestimmten Frequenzsignal fest gegeben ist. Dadurch ist es unmöglich, die Frequenzbandbreite einer Mehrzahl Teiltonschwingungen, die gleichzeitig berechnet werden, beliebig zu setzen oder einzustellen.

Zusammenfassende Darstellung der Erfindung

Demgegenüber besteht die Aufgabe der Erfindung darin, unter

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Vermeidung der beschriebenen Nachteile ein elektronisches Musikinstrument zu schaffen, das bei einfachem Aufbau eine Mehrzahl Teiltonschwingungen bilden kann.

Zur Lösung dieser Aufgabe umfnßt ein elektronisches Musikinstrument mit SchnJ.LunqHin.H-.teln /um llervorbri ικιοη einer Mehrzahl Signale auf Zeitmultiplexbasis, wobei jedes Signal mindestens einen Teil oder Abschnitt eines Teiltonsignals mit einem Zeitfenstersignal amplitudenmoduliert, und mit Synthese-mitteln zum Synthetisieren der Mehrzahl Signale, um ein Musiktonsignal zu bilden, Phasenbestimmungserzeugungsmittel zum Hervorbringen eines ersten und eines zweiten Phasenbestimmungssignals auf Zeitmultiplexbasis, Funktionserzeugungsmittel, die an die Phasenbestimmungserzeugungsmittel geschaltet sind, um ein eine Frequenz aufweisendes Frequenzsignal auf das erste Signal hin sowie ein Fenstersiqnal mit einer Zeitdauer oder -breite auf das zweite Signal hin hervorzubringen, Modulationsmittel zum Amplitudenmodulieren des Frequenzsiqnals entsprechend dem Fenstersignal und zum Hervorbringen eines modulierten Signals sowie Mittel zum Bilden eines dem modulierten Siqnal entsprechenden Musiktones.

Im einzelnen wird ein erster Zeitschlitz verwendet, um ein Funktionssignal (Sinus- oder Kosinuswellensignal) bei einer Periode hervorzubringen, die der Zeitdauer eines von dem Funktionssignalgenerator zu erzeugenden Zeitfenstersignals entspricht. Ein zweiter Zeitschlitz wird verwendet, um ein anderes Funktionssignal (Sinus- oder Kosinussignal) mit einer Frequenz des in dem Funktionssignalgenerator zu erzeugenden Frequenzsignals hervorzubringen. Das mit dem ersten Zeitschlitz hervorgebrachte Funktionssignal wird arithmetisch verarbeitet (z.B. wird der Amplitudenwert des Funktionssignals quadriert), um ein Zeitfenstersignal mit einer vorherbestimmten Zeitdauer oder -breite zu bilden. Das mit dem zweiten Zeitschlitz gebildete und als Frequenzsignal wirkende Funktionssignal wird mit dem Zeitfenstersignal amplitudenmoduliert, um gleichzeitiq eine Zahl Teiltonschwingungen (Teiltonkomponenten)

mit dem Frequenzsignal als Mittenschwingung zu berechnen, die über eine vorherbestimmte Frequenzbandbreite verteilt sind.

Kurzbeschreibung der Erfindung

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand der schematischen Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispieles des elektronischen Musikinstruments nach der Erfindung,

Fig. 2 ein Diagramm, das die Beziehung zwischen Rechenkanälen für das Berechnen von Teiltonschwingungen und Zeitimpulsen angibt,

Fig. 3a bis 3e Wellenformen zur Erläuterung eines Verfahrens zur Bildung eines Zeitfenstersignals und eines Frequenzsignals der Ordnung k,

Fig. 4 ein Schaubild zur Erläuterung eines Verfahrens zur Steuerung der Zeitdauer eines Zeitfenstersignals,

Fig. 5 ein Beispiel für Wellenformen der Zeitfenstersignale und der Frequenzsignale, die in entsprechenden Rechenkanälen hervorgebracht sind,

Fig. 6 ein Spektraldiagramm für unter Verwendung der in Fig. 5 dargestellten Zeitfenstersignale und Frequenzsignale berechnete Teiltonschwingungen,

Fig. 7a bis 7c Wellenformen zur Erläuterung des Eliminierens

oder Unterdrückens von geradzahligen Teilschwingungen oder Komponenten,

Fig. 8 bis 10 Einzelheiten sowie die Wirkungsweise des

in Fig. 1 dargestellten Zeitimpulsgenerators,

Fig. 11 Einzelheiten eines in Fig. 1 dargestellten Hüllkurvengenerators anhand eines Blockdiagramms und

Fig. 12 ein Beispiel für eine Hüllkurvensignalwellenform.

Ausführungsbeispiele

Wie aus Fig. 2 hervorgeht, umfaßt das gemäß einem Ausführungsbeispiel in Fig. 1 dargestellte elektronische Musikinstrument acht zeitmultiplexierte Zeitschlitze tsO bis ts7, deren vier Paare tsO und ts1, ts2 und ts3, ts4 und ts5 sowie ts6 und ts7 vier einen Teilton berechnende Kanäle chO bis ch3 bilden, die die gewünschten Teiltonschwingungen entsprechend berechnen.

Im einzelnen erzeugen die Vorderhälfte-Zeitschlitze (tsO, ts2, ts4 und ts6) in jedem Rechenkanal das eine gewünschte Zeitdauer Tw aufweisende Zeitfenstersignal W, wohingegen die Folgehälfte-Zeitschlitze (ts1, ts3, ts5 und ts7) ein Frequenzsignal der Ordnung k einer Sinuswellenform mit einer gewünschten Frequenz kf erzeugen (, wobei f die Frequenz eines zu erzeugenden Musiktonsignals und k die Ordnung eines Teiltons darstellen). Darauf wird das Zeitfenstersignal W mit dem Frequenzsignal Hk der Ordnung k multipliziert, um Teiltonschwingungen oder -komponenten hkw über eine gewünschte Bandbreite zu berechnen, die die Teiltonkomponente hk ,der Ordnung k mit einer Frequenz kf als Mittenkomponente umfaßt.

In diesem Fall werden das Frequenzsignal Hk und das Zeitfenstersignal W in der folgenden Weise hervorgebracht. Hinsichtlich des Frequenzsignals Hk wird ein Sinuswellensignal sin wt (w: Winkelfrequenz) einer Periode (s. Fig. 3a) in einer Speichereinrichtung als digitaler Wert gespeichert. Dann wird eine zu der Tonhöhe einer gedrückten Taste entsprechende Frequenzzahl F mit vorherbestimmter Geschwindigkeit sequentiell akkumuliert, um einen akkumulierten Wert qF (q = 1, 2, 3...) zu bilden, der eine zu der Frequenz f der Tonhöhe der gedrückten Taste (Frequenz f des Musiktonsignals) gleiche Wiederholfrequenz aufweist. Der akkumulierte Wert qF wird als Phasenbestimmungssignal einer Periode der Sinuswelle an den Adresson-

.. .. .. .» ... 3Ί35970

eingang der Sinusfunktion-Speichereinrichtung gegeben, um das Sinuswellensignal sin wt der Frequenz f aus der Sinusfunktion-Speichereinrichtung auszulesen, wobei das erzeugte Sinuswellensignal sin wt als Frequenzsignal Hk verwendet wird. Nach Multiplikation eines Signals wt mit k wird das Produkt darauf der Sinusfunktion-Speichereinrichtung als Adressensignal zugeführt, um ein in Fig. 3c dargestelltes Frequenzsignal mit einer Frequenz kf hervorzubringen.

Bezüglich eines Zeitfenstersignals W wird ein Signal wt an die Sinusfunktion-Speichereinrichtung als Adressensignal gegeben, um das Sinuswellensignal sin wt einer Frequenz f auszulesen. Darauf wird das Sinuswellensignal sin wt zur Bildung eines Signals sin wt quadriert, das, wie in Fig. 3b gezeigt, nur positive Amplitudenkomponenten umfaßt. Der Phasenabschnitt

zwischen 0 bis Tw des Signals sin wt wird als Zeitfenstersignal W verwendet. Aus diesem Grund beträgt die Zeitdauer Tw des Zeitfenstersignals W 1/2 mal eine Periode T des Sinuswellensignals sin wt. So ist es durch Ändern der Periode des Sinuswellensignals sin wt möglich, die Zeitdauer Tw des Zeitfenstersignals W auf einen beliebigen Wert zu ändern. Wenn z.B. das Signal wt zu wt/2 gemacht wird, wird Tw T. Wenn dagegen das Signal wt zu 2wt gemacht wird, gilt Tw = T/4, und bei wt = kwt erhält man Tw =T/2k. Mit dieser Steuerung ist es möglich, eine einzige Sinusfunktion-Speichereinrichtung zu veranlassen, ein Zeitfenstersignal W mit einer gewünschten Zeitdauer Tw und ein Frequenzsignal Hk mit einer gewünschten Frequenz kf hervorzubringen.

Durch Multiplizieren eines auf diese Weise hervorgebrachten Frequenzsignals Hk mit dem Zeitfenstersignal W kann man ein in Fig. 3d gezeigtes amplitudenmoduliertes Signal Hkw erhalten. Wenn die Zeitdauer Tw gleich N mal (N ist eine positive ganze Zahl) der Periode 1/kf eines Frequenzsignals Hk mit einer Frequenz kf gemacht wird, hat das modulierte Signal Hkw eine spektrale Hüllkurve mit einer Bandbreite (Hauptkeule (main lobe)) 4/Tw, d.h. 4kf/N als Frequenzsignal Hk einer

Frequenz kf als die Mittenkomponente, wie in Fig. 3e gezeigt. Man erkennt also, daß das modulierte Signal Hkw durch eine Zahl von Frequenzkomponenten gebildet wird, die über eine durch 4kf/N dargestellte Frequenzbandbreite verteilt sind. Wenn das modulierte Signal Hkw wie beschrieben gebildet ist und die einen Teil bildenden Frequenzkomponenten als Teiltonkomponenten verwendet werden, kann dementsprechend eine Mehrzahl Teiltonkomponenten zur gleichen Zeit berechnet werden. Da die das modulierte Signal Hkw bildenden Frequenzkomponenten als Teiltonschwingungen oder -komponenten verwendet werden, wird das modulierte Signal Hkw in der folgenden Beschreibung als Teiltonschwingung oder -komponente Hkw bezeichnet.

Das elektronische Musikinstrument nach dem Ausführungsbeispiel der Fig. 1 ist so aufgebaut, daß die Zeitdauer Tw des Zeitfenstersignals W und die Frequenz kf des Frequenzsignals Hk in Übereinstimmung mit der durch eine Klangfarben-Einstelleinrichtung eingestellten Klangfarbe und der Tonhöhe einer gedrückten Taste gesteuert werden. Hinsichtlich des in Fig. gezeigten Fenstersignals W wird ein Zeitfenptersignal W mit einem konstanten Pegel durch später zu erläuternde Steuersignale NW, S1 und S2 hervorgebracht (dieses ist gleichbedeutend mit dem NichtVorhandensein eines Zeitfenstersignals W), oder eine Mehrzahl Zeitfenstersignale W wird auf Zeitmultiplexbasis in demselben Rechenkanal in der Weise erzeugt, daß mit demselben Rechenkanal Teiltonkomponenten hkw über eine Mehrzahl Gruppen von Frequenzbandbreiten berechnet werden.

Der Aufbau und die Wirkungsweise des Ausführungsbeispiels der Fig. 1 werden nachstehend beschrieben.

Das elektronische Musikinstrument nach dem Ausführungsbeispiel der Fig. 1 umfaßt eine mit einer Mehrzahl Tasten ausgestattete Tastatur 1 und eine Tastenschalterschaltung 2. Diese umfaßt eine Mehrzahl den Tasten der Tastatur 1 entsprechender Tastenschalter und ist so aufgebaut, dan beim Drücken einer bestlmm-

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O O ·

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ten Taste ein dieser entsprechender Tastenschalter betätigt wird, so daß entsprechend der gedrückten Taste ein Tastencode KC (der einen einen Oktavenbereich repräsentierenden Oktavencode BC und einen einen Notennamen repräsentierenden Notencode NC umfaßt) und ein Taste-Ein-Signal KON erzeugt werden, das das Drücken einer bestimmten Taste anzeigt- Weiterhin umfaßt das Instrument eine Frequenzzahl-Speichereinrichtung 3, die in ihren Adressen die den Tonhöhen betreffender Tasten entsprechende Frequenzzahlen F (digitale Werte) speichert, um die der Tonhöhe der gedrückten Taste entsprechende Frequenzzahl F abzugeben, und einen Akkumulator 4, der jedesmal, wenn ein Zeitimpuls T1 erzeugt wird, die Frequenzzahl F sequentiell akkumuliert, um den akkumulierten Wert qF (q = 1, 2, 3...) als Phasenbestimmungssignal wt zum Hervorbringen eines Zeitfenstersignals und eines Teiltonsignals abzugeben. Der Akkumulator 4 ist so aufgebaut, daß das von ihm abgegebene höchstwertige Bitsignal P1 des Phasenbestimmungssignals wt die gleiche Frequenz f (mit einer Periode T = 1/f) wie ein zu bildendes Musiktonsignal aufweist. Dementsprechend können das höchstwertige Bitsignal P1 und das Bitsignal PO nächster Ordnung des von dem Akkumulator 4 abgegebenen Bit-Phasenbestimmungssignals wt entsprechende Phasenteile ph1 bis ph4 bezeichnen, die - wie in Fig. 2 gezeigt durch Teilung einer Periode T des Musiktonsignals in 4 Teile erhalten werden. Wenn das Phasenbestimmungssignal wt unverändert an eine Sinusfunktion-Speichereinrichtung gegeben wird, kann ein erstes Frequenzsignal H1 (= sin wt) einer Sinuswellenform einer Frequenz f erhalten werden. Wenn dagegen das Signal wt mit k multipliziert wird und dann an die Sinusfunktion-Speichereinrichtung gegeben wird, kann man ein Frequenzsignal Hk (sin kwt) k-ter Ordnung mit einer Sinuswellenform einer Frequenz kf gewinnen.

Wie aus Fig. 2 ersichtlich, wird der Zeitimpuls T1 zum Akkumulieren der Freguenzzahl F durch einen später beschriebenen Taktimpulsgenerator oder Taktgeber 7 jedesmal erzeugt, wenn die Zeitschlitze tsO bis ts7 einen Zyklus durchlaufen haben. Dementsprechend wird das Phasenbestimmungssignal wt jedesmal,

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wenn die Zeitschlitze tsO bis ts7 (Uechenkanäle chO bis ch3) einen Zyklus ausführen, auf einen neuen Wert gebracht oder geändert.

Das in Fici. 1 darqo.sLol J tt? oJokhmniriclit! Muü i klnatrunieivL umfaßt weiterhin einen Oszillator b zum Erzeugen eines Takt impulses 0o mit einer vorherbestimmten Frequenz, einen Zähler 6, der die Zahl der Taktimpulse jzSo zum Erzeugen eines Schlitzzahlsignals B zählt, das aus drei die zeitmultiplexierten Zeitschlitze tsO bis ts7 darstellenden Bitsignalen b2, b1 und bO besteht, sowie den Taktgeber 7,- der verschiedene Zeitimpulse (T1 , T2, T3, T4, T5, SO, S1 , S2, S3- SE, G, INV, NV7 und SUB) erzeugt, die notwendig sind, um vorherbestimmte einer eingestellten Klangfarbe und einem Tonbereich einer gedrückten Taste entsprechende Teiltonkomponenten in den Rechenkanälen chO bis ch3 zu berechnen, und zwar entsprechend dem Taktimpuls φο, dem Schlitzzahlsignal B, dem Tastencode KC, Bitsignalen P1 und PO oberer Ordnung des Phasanbestimmungssiqnals wt und einem Tonfarben-Einstellsignal Ts, das eine durch eine Klangfarben-Einstelleinrichtung 8 wahlweise eingestellte Klangfarbe repräsentiert. Die Beziehung zwischen den Zeitimpulsen T1 bis T5 und den Zeitschlitzen tsO bis ts7 (Rechenkanäle chO bis ch3) geht aus Fig. 2 hervor. Die anderen Zeitimpulse SO bis S3, SE, G, SUB, INV und NW werden verwendet, um das Phasenbestimmungssignal wt in Übereinstimmung mit der Zeitdauer Tw des in den Rechenkanälen chO bis ch3 verwendeten Zeitfenstersignals W sowie die Frequenz kf des Frequenzsignals Hk zu ändern. Die Erzeugungszahlen und Erzeugungszeiten dieser Zeitimpulse sind in Abhängigkeit von der eingestellten Klangfarbe und von dem Ton- oder Klangbereich einer gedrückten Taste verschieden. Unter verschiedenen Zeitimpulsen wird der Zeitimpuls INV in dem zweiten Halbteil einer Periode eines Musiktonsignals "1". Dort werden die Teiltonkomponenten geradzahliger Ordnungen von den in entsprechenden Rechen· kanälen chO bis ch3 gebildeten Musiktonsignalen eliminiert, so daß Musiktonsignale gebildet werden die nur die Teiltonkomponenten ungeradzahliger Ordnungen enthalten. Folglich

- 12 ■

wird eine musikalische Klangfarbe ausgewählt, die Teiltonkomponenten gerader und ungerader Ordnungszahlen enthält, und der Zeitimpuls INV ist stets "O'. Nur wenn das Zeitfenstersignal W nicht erzeugt, aber eine einzige auf dem Frequenz signal Hk basierende Teiltonkomponente hk berechnet wird wird der Zeitimpuls NW "1".

Die Periode, in der die Zeitschlitze ts1 bis ts7 (Rechenka näle chO bis ch3) umlaufen, bildet einen DAC-Zyklus in dem die in dieser Periode berechneten Teiltonkomponenten synthetisiert werden. Der synthetisierte Viert wird in einen Momentanwert MW(t) eines analogen Musiktonsinnais umgesetzt.

Außerdem ist ein Phasenbestimmungssignalgenerator 9 vorgesehen, der das Phasenbestimmungssignal wt entsprechend den Zeitimpulsen SO bis S3, SE, G, NVi und SUB ändert, die der Zeitdauer Tw der Zeitfenstersignale W entsprechen, die in betreffenden Rechenkanälen chO bis ch3 erzeugt werden, und die Frequenz kf des Sinuswellenform-Freguenzsignals kf. Der Phasenbestimmungsgenerator 9 umfaßt einen Frequenzverdoppler 90, ein Schieberegister 91, eine AND-Torschaltung 92, einen Selektor 93, Verstell- oder Verschiebeeinrichtungen 94 bis 96, eine Torschaltung 97, eine Addition-Subtraktion-Schaltung 9ö und einen Datenkonverter 99. Entsprechende Rechenkanäle chO bis ch3 werden gebildet, um die Phasenbestimmungssignale wt mit den Zeitimpulsen SO bis S3,... SUB zum Hervorbringen von Phasenbestimmungssignalen kwt zu ändern, wie dieses aus der Tabelle I hervorgeht.

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Tabelle I

	chO	Rechenkanal	ch2	ch3
	1/2 wt	chi	1/2 wt	l/2wt
	Wt	l/2wt	Wt	Wt
	2wt	Wt	2wt	2wt
	3wt	2wt	3wt	3wt
	4wt	3wt	4wt	4wt
	5 wt	4wt	5wt	5wt
	6wt	5wt	6 wt	6 wt
•	7wt	6wt	7 wt	7 wt
	8wt	7wt	8 wt	8wt
Phasen-	9wt	8wt	9 wt	9 wt
be s t iiranungs -	IOwt	9 wt	IOwt	IOwt
signal	12wt	IOwt	16wt	16 wt
kwt	14wt	12wt	24wt	3 2 wt
	16wt	16wt	32wt	4 8wt
	18wt	20wt	4 O wt	64wt
	20 wt	2 4wt	4 8 wt	80wt
		2 8 wt	56wt	96wt
		32wt	6 4 wt	112wt
		3 6 wt	72wt	128wt
		40wt	80wt	144wt
				160wt

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In einem Zeitschlitz unter den Zeitschlitzen tsO, ts2, ts4 una ts6, in denen ein Zeitfenstersignal W hervorgebracht wird, d.h. in den Rechenkanäleri cliO bis ch3, in denen das niedrigstwertige Bitsianal bO des Schlitzzahlsignals B "O be trägt, sei angenommen, daß die Beziehung zwischen der Zeitdauer Tw des zu erzeugenden Zeitfenstersignals W und der Periode T des Musiktonsignals durch die Gleichung

Tw = T/2k (1)

gegeben ist. Die Schaltung 9 ist ausgebildet um ein Phasen bestimmungssignal kwt mit k = T/2Tw hervorzubringen,- um das in der Sinusfunktion-Speichereinrichtunq 10 gespeicherte Sinuswellensignal mit diesem Phasenbestimmungssignal auszu lesen.

Obwohl es nach diesem Ausführungsbeispiel möglich ist, die Zeitdauer Tw des Zeitfenstersignals VJ durch Steuern des Phasenbestimmungssignals kwt auf irgendeinen gewünschten Wert einzustellen, beschränkt sich die Zeitdauer Tw in diesem Fall auf die in Fig. 4 dargestellten Werte, nämlich auf Tw = T, 1/2T, 1/4T und 1/öT. Auch ist es möglich, stets ein eine Konstante bildendes Phasenbestimmungssignal hervorzubrin gen, so daß ein konstanter Amplitudenwert aus der Sinusfunk tion-Speichereinrichtung 10 ausgelesen wird, um kein Zeitfenstersignal W zu bilden. Ein Zeitfenstersignal W mit einer solchen verschiedenartigen Zeitdauer kann durch normalerweise zu "0" gemachte Zeitimpulse SE und G gewonnen werden. Dadurch werden die Erzeugungszeiten der Zeitimpulse S1, S2 und NW gesteuert.

Es erfolgt die Beschreibung der Wirkungsweise des Phasenbestimmungssignalgenerators 9.

Das von dem Akkumulator 4 abgegebene Phasenbestimmungssignal wt wird an den Eingang "0" des Selektors 93 gegeben. Ent-

sprechende, das Signal wt bildende Bitsignale werden durch den Verdoppler 9O um 1 Bit zu den Bits oberer Ordnuna verschoben, um 2wt zu werden. Dieser Wert wird an das Schieberegister 91 gegeben.

Beim Abfallen des Zeitimpulses T4 (bei Beginn des DAC-Zyklus) wird das Schieberegister 91 mit dem Ausgangssignal 2wt des Verdopplers 90 geladen. Jedesmal, wenn ein Schiebe impuls SFT durch die AND-Torschaltung 92 zugeführt wird, verschiebt das Schieberegister 91 ein Bit zu den Bits oberer Ordnung des geladenen Signal 2wt, um ein Signal (2wt)x(2 ) hervorzubringen, das durch Multiplizieren des Signals 2wt mit 2^m in Übereinstimmung mit der Erzeugungszahl m des Schiebeimpulses SFT gebildet wird. Zu dieser Zeit wird die Erzeugungszahl m der Schiebeimpulse SPT durch ein Intervall bestimmt, in dem sich der 2eitimpuls SO im "0 Zustand befindet. Wenn dieses Intervall m Perioden des Takt impulses φο entspricht, werden durch die AND-Torschaltung 92 m Schiebeimpulse SFT erzeugt. Obwohl der Zeitimpuls SO über die gesamten Periode der Zeitschlitze tsO bis ts7 "1" werden kann, beträgt die maximale Erzeuqungszahl m der Schiebeimpulse SFT beim Starten des DAC-Zyklus 7, da dem Laden des Signals 2wt von dem VerdopDler 90 eine Priorität gegeben wird.

Aus diesem Grund können durch Steuern des Intervalls, in dem der Zeitimpuls SO "1" beträgt, die in der Tabelle II angegebenen Signale von dem Schieberegister 91 gewonnen werden.

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• * nt

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Tabelle II

Erzeugungszahl	m der	Schieberegister	•2m)
Schiebeimpulse	SFT	ausgabe (2wt	Wt
m =	O	2	wt
-	1	4	Wt
=	2	8	Wt
=	3	16	Wt
=	4	32	Wt
=	5	64	Wt
	6	128	Wt
	7	256

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In diesem Ausführungsbeispiel ist die maximale Erzeugungs zahl m der Schiebeimpulse SFT auf 3 begrenzt.

Das von dem Schieberegister 91 abgegebene Phasenbestimmungs signal (2wt)x(2^m) wird an einen Eingang "1" des Selektors 93 gegeben. Darauf wählt der Selektor 93 das bei dem Zeitimpuls SE "1" an seinen Eingang "1" gegebene Phasenbestimmunqs signal (2wt)x(2^m) aus und gibt es ab. Wenn dagegen der Zeitimpuls SE "O" ist, wählt er das an seinen Eingang "0" gegebene Phasenbestimmungssignal wt aus und gibt es ab.

Folglich bringt der Selektor 93 unter Steuerung mit dem Zeitimpuls SE die in der Tabelle III angegebenen Signale hervor.

Tabelle ITI

Zeit impuls SE	Erzeugungszahl m der Schiebeimpulse SFT	Ausgabe des Selektors 93
"0"	—	Wt
M1..	m = 0 1 ™" J- ■— 0 = 3	2 wt 4 wt 8 wt 16 wt

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Sämtliche von dem Selektor 93 abgegebenen Phasenbestiaumiage-signale (vt, 2wt, 4wt, 8wt und 16wt) werden mit χ bezeichnet. Unter der Steuerung Bit den Zeitirnpulsen St und S2 wird dieses Phasenbestlmmungssignal χ in der Verschiebevorrichtung

94 ait 2^ίβ * ' multipliziert, um in ein Phasenbestiaunungsslgnal 2^tm * 'x(x) geändert su werden, wie dieses aus Tabelle IV ersichtlich ist. In der Verschiebevorrichtung

95 wird das Phasenbestimmungsslgnal χ nit 2* unter der Steuerung mit den Zeitimpuls S3 multipliziert, um unter Steuerung alt de» Zeltimpuls S3 in ein Phaseebestimmungssignal 2 getndert zu werden, wie dieses in Tabelle V dargestellt ist.

Tabelle IV

Zeitimpuls	St	Ausgabe 2(β1+β2) χ (χ) der Verschiebevorrichtung 94
S2	O 1 O 1	2° x (X) 21 χ (χ) 22 χ (χ) 23 χ (χ)
O O 1 1

Tabelle V

Zeltimpuls S3	s3 Ausgabe 2 χ (χ) der Verschiebevorrichtung 95
O 1	2° χ (χ) 21 χ (χ)

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geändert

Heiterhin wird das Ausgangesignal 2⁽"¹⁺*²⁾x(x) der Versohle- !^vorrichtung 94 In der Verschiebevorrichtung 96 unter der Steuerung mit dem niedrigstwertigen Signal bO des Sohlltscahlsignale B mit 2 multipliziert, um in Tabelle VI gezeigte Phaeenbeetiamungesignale (V*¹"¹"*²^] χ (2"^)X(X) geändert su werben. Mit anderen Worten wird das Ausgangesignal 2** * 'x(x) der Verschiebeeinrichtung 94 in einen für die Erzeugung des Seltfenstersignals W verwendeten Zeitschlitz (tsO, ts2, ts4, ts6; das Signal bO wird ¹⁴O ) mit 1/2 multipliziert.

Tabelle VI

Schlitaaahleignal bO	Ausgabe (2*1+e2]x(2-*bO)x<x) der Verschiebevorrichtung 96
0 1	R/2 (2s1+·2)] x(x) g (e1+e2>J x(x)

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nachträglich - 20 - j geändert

Das Auegangssignal [2^is1+s2>]x(2~^bO)x(x) der Verscaiebevorrichtung 96 wird dem Eingang λ der Addition-Subtraktion-Schaltung 98 «ugeführt.

Andererseits wird das Auegangssignal 2* x(x) der Verschiebevorrichtung 95 Ober die Torschaltung 97 an den B-Eingang der Addition-Subtraktion-Schaltung 98 gegeben, und zwar nur dann, wenn der Zeitiapuls 6 "1" beträgt. Xn der Schaltung 98 wird das Ausgangssignal 2* x(x) su bws. von den» Signal ^ (s1+s2yj _χ(2-*>0) _X(jt)_{# da8} unter Steuerung alt dem Seitimpuls SUB an den Α-Eingang gegeben ist, entweder addiert oder subtrahiert.

Infolgedessen gibt die Addition-Subtraktion-Schaltung 96 die in Tabelle VII aufgeführten Phasenbestiiasmngesignale ax ab. Wenn der Zeitimpuls SUB 1" beträgt, führt die Addition-Subtraktion-Schaltung 98 eine Subtraktionsoperation A-B aus.

Oa dieses Ausführungsbeispiel so ausgebildet ist, daß der Zeit-Impuls G bei dem Signal bO mit dem Wert ⁿ0^k stets "O' betragt (der Zeitschiita, in dem das Zeitfenstersignal hervorgebracht wird), wird das Ausgangesignal (1/2)x (2^(β1*^β2ί]χ(χ) der Verschiebevorrichtung 9C durch die Addition-Subtraktion-Schaltung 98 unverändert abgegeben, um als Phasenbestimmungssignal ax zu wirken.

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Tabelle VII

	Sl	Zeitimpuls	S2	G	S3	SUB	Ausgabe ax der Addition-Subtraktion- Schaltung 98
bO	0	0	0	0	0	X
	1	0	U	0	0	2x
	1	0	1	0	0	3x (= 2x+x)
	0	1	0	0	0	4x
	0	1	1	0	0	5x (= 4x+x)
1	0	1	1	1	0	6x (= 4x+2x)
	1	1	1	0	1	7x (8x-x)
	1	1	0	0	0	Gx
	1	1	1	0	0	9x (= 8x+x)
	1	1	1	1	0	1Ox (= 8x+2x)
	0	0	0	-	-	l/2x
	0	1	0	-	-	X
O	1	0	0	-	-	2 χ
	1	1	0	—	—	4 χ

ft « tfr ·· Ο« ti » {»«

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Das Ausgangssignal ax der Addition-Subtraktion-Schaltung 98 wird an einen Datenkonverter 99 gegeben, der mit einem als Steuersignal wirkenden Zeitimpuls NW beaufschlagt ist, so daß der Datenkonverter 99 ungeachtet des Wertes des Eingangssignals ax so lange einen konstanten Wert oC hervorbringt, wie der Zeitimpuls NW "1" beträgt. Wenn dagegen der Zeitimpuls NW "0" beträgt, bringt der Datenkonverter 99 das Eingangssignal ax unverändert hervor. In diesem Fall wird der Zeitimpuls NW nur in dem Zeitschlitz "1", der zum Hervorbringen des Zeitfenstersignals W eines gegebenen Kanals verwendet ist, wenn die Rechenkanäle chO bis ch3 nicht verwendet sind, um das Zeitfenstersignal W (s.Fig.4) zu erzeugen. Folglich bringt der Datenkonverter 99 normalerweise das Ausgangssignal ax der Addition-Subtraktion-Schaltung 98 unverändert als Phasenbestimmungssignal kwt hervor, wohingegen ein konstanter Wert cC als Phasenbestimmungssignal kwt abgegeben wird, wenn der Zeitimpuls NW in einem zum Hervorbringen des Zeitfenstersignals verwendeten Zeitschlitz "1" wird.

Wenn die Zahl m der von der AND-Torschaltung 92 abgegebenen Schiebeimpulse SFT für entsprechende Kanäle chO bis ch3, wie in Tabelle VIII gezeigt, bestimmt wird, können durch Steuerung der Erzeugung der Zeitimpulse S1, S2, S3, G und SUB die in Tabelle I dargestellten Phasenbestimmungssignale kwt aus der Addition-Subtraktion-Schaltung 98 gewonnen werden.

Tabelle VIII

Rechenkanal	m
chO	0
chi	1
ch2	2
ch3	3

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Auf Fig. 1 zurückkommend, speichert eine Sinusfunktion-Speichereinrichtung 10 in ihren betreffenden Adressen bei entsprechenden Abtastpunkten in einer Periode eines in Fig. 3a gezeigten Sinuswellenformsignals Sinusamplitudenwerte in logarithmischen Ausdrucken. Sie bringt einen Sinusamplitudenwert logisin kwt) mit einer einem Signal kwt entsprechenden Phase hervor, wenn sie von dem Phasenbestimmungssignalgenerator 9 mit einem Phasenbestimmungssignal kwt beaufschlagt wird, das als Adressensignal wirkt.

Ein riüllurvengenerator 11 erzeugt ein logarithmisches Hüllkurvensignal log EVK, das geeignet ist, entsprechende in betreffenden Rechenkanälen chO bis ch3 berechnete Teiltonkomponenten mit einer Amplitudenhüllkurve zu versehen, die auf den Bitsignalen P1 und P2 oberer Ordnung des Phasenbestimmungssignals wt, auf den Bitsignalen oberer Ordnung b2 und b1, auf dem Klangfarben-Einstellsignal TS, auf dem Tastencode KC und auf dem Taste-Ein-Signal KON basiert.

Eine Rechenschaltung 12 für arithmetische Operationen berechnet einen Zeitfenstersignal-Amplitudenwert 21og(sin kwt), der eine in Fig. 3b dargestellte Wellenform aufweist, indem ein von der Sinusfunktion-Speichereinrichtung 10 in den Vorderhälften-Zeitschlitzen tsO, ts2, ts4 und ts6 entsprechender Rechenkanäle chO bis ch3 abgegebener Sinusamplitudenwert log(sin kwt) verdoppelt wird. Weiterhin addiert die Rechenschaltung 12 den von der Sinusfunktion-Speichereinrichtung in Folgehälften-Zeitschlitzen (ts1, ts3, ts5 und ts7) entsprechender Rechenkanäle chO bis ch3 abgegebenen Sinusamplitudenwert log(sin kwt) zu dem Zeitfenstersignal-Amplitudenwert 21og(sin kwt), um Teiltonkomponenten zu berechnen, die sich über eine mit 4kf/N dargestellte Frequenzbandbreite verteilen und in der Mitte die Frequenz kf aufweisen.Weiterhin addiert die Rechenschaltung 12 das ilüllkurvensignal log EVK zu den Teiltonkomponenten hkw zur Steuerung der Amplitudenhüllkurve. Die Rechenschaltung 12 umfaßt einen Verdoppler 120, Selektoren 121 und 122, einen Addierer 123,

- 24 -

ein Register 124 sowie einen LOG-LIN-Konverter 125 für die Umsetzung logarihtmischer Werte in unlogarithmierte Zahlen. In diesem Fall werden die von dem LOG-LIN-Konverter 125 abgegebenen Teiltonkomponenten für betreffende Rechenkanäle chO bis ch3 durch die Gleichung

hkw = (sin²kwt)x(EVK)x(sin kwt) (3)

ausgedrückt.

Eine Synthetisierschaltung 13 synthetisiert in den Rechenkanälen chO bis ch3 entsprechend berechnete Teiltonkomponenten hkw. Die Synthetisierschaltung 13 umfaßt einen Akkumulator 130, der bei zeitlichem Abfall des Zeitimpulses T3 die Teiltonkomponenten hkw für entsprechende Rechenkanäle cn3 bis chO sequentiell akkumuliert, sowie ein Register 131, das bei zeitlichem Abfall des Zeitimpulses T5 mit dem durch den Akkumulator 130 erzeugten akkumulierten Wert ^ hkw geladen wird und den geladenen akkumulierten Wert hält, bis ein nächster neuer akkumulierter Wert ΣΓ hkw gegeben wird. Der Inhalt des Akkumulators 130 wird zurückgesetzt oder gelöscht, wenn der Zeitimpuls T4, der dem Zeitimpuls T5 etwas nacheilt, abfällt. Der Ausgang 23. hkw der Synthetisierschaltung 13 wird durch einen Digital-Analog-Konverter 14 in einen ein analoges Musiktonsignal bildenden Momentanwert MW(t) umgesetzt und dann einem Klangssystem 15 zugeführt.

Bei diesem Ausführungsbeispiel ist eine Schaltung vorgesehen, die den Umstand berücksichtigt, daß die Polaritäten der in dem späteren Halbteil einer Periode des Musiktonsignals berechneten Teiltonkomponenten zu invertieren sind, wenn die Teiltonkomponenten in jedem DAC-Zyklus synthetisiert werden. Diese Schaltung umfaßt eine AND-Torschaltung 32, eine Exklusiv-OR-Torschaltung 33 sowie eine AND-Torschaltung 34; diese Schaltungen sind in Fig. 1 mit einer strichpunktierten Linie umrandet. Wenn der Zeitimpuls INV in dem späteren Halbteil einer Periode des Musiktonsignals "1" wird, in dem das höchstwertige Bitsignal P1 des Phasenbestimmungssignals wt

- 25 -

ebenso wie in Folgehälfte-ZeitschJLitzon entsprechender Rechenkanäle chO bis ch3 "1" beträgt, invertiert diese Schaltung die Polarität des höchstwertigen Bit-Signals des von dem Datenkonverter 99 abgegebenen Phasenbestimmunqssignals kwt und führt das invertierte Signal an einen Vorzeichen-Biteingang des Akkumulators 130, Dementsprechend synthetisiert der Akkumulator 130 entsprechende Teiltonsiqnale nach Invertieren ihrer Polaritäten. Wenn man annimmt, daß eine Periode eines Musiktonsignals kontinuierlich ist, werden nur die Komponenten mit geraden Ordnungszahlen eliminiert, so daß ein Musiktonsignal erzeugt wird, das nur aus Komponenten mit ungeradzahligen Ordnungszahlen besteht.

Selbst in den normalen vorderen Halbteilen und späteren Halbteilen, wenn das Signal INV "0" beträgt (d.h. nicht invertiert ist), wird das höchstwertige Bit des Signals kwt unverändert in die Vorzeichen-Biteingangsklemme des Akkumulators 130 eingegeben.

ZoB. enthäl^t eine in dem vorderen Halbteil und dem späteren Halbteil einer Periode des Musiktonsignals punktsymmetrische Musiktonsignalwellenform_f wie aus Fig. 7a ersichtlich, sowohl Komponenten mit geraden Ordnungszahlen als auch Komponenten mit ungeraden Ordnungszahlen. Wenn jedoch die Polarität der zweiten Halte der Wellenform invertiert wird, erhält man die in Fig. 7b dargestellte Wellenform des Musiktonsignals. Mit anderen Worten ist die Wellenform der Musiksignaltonwellenform liniensymmetrisch, und den vorderen Halbteil einer Periode kann man allgemein mit

sin nwt (4)

angeben, den zweiten Halbteil hingegen mit -LAn sin (nwt - η 7C)

- 26 -

£(sin nwt)x(cos η X) - (cos nwt)x(sin η K)J = -ΣΑη [(sin nwt)x (-1)ⁿJ = 5l(-1)ⁿ⁺¹x(An sin nwt) (5).

Durch Verknüpfen der Gleichungen (4) und (5) erhält man

Σ. An sin nwt + ZL (-1) An sin nwt

= Al sin wt + A2 sin 2wt +A3 sin 3wt + A4 sin 4wt + A5 sin 5wt... + Al sin wt - A2 sin 2wt + A3 sin 3wt - A4 sin 4wt + A5 sin 5wt.

In dieser Gleichung sind die Komponenten mit geradzahligen Ordnungszahlen eliminiert und man erhält schließlich:

2 [Al sin wt + A3 sin 3wt + A5 sin 5wt j (6)

Folglich sind aus einer in Fig. 7b gezeigten Musiktonsignalwellenform Komponenten mit geradzahligen Ordnungszahlen eliminiert, d.h., daß sie nur Komponenten mit ungeradzahligen Ordnungszahlen enthält. In diesem Fall werden die Teiltonkomponenten mit geradzahligen Ordnungszahlen durch Zusammenfügen mit dem späteren Halbteil nach Invertieren seines Vorzeichens unterdrückt, und zwar auch dann, wenn - wie in Fig. 7c - der vordere Halbteil und der folgende Halbteil einer Periode des Musiktonsignals nicht vollständig liniensymmetrisch sind, solange in beiden Halbteilen Komponenten mit geraden Ordnungszahlen vorhanden sind. Dieses ist außerordentlich wirkungsvoll bei der Tonbildung von Blasinstrumenten, z.B. einer Klarinette.

Die Wirkungsweise des bereits im Aufbau beschriebenen elektronischen Musikinstruments wird nachstehend angegeben:

Nach Schließen eines nicht dargestellten Versorgungsschalters erzeugen der Zähler 6 und der Taktgeber 7 Schlitzzahlsignale B (b2, b1, bO) und Zeitimpulssignale T1 bis T5. Wenn in diesem Zustand ein Spieler eine Taste der Tastatur 1 drückt, nachdem

- 27 -

a m

er eine gewünschte Klangfarbe mit der Klangfarben-Setzeinrichtung 8 eingestellt hat, wird aus der Frequenzzahl-Speichereinrichtung 3 eine der Tonhöhe der gedrückten Taste entsprechende Frequenzzahl F ausgelesen. Darauf akkumuliert der Akkumulator 4 bei einer Erzeugungsperiode des Zeitimpulses T1 sequentiell die ausgelesene Frequenzzahl F und gibt den akkumulierten Wert qF als Phasenbestimmungssignal wt ab, um ein Zeitfenstersignal und ein Sinuswellenform-Teiltonsignal hervorzubringen .

Die Bitsignale P1 und PO oberer Ordnungen des Phasenbestimmunqssignals wt werden dem Taktgeber 7 und dem Hüllkurvengenerator 11 zugeführt, um als Signale für das Bezeichnen des ersten bis vierten Phasenteils ph1 bis ph4 zu wirken, die durch Teilung einer Periode T des Musiktonsignals durch 4 gebildet sind. Dementsprechend erzeugt der Taktgeber 7 Zeitimpulse SO bis S3, SE, ... SUB, die zum Berechnen vorherbestimmter Teiltonkomponenten verwendet werden, die der eingestellten Klangfarbe und dem Tonbereich der gedrückten Taste in betreffenden Rechenkanälen in entsprechenden Phasenteilen ph1 bis ph4 einer Periode des Musiktonsignals entsprechen. Das von dem Akkumulator 4 abgegebene Phasenbestimmungssignal wt wird unter Steuerung mit den Zeitimpulsen SO bis S3, ... SUB in dem PhasenbestimmungsSignalgenerator 9 geändert.

Zum Zwecke einer vereinfachten Beschreibung sei angenommen, daß - wie in Fig. 5 gezeigt - die betreffenden Rechenkanäle chO bis ch3 Teiltonkomponenten hkw berechnen, basierend auf einem Zeitfenstersignal W und einem Frequenzsignal Hk. Im einzelnen berechnet der Rechenkanal chO die Teiltonkomponente h1 1. Ordnung, indem ein Zeitfenstersignal W mit normalerweise konstantem Pegel mit einem Frequenzsignal H1 einer Frequenz f multipliziert wird. In dem Rechenkanal chi wird ein Zeitfenstersignal W mit einer Zeitdauer Tw = T mit einem Frequenzsignal H4 einer Frequenz 4f multipliziert, um eine Teiltonkomponente h4w zu berechnen. Dabei wird die über eine Frequenzbandbreite verteilte Breite M ihrer Hauptkeule (main lohe) mit

- 28 -

• · · it a * β « « β

M = (4)x(4f)/4

ausgedrückt. Die Teiltonkomponente h4w umfaßt die Teiltonkoraponente h4 (einer Frequenz 4f) 4. Ordnung als Mittenkomponente .

In dem Rechenkanal ch2 werden zwei Zeitfenstersignale W hervorgebracht, die in einem vorderen Halbteil (ph1 und ph2) und einem späteren Halbteil (ph3 und ph4) einer Periode T des Musiktonsignals Zeitbreiten Tw = (1/2)χ(T) aufweisen. Entsprechende Zeitfenstersignale W werden mit einem Frequenzsignal H8 einer Frequenz 8f multipliziert, um eine Teiltonkomponente h8w zu berechnen, die sich über eine Frequenzbandbreite verteilt und die Teiltonkomponente h8 (einer Frequenz 8f) 8.Ordnung als Mittenkomponente aufweist, wobei die Hauptkeulenbreite M der Frequenzbandbrexte mit

M = (4)x(8f)/4 angegeben wird.

In dem Rechenkanal ch3 wird in jedem Phasenteil ph1 bis ph4 in einer Periode T des Musiktonsignals ein Zeitfenstersignal W mit einer Zeitdauer Tw = (1/4)χ(T) erzeugt. Das Zeitfenstersignal W in dem ersten Phasenteil ph1 wird mit einem Frequenzsignal H16 einer Frequenz 16f multipliziert, um eine Teiltonkomponente h16w zu berechnen, die über eine Frequenzbandbreite verteilt ist, die die Teiltonkomponente h16 16. Ordnung als Mittenkomponente aufweist, wobei für die Hauptkeulenbreite M der Frequenzbandbreite die Gleichung

M = (4)x(16f)/4

geschrieben wird. Dagegen wird das Zeitfenstersignal W in dem zweiten Phasenteil ph2 mit einem Frequenzsignal H24 einer Frequenz 24f multipliziert, um eine Teiltonkomponente h24w

- 29 -

zu berechnen, die sich über eine Frequenzbandbreite verteilt, die die Teiltonkomponente h24 24. Ordnung als Mittenkomponente aufweist, wobei für die Hauptkeulenbreite M der Frequenzbandbreite die Gleichung

M = (4)x(24f)/4

geschrieben wird. Das Zeitfenstersignal W in dem dritten Phasenteil ph3 wird mit einem Frequenzsignal H32 einer Frequenz 32f multipliziert, um eine Teiltonkomponente h32w zu berechnen, die über eine Frequenzbandbreite verteilt ist, die die Teiltonkomponente h32 als Mittenkomponente aufweist, wobei die Hauptkeulenbreite M der Frequenzbandbreite mit der Gleichung

M = (4)x(32f)/8

angegeben wird. In der gleichen Weise wird das Zeitfenstersignal W in dem vierten Phasenteil ph4 mit einem Frequenzsignal H4O einer Frequenz 4Of multipliziert, um eine Teiltonkomponente h4Ow zu berechnen, die sich über eine Frequenzbandbreite verteilt, die die Teiltonkomponente h4O 40. Ordnung als Mittenkomponente aufweist, wobei die Hauptkeulenbreite M der Frequenzbandbreite mit der Gleichung

M = (4)x(4Of)/4 wiedergegeben wird.

Bei den beschriebenen, in entsprechenden Rechenkanälen chO bis ch3 zu berechnenden Teiltonkomponenten hkw erzeugt der Taktgeber 7 während eines Intervalls zwischen dem ersten Phasenteil ph1 bis vierten Phasenteil ph4 einer Periode T des Musiktonsignals in den Vorderhalbteil- und Folgehalbteil-Zeitschlitzen der entsprechenden Rechenkanäle chO bis ch3 die in der Tabelle IXa bis IXd dargestellten Zeitimpulse.

- 30 -

Tabelle IX a

U)

Phasen kompo nente	Rechen kanal	Zeit schlitz	Zeitimpuls	SO	0	SE	Sl	S2	S3	G	SUB	NW	INV
ph 1	chO	tsO	1	0	0	0	0	0	0	τ J.	0
chi	tsl	0	0	0	0	U	0	0	0	0
ch 2	ts2	"j	0	0	0	υ	0	0	0	0
ch 3	ts3	0	0	0	1	U	0	0	0	0
ts4	1	0	1	0	0	0	0	0	0
ts5	υ	1	0	0	0	0	0	0	0
ts6	ο	0	0	1	0	0	0	0	0
ts7	1	0	0	0	0	0	0	0

4 C

• · C

OCSt 6 f

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• ·

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Zeitimpuls

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Zeit schlitz

O U) ■P

tsl

CM Ul

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in U)

VO U)

I-- 0)

Rechen kanal

Phasen kompo nente

- 3 2 -

Tabelle IX c

Phasen kompo nente	Rechen kanal	Zeit schlitz	Zeitimpuls	SO	SE	Sl	S2	S3	G	SUB	NW	INV
ph 3	chO	tsO	0	ü	0	0	0	0	0	1	0
chi	tsl	■ 0	0	0	0	0	0	0	0	0
ch2	ts2	0	U	0	0	0	0	0	0	0
ch 3	ts3	1	0	0	1	0	0	0	0	0
ts4	0	0	1	0	0	0	0	0	0
ts5	1	1	0	0	0	0	0	0	0
ts6	0	0	0	1	0	0	0	0	0
ts7	1	1	1	0	0	0	0	0	0

Zeitirapuls

INV

Zeit- . schlitz

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Phasen kompo nente

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ο Ul

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(N (0 +J

01

T (0 4J

ΙΓ> (0

U) (0 -P

Γ- (0 -P

- 34 -

Darauf beträgt in dem Zeitschlitz tsO des Rechenkanals cho von den Zeitimpulsen SO bis INV nur der Impuls NW über dem ersten Phasenteil ph1 bis zu dem vierten Phasenteil ph4 "1"; die anderen Impulse sind alle "O". Aus diesem Grund erzeugt der Datenkonverter 99 des PhasenbestimmungsSignalgenerators 9 ungeachtet des in ihn eingegebenen Signals einen konstanten Wert OC als Phasenbestimmungssignal kwt, wodurch der von der Sinusfunktion-Speichereinrichtung 10 abgegebene Sinusamplitudenwert log(sin kwt) ebenfalls ein konstanter Wert log(sin«C) wird. Dieser konstante Sinus amplitudenwert log(sin<£) wird durch den Verdoppler 120 der Arithmetik-Rechenschaltung 12 auf 21og(sin<*!) verdoppelt. Dieser Wert wird an den "O'-Eingang des Selektors 122 gegeben. Zu dieser Zeit erzeugt der Hüllkurvengenerator 11 ein Hüllkurvensignal log EV1 (k = 1) für die in dem Rechenkanal chO zu berechnende Teiltonkoitroonente h1 , und das Hüllkurvensignal· log EV1 wird dem ¹¹O''-Eingang des Selektors 121 der Rechenschaltung 12 zuaeführt. Da der Zeitschlitz das Zeitfenstersignal W hervorbringt, beträgt der Wert des niedrigstwertigen Bitsignals b0 des Schlitzzahlsignals B zu dieser Zeit "0", wobei das Hüllkurvensignal log EV1 und der konstante Sinusamplitudenwert 21og(sindC) entsprechend an die "O"-Eingänge der Selektoren 121 und 122 geführt, ausgewählt, abgegeben und dem Addierer 123 zugeführt werden, wodurch der Addierer 123 die Additionsoperation

log EV1 + 21og(sinoc)

ausführt. Bei Abfall des Zeitimpulses T2 wird diese Summe in das Register 124 geladen und darauf von der Ausgangsklemme des Register 124 an den "1"-Eingang des Selektors 122 zurückgeführt .

Darauf sind die Zeitimpulse SO bis INV in dem Zeitschlitz ts1 sämtlich "0". Aus diesem Grund bringen die verschiedenen Schaltungen des PhasenbestimmungsSignalgenerators 9 die in Tabelle X angegebenen Signale hervor.

- 35 -

Tabelle X

Schaltung	Ausgangesiqnal
Selektor 93	Wt
Verschiebevorrichtung 94	Wt
Verschiebevorrichtung 95	Wt
Verschiebevorrichtung 96	Wt
Torschaltung 97	0
Addition- Subtraktion- Schaltung 98	wt
Datenkonverter 99	Wt

- 36 -

So wird ein Sinusamplitudenwert log(sin wt), bei dem k = 1 ist, aus der Sinusfunktion-Speichereinrichtung 10 ausgelesen. Im einzelnen wird das Frequenzsignal H1 (= log sin wt) 1. Ordnung abgegeben und dem "1"-Eingang des Selektors 121 der Arrithmetik-Rechenschaltung 12 zugeführt. Da das niedrigstwertige Bitsignal bO des Schlitzzahlsignals B den Wert "1" aufweist, wählt der Selektor 121 zu dieser Zeit das an seinem "1"-Eingang liegende Frequenzsignal H1 1. Ordnung aus und gibt es ab. Ebenso wählt der Selektor 122 das an seinem "1"-Eingang liegende Signal [[log EV1 + 21og(sind)J und gibt es ab, wodurch der Addierer 123 die Additionsoperation

[log EV1 + 2 log (sind)] + log(sin wt)

ausführt. Das bedeutet, daß das Frequenzsignal H1 £= log(sin wt)J 1.Ordnung mit dem Hüllkurvensignal EV1 multipliziert wird. Die Summenabgabe des Addierers 123 wird beim Abfall des Zeitimpulses T2 in das Register 124 geladen und dann an den LOG-LIN-Konverter 125 gegeben, um dadurch in einen nicht logarithmischen Zahlenwert "(EV1)x(sinci ) x(sinwt)" umgesetzt zu werden. Dieser wird darauf an den Akkumulator 130 der Synthetisierschaltung 13 gegeben, um jedesmal, wenn der Zeitimpuls T3 abfällt, akkumuliert zu werden. Infolgedessen ist in dem ersten Rechenkanal chO die erste mit einer Hüllkurve versehene Teiltonkomponente berechnet.

In dem Zeitschlitz ts2 des Rechenkanals chi sind sämtliche Zeitimpulse SO bis INV "0"; und das niedrigstwertige Bitsignal bO des Zeitschlitzzahlsignals B ist "0^;I.

Dementsprechend bringen verschiedene Schaltungen des Phasenbestimmungssignalgenerators 9 die in Tabelle XI angegebenen Signale hervor.

- 37 -

Tabelle XI

Schaltung	Ausgangssignal
Selektor 93	Wt
Verschiebevorrichtung 94	Wt
Verschiebevorrichtung 95	Wt
Verschiebevorrichtung 96	wt/2
Torschal tuner 97	0
Addition- Subtraktion- Schaltung 98	wt/2
Datenkonverter 99	wt/2

- 38 -

•D « ·

« ff V It ψ VW W * WV ■« ·* ·< «Γ

- 38 -

Im einzelnen wird in dem Zeitschlitz ts2 der Wert des Phasenbestimmungssignals wt einer Frequenz f mit 1/2 multipliziert und dann abgegeben. Dementsprechend wird ein Sinusamolitudenwert log(sin wt/2) einer Frequenz wt/2 aus der Sinusfunktion-Speichereinrichtung 10 ausgelesen. Dieser Sinusfunktion-AmoIitudenwert log(sin wt/2) wird in dem Verdoppler 120 der Arithmetik-Rechenschaltung 12 verdoppelt und als ein in Fig. 3b dargestelltes Zeitfenstersignal W abgegeben. In diesem Fall hat das Zeitfenstersignal W eine Zeitdauer Tw = 1/f = T.

Dieses Zeitfenstersignal W mit einer Zeitdauer Tw = T wird über den Selektor 122 an den Addierer 123 gegeben, um mit dem Hüllkurvensignal log EV4 (k = 4) addiert zu werden, das dem Addierer 123 über den Selektor 121 zugeführt ist. Die Summe

log EV4 + log W = log EV4 + 21og (sin wt/2) wird vorübergehend in dem Register 124 gespeichert.

In dem nächsten Zeitschlitz ts3 werden die Zeitimpulse SO und S2 "1", so daß verschiedene Schaltungen des Phasenbestimmungssignalgenerators 9 die in Tabelle XII aufgeführten Signale hervorbringen.

- 39 -

Tabelle XII

Schaltung	Ausgangssignal
Selektor 93	Wt
Verschiebevorrichtung 94	4wt
Verschiebevorrichtung 95	Wt
Verschiebevorrichtung 96	4wt
Torschaltung 97	0
Addition- Subtraktion- Schaltung 98	4wt
Datenkonverter	4wt

- 40 -

Auf diese Weise wird aus der Sinusfunktion-Speichereinrichtung 10 ein Sinusaraplitudenwert log(sin 4wt) ausgelesen, bei dem k = 4 gilt, wodurch das Frequenzzahlsignal H4 [= log (sin 4wt)j 4. Ordnung hervorgebracht wird, das zu dem Signal [log EV4 + 21og sin(wt/2)J addiert wird, das vorübergehend in dem Register 124 der Arithmetik-Rechenschaltung 12 gespeichert ist. Dementsprechend wird das Frequenzsignal H4 (j= log (sin 4 Wt)] 4. Ordnung mit dem Hüllkurvensignal EV4 und mit dem Zeitfenstersignal W einer Zeitdauer von Tw = T multipliziert.

Dementsprechend ist in dem Rechenkanal chi ein Signal berechnet, das durch Amplitudenmodulation des Frequenzsignals H4 4. Ordnung mit dem Zeitfenstersignal W einer Zeitdauer Tw = T und mit dem Hüllkurvensignal EV4 gewonnen ist. Mit anderen Worten ist es möglich, eine Teiltonkomponente h4w zu erhalten, die über eine Frequenzbandbreite verteilt ist, die die Teiltonkomponente h4 4. Ordnung als Mittenkomponente sowie eine Hüllkurvenbreite M entsprechend der Gleichung

M = (4)x(4f)/4 aufweist.

Die Ausgabe {log EV4 + 21ogVwt/2 + log (sin 4wt)J des Addierers 123 wird dem LOG-LIN-Konverter 125 durch das Register 124 zugeführt. Nach Umsetzung der Ausgabe in einen Wert [(EV4)x(sin² wt/2)x(sin 4wtf] mit nichtlogarithmischen (natürlichen) Zahlenausdrücken wird dieser Wert an den Akkumulator 130 der Synthetisierschaltung 13 gegeben, um mit der in dem vorangegangenen Rechenkanal chO berechneten Teiltonkomponente h1 1. Ordnung synthetisiert oder zusammengefügt zu werden.

In den Rechenkanälen ch2 und ch3 werden vorherbestimmte Teiltonkomponenten hkw in der gleichen Weise berechnet. Verschiedene in diesem Fall abgegebene Signale sind in den Tabellen XIII

- 41 -

bis XVII angegeben. Obwohl sich eine detaillierte Beschreibung der aufgeführten Signale für die Rechenkanäle erübrigt, sind die Operationen für die Phasenteile ph1 bis ph4 verschieden.

- 42 -

Tabelle XIII

(Rechenkanal· ch2)

Schaltung	Ausgangssignal	ts 4	0	wt	ts 5
Schieberegister 91	4wt	Wt	8wt
Selektor 93	Wt	log (sin wt)	8wt
Verschiebevor. 94	2wt	log EV8	8wt
Verschiebevor. 95	wt	21og (sin wt)	8wt
Verschiebevor. 9 6	wt	log EV8 + 21og (sin wt)	8wt-
Torschaltung 97	log F.V8 + 2log (sin wt)	0
Addition- 98 Subtraktionschaltung		8wt
Datenkonverter 99	8wt
Sinus funktion- Speichereinrichtung	log (sin 8wt)
Hüllkurvengene rator 11	log EV8
Verdoppler 120	—
Addierer 123	log EV8 + 21og (sin wt) + log (sin 8wt)
Register 124	dito
LOG-LIN- Konverter 125	(EV8) χ (sin2 wt) χ (sin 8wt)

- 43 -

Tabelle XIV (Phasenteil ph1 des Rechenkanals ch3)

Schaltung	Ausganassianal	ts 6	ts 7
Schieberegister 91	16wt	16wt
Selektor 93	Wt	16wt
Verschiebevor. 94	4wt	16wt
Verschiebevor. 95	Wt	16wt
Verschiebevor. 96	2wt	16wt
Torschaltung 97	0	0
Addition- Subtraktion- Schalf.nnn QR	2wt	16wt
Datenkonverter 99	2wt	16wt
Sinusfunktion- Sppi nhprpi ηγ-ί ph+-nnq	log (sin 2wt)	log (sin 16wt)
Hüllkurvengenerator 11	log EV16	log EV16
Verdoppler 120	2log (sin 2wt)	—
Addierer 123	log EVl6 + 21og (sin 2v/t)	log EV16 + 21og (sin 2wt) + log (sin 16wt)
Register 124	dito	dito
LOG-LIN- Konverter 125	,,..,.■ ...	(EVlS) :c (sin2 2wt) χ (sin 16wt)

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Tabelle XV

(Phasenteil nh2 des Rechenkanals ch3)

Schaltung	Ausaangssianal	ts 6	ts 7
.Schieberegister 91	4wt	8 wt
Selektor 93	Wt	8 wt
Verschiebevor. 94	4wt	16wt
Verschiebevor. 95	wt	8 wt
Verschiebevor. 96	2 wt	16wt
Torschaltung 97	0	8 wt
Addition- Sub traktion- Fjchaltung 98	2 wt	24wt
Datenkonverter 99	2wt	24wt
Sinusfunktion- Speichereinrichtuna	log (sin 2wt)	log (sin 24wt)
Hüllkurvengenerator 11	log EV24	log EV24
Verdoppler 120	21og (sin 2wt)	—
Addierer 123	log EV24 + 2log (sin 2wt)	log EV24 + 2l6g (sin 2wt) + log (sin 24wt)
Register 124	dito	dito
LOG-LIN- Konverter 125		(EV24) χ (sin2 2wi), χ (sin 24wt)

- 45 -

- 45 -

Tabelle XVI

(Phasenteil ph3 des Pechenkanals ch3)

bchaltung	Ausgangssignal	ts 6	ts 7
Schieberegister 91	16 wt	16wt
Selektor 93	Wt	16wt
Verschiebevor. 94	4 wt	32wt
Verschiebevor. 95	Wt	16wt
Verschiebevor. 96	2wt	32wt
Torschaltung 97	0	0
Addition- Subtraktion- Schaltunq 98	2wt	32wt
Datenkonverter 99	2wt	32wt
Sinusfunktion- Sp.e icher einr ich tunq	log (sin 2wt)	log (sin 32wt)
Ilüllkurvenqenerator 11 -	log EV32	log EV32
Verdoppler 120	21og (sin 2wt)	— -.
Addierer 123	log EV32 + 21og (sin 2wt)	i?§,EYil„+2«) ♦ log (sin 32wt)
Register 124	dito	dito
LOG-LIN- Konverter 125		(EV32) χ (sin* 2wt) χ (sin 32wt)

- 46 -

- 46 Tabelle XVII

(Phasenteil· nh4 des Rechenkanals ch3)

Schaltuna	Ausgangssignal	ts 6	ts 7
Schieberegister 91	16wt	8wt
Selektor 93	Wt	8wt
Verschiebevor. 94	4wt	32wt
Verschiebevor. 95	Wt	8wt
Verschiebevor. 96	2wt	32wt
Torschaltung 97	0	8wt
Addition- Subtraktion- Schaltuna 98	2wt	40wt
Datenkonverter 99	2wt	40wt
Sinus funktion- Sneichereinrichtuna	log (sin 2wt)	log (sin 40wt)
Hüllkurvengenerator 11	log EV4 0	log EV40
Verdoppler 1 20	21og (sin 2wt)	—
Addierer 123	log EV4 0 + 21og (sin 2wt)	log EV40 + 21og (sin 2wt) + log (sin 4 0wt)
Register 124	dito	dito
LOG-LIN- Konverter 125		(EV40) χ (sin2 2wt} χ (sin 40wt)

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• a · «

- 47 -

Die in obiger Weise berechneten Teiltonkomponenten h1, h4w, h8w, h16w, h24w, h32w und h4Ow werden bei jedem DAC-Zyklus in der Synthetisierschaltung 13 synthetisiert (künstlich zusammengefügt). Der synthetisierte Wert wird in dem Digital-Analog-Konverter 14 in einen Momentanwert Mw(t) eines analogen rfusiktonsignals umgesetzt und dann dem Klangsystem 15 zugeführt, wodurch es ein Tonsignal hervorbringt, das mit einer in Fig. dargestellten spektralen Hüllkurve versehen ist.

Da, wie oben beschrieben, in dem elektronischen Musikinstrument dieses Ausführungsbeispiels eine einzige Sinusfunktion-Speichereinrichtung verwendet ist, um auf Zeitmultiplexbasis Zeitfenstersignale und Teiltonsignale hervorzubringen, ist es möglich, mit einem äußerst einfachen Aufbau Teiltonkomponenten hkw zu berechnen, die über eine weite Frequenzbandbreite verteilt sind. Da die Amplitudenmodulation durch eine logarithmische Additionsoperation zur Berechnung solcher Teiltonkomponenten hkw bewirkt wird, ist es darüberhinaus möglich, die Rechenzeit zu verkürzen. Da das Zeitfenstersignal W durch Verdopplung des Sinuswellensignal-Amplitudenwertes gebildet wird, ist es außerdem möglich, die für die Berechnung des Fenstersignals notwendige Schaltung beträchtlich zu vereinfachen. Im folgenden werden der Taktgeber 7 und der Hüllkurvengenerator 11 im Detail beschrieben.

Der Taktgeber 7 ist als eine - z.B. in Fig. 8 gezeigte - Nur-Lesespeicher (Festspeicher)-Einrichtung (ROM)70 ausgebildet. Der ROM 70 umfaßt eine Mehrzahl Speicherblöcke MB, die durch ein Klangfarben-Einstell-(Setz)signal TS und einen Tastencode KC bezeichnet werden. Entsprechende Speicherblöcke MB speichern Zeitimpulse T3 bis T5, SE, SO bis S3, G, SUB, INV und NW zum Erzeugen vorherbestimmter Zeitfenstersignale W oder der Frequenzsignale Hk in entsprechenden Zeitschlitzen tsO bis ts7, bezeichnet durch Signale b2, b1 und bO sowie Signale P1 und PO, die der eingestellten Klangfarbe und dem Ton- oder Klangbereich einer gedrückten Taste entsprechen.

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Wenn ein Klangfarben-Setzsignal T-S, ein Tastencode KC, Signale b2, b1 und bO sowie Signale P1 und PO als Adressensignale zugeführt werden, werden folglich entsprechend der eingestellten Klangfarbe und entsprechend dem Klangbereich (der durch den Tastencode KC identifiziert ist) der gedrückten Taste Zeitimpulse T3 bis T5, ... NW synchron mit den Teilton-Rechenzeiten entsprechender Rechenkanäle chO bis ch3 hervorgebracht. Obwohl - wie aus Fig. 2 ersichtlich - die Zeitimpulse T1 und T2 dieselben Signale wie die Signale b2 und φΌ darstellen, werden sie mit verschiedenen Signalnamen bezeichnet.

Wenn die vier Bits oberer Ordnungen des Tastencodes KC in den ROM 70 eingegeben werden und unter Berücksichtigung, daß das Klangfarben-Setzsignal TS vier Bits umfaßt, muß der ROM 70 eine

1 3
Speicherkapazität von (2 )χ(1Ο) = 80K Bits umfassen, da die Arten der Zeitimpulse 10 (10 Bits) sind; so wird die Speicherkapazität beträchtlich erhöht.

Wie aus Fig. 2 ersichtlich, können die Zeitimpulse T3, T4 und T5 durch etwas verzögerte oder verschobene Signale bO und b2 gebildet werden, so daß, wie in Fig. 9 gezeigt, das Signal bO mit einer Verzögerungsschaltung DL1 verzögert wird, um einen Zeitimpuls T3 zu bilden, während das Signal b2 durch eine Verzögerungsschaltung DL2 verzögert wird, um einen Zeitimpuls T4 zu bilden, und das Signal b2 durch eine Verzögerungsschaltung DL3 verzögert wird, um einen Zeitimpuls T5 zu bilden. Die Verzögerungszeiten der Verzögerungsschaltungen DLI bis DL3 werden mit ti, tr2 bzw. t3 bezeichnet. Die Verzögerungszeiten werden eingestellt, um der Beziehung f1 <t3 <-j2 zu genügen.

Die anderen Zeitimpulse sind in eine erste Gruppe Zeitimpulse NW, S1 und S2 aufgeteilt, die zum Erzeugen der Zeitfenstersignale W notwendig sind, und in eine zweite Gruppe Zeitimpulse SO, S1, S2, S3, SE, G, SUB und INV, die zum Erzeugen eines Frequenzsignals Hk notwendig sind. Die Schaltung ist so aufgebaut, daß die zu

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" * " "" 3Ί35970

der ersten Gruppe gehörenden Taktimoulse von einem ersten ROM (Festsoeicher) 71 abgegeben werden, der freigegeben ist, wenn das Signal bO "O" ist, wohingegen die zu der zweiten Gruppe gehörenden Taktimpulse von einem zweiten ROM (Festspeicher) 72 hervorgebracht werden, der freigegeben ist, wenn das Signal bO "1" ist. Da die Zeitimpulse S1 und S2 sowohl zu der ersten Gruppe als auch zu der zweiten Grupoe gehören, werden sie über OR-Torschaltungen 73 und 74 abgegeben.

Da das Adressensignal im ganzen 10 Bits umfaßt und das Ausgangssignal drei Bits aufweist, beträgt die Speicherkapazität

10
des ersten ROM's 71 (2 )x(3) Bits. Da das Adressensignal im ganzen 12 Bits und das Ausgangssignal 8 Bits umfaßt, beträgt weiterhin die Speicherkapazität des zweiten ROM's 72

12
(2 }x(8) Bits, so daß die gesamte Speicherkapazität des ersten

ROM's 71 und des zweiten ROM's 72

(2^1O)x(3) + (2¹²)x(8) = 35.840 Bits

beträgt.

Es ist zu beachten, daß diese Speicherkapazität ungefähr 1/2 der aus Fig. 8 hervorgehenden ist.

Die Speicherkapazität kann weiter reduziert werden, wenn die Arten der Zeitfensterformen oder -muster Pw, die in Rechenkanälen chO bis ch3 hervorgebracht werden, auf 16 begrenzt werden, wie dieses aus Fig. 10a für eine Klangfarbe ersichtlich ist, die durch eine Kombination eines Tastencodes KC und einer Klangfarben-Setzinformation TS bezeichnet werden kann, und durch Einstellen (Setzen) der in entsprechenden Rechenkanälen chO bis ch3 hervorgebrachten Frequenzsignale Hk auf 8 Frequenzen, die durch eine Kombination des Tastencodes KC und der Klangfarben-Setzinformation TS bezeichenbar sind, um Kombinationen dieser 8 Frequenzen zur Bildung von 32 Klangfarbenkomponenten der in Fig. 10b gezeigten Formen oder Muster PlH bis PH32 zu veranlassen.

Die Schaltung in Fig. 10c ist entsprechend obiger Vorgabebedingungen gebildet und entspricht einem in Fig. 9 gezeigten Schaltungsteil, der den ersten ROM 71 und den zweiten ROM 72 sowie die OR-Torschaltungen 73 und 74 umfaßt. In Fig. 10c erzeugt ein erster ROM 700 ein 4 Bitsignal, das eines der Zeitfenstermuster bezeichnet. Das 4 Bitsignal wird durch Kombination des Tastencodes KC und des Klangfarben-Setzsignals TS unter 16 Arten der Zeitfenstermuster P ₁ bis P ..,bezeichnet. Dieses von dem ersten ROM 700 abgegebene 4 Bitsignal wird einem zweiten ROM 701 zusammen mit den Signalen b2 und b1 zugeführt, die die Rechenkanäle als Adressensignal bezeichnen.

Der zweite ROM 701 speichert in seinen Adressen zwei Bitsignale d1 und dO, die geeignet sind, Zeitimpulse NW, S1 und S2 zu bilden, die zum Bezeichnen der Art des in Fig. 4 gezeigten Zeitfenstersignals W verwendet werden. Der zweite ROM 701 wird nur dann freigegeben, wenn das Signal bO "0" beträgt. Im einzelnen bringt der zweite ROM 701 zwei Bitsignale d1 und dO hervor, die geeignet sind, ein Zeitfenstermuster (eines von Pw1 bis Pw16) zu bilden, das durch eine eingestellte Klangfarbe (basierend auf dem Tastencode KC und auf dem Klangfarben-Setzsignal TS) für jeden Rechenkanal chO bis ch3 bezeichnet ist. Diese beiden Bitsignale d1 und dO werden durch eine AND-Torschaltung 702 und eine NOR-Torschaltung 703 dekodiert, um als Zeitimpulse S1, S2 und NW abgegeben zu werden.

Ein dritter ROM 705 erzeugt ein 3 Bitsignal, das ein Frequenzsignal Hk bezeichnet, das in entsprechenden Rechenkanälen in entsprechenden Phasenteilen ph1 bis ph4 für jeden Rechenkanal chO bis ch3 hervorzubringen ist, und zwar unter Frequenzsignalen mit 8 Frequenzen, die in den Rechenkanälen chO bis ch3 zu berechnen sind.

Ein fünfter ROM 706 erzeugt ein 5 Bitsignal, das geeignet ist, eines der Erzeugungsmuster PH1 bis PH32 des Frequenzsignals Hk zu bezeichnen, das einer eingestellten, auf dem Tastencode KC und dem Klangfarben-Bestimmungssignal TS basierenden Klangfarbe entspricht, und ebenso einen Zeitimpuls INV, um geradzahlige Komponenten des Musiktonsignals zu löschen.

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B 1 β!

''" ^J.y.; Die von dem dritten ROM 705 und dem fünften POM 706 abgegebenen ·,

'■^f " Il

' Ausgangssignale werden einem vierten ROM 707 als Adressensig ^!|

nale zugeführt. Das" Zeitimpulssignal INV wird allerdings un ■ j J? verändert nach außen abgegeben. Das von dem fünften ROM 706 .';|v,3 abgegebene 5 Bitsignal wird als Adressensignal zusammen mit s*·?! f ; ¹^ Signalen b2, bi, P1 und PO einem sechsten ROM 708 zugeführt. ^p"

■ Der vierte ROM 707 erzeugt zur Bildung von FrequenzSignalen

Hk Signale C3, C2, C1^;und CO*.· die durch ein von dem dritten ROM 705 abgegebenes 3 Bitsignäl bezeichnet sind. Dabei er-F7^! folgt die Bildung des Frequenzsignals Hk unter Frequenzsig-

"''^f nalen Hk von 8 Frequenzen der 'Erzeugungsmuster (eines von

■Si - PH1 bis PH32) des Frequenzsignfels Hk, die durch das von dem .,--"'0^ .. _s/ fünften ROM 706 gelieferte 5 Bitsignal bezeichnet sind. Der '\ ₄ Jk"- sechste ROM 708 erzeugt Zeitimpulse SE und SO, die geeignet h ^^p * sind, Frequenz signale mit b Frequenzen von den Erzeugungsmustern^jL_- ϊ

. (eines von PH1 bis PH32) des Frequenzsignals Hk zu bilden, bezeichnet durch das von dem fünften ROM 706 abgegebene 5 Bitsignal·.

Die 4 Bit-Ausgangssignale C3 bis CO des vierten ROM's 707 werden , _; verwendet, um Zeitimpulse S1, S2, S3, G, SUB vorzubereiten. Diese Ein-Bit- Signale werden in einer AND-Torschaltungen 709 und 710, OR-Torschaltungen 711 bis 713 sowie einen Inverter 714 umfassenden Schaltung - wie in Tabelle XVIII gezeigt - dekodiert und als Zeitimpulse abgegeben/ die in der gleichen Weise wirken, wie die in Tabelle VII angegebenen ■

Signale S1 bis SUB.

Mit dem beschriebenen Aufbau werden die Speicherkapazitäten . ." , der sechs ROM's 700 bis 708 zu den in Tabelle XIX angegebenen, woraus die Abnahme der Speicherkapazitäten gegenüber , dem in Fig. 9 dargestellten Fall ersichtlich ist.

Tabelle XVIII

Ausgabe	des 4	. ROM's 707	CO	ax	χ
C3	C2	Cl	0	2 χ
U	O	0	0	3 χ
O	1	0	0	4 χ
O	1	1	0	5 χ
1	O	0	0	6 χ
1	O	1	1	7 χ
1	O	1	1	8 χ
1	1	0	0	9 χ
1	1	0	0	10 χ
1	1	1	1
1	1	1

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Tabelle XIX

	ROM	Adressen signal	Ausqanqs- signal	Speicher kapazität	(Bits)
1.	KOM	8 bits	4 bits	28 χ 4 =	1024
2.	ROM	6 bits	2 bits	26x2 =	128
3.	ROM	4 bits	3 bits	24 χ 3 =	48
4.	ROM	8 bits	4 bits	28 χ 4 =	1024
5.	ROM	8 bits	6 bits	28 χ 6 =	1536
6.	9 bits	2 bits	29 χ 2 =	1024

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Aus Fig. 11 sind Einzelheiten des Schaltunqsaufbaus des Hüllkurvengenerators 11 ersichtlicli. Dieser bildet Hüllkurven signale EVk (EV1 bis EV4O) für entsprechende Frequenzsignale (ill bis H4O in Fig. 5) und gibt die so gebildeten Signale EVk synchron mit den Rechenzeiten entsprechender Teiltonsignale ab. Wie aus Fig. 12a ersichtlich umfaßt jedes Hüllkurvensignal EVk vier Hüllkurvensegmerite oder -abschnitte, nämlich einen Einkling- oder Anstiegsabschnitt einen ersten Abkling- oder Abfallabschnitt, einen Aufrechterhaltungs oder rialteabschnitt sowie einen zweiten Abkling- oder Abfallab schnitt. Ein solches Hüllkurvensignal EVk wird durch sequentielles Akkumulieren einer Information AkIM] mit einer vorherbestimmten Geschwindigkeit gebildet wobei die Information Ak[k] in jedem für jedes Frequenzsignal verwendeten Abschnitt des Signals EVk Inkremente (Zuwächse) (z.Zt. des Anstiegs) oder Dekremente (Abnahmen) (für die Zeit des ersten Abfalls, des Aufrechterhaltens und des zweiten Abfalls) darstellt, wobei M die Arten der Segmente oder Abschnitte repräsentiert. In diesem Ausführungsbeispiel werden der Anstieg durch "O", der erste Abfall durch "1", das Aufrechterhalten durch "2" und der zweite Abfall durch "3" dargestellt. Die Wellenformen entsprechender Signale sind jedoch in Abhänaigkeit von den Klangfarben verschieden und entsprechen Klangfarben die durch den Klangfarbensetzer 8 eingestellt sind. Aus diesem Grund werden die Information Ak[k] und eine Abfallpegelinformation DL Qc] für betreffende den eingestellten Klangfarben entsprechende Frequenzsignale bestimmt.

Z.B. wird die sequentielle Akkumulation der Inkrementinformation Ak [o] fortgesetzt, bis der akkumulierte Wert2Ak [Ö]

der Inkrementinformation Δ-k fo] mit einer Einschwingpegelinformation AL Qc] des Signals EVk übereinstimmt. die bei jedem der eingestellten Klangfarbe entsprechenden Frequenzsignal gegeben ist.

- 55

— 55 —

Die sequentielle Akkumulation der Dekrementinformation mit M = 1 in einem Abschnitt des ersten Abfalls dauert an, bis die Differenz "AL (V] - ZAk jY]" zwischen der Einschwingpegelinformation AL Qk] und dem mit Δ-k QQ akkumulierten Wert 2&k QQ mit der Abklingpegelinformation DL QkJ des Signals EVk übereinstimmt. Weiterhin wird die sequentielle Akkumulation der Dekrementinformation Ak [YJ mit M = 2 eines Halteabschnitts fortgeführt, bis das Taste-Ein-Signal KON abfällt. Die sequentielle Akkumulation der Dekrement information Ak \3] mit M = 3 in einem Abschnitt des zweiten Abfalls wird fortgesetzt, bis die Differenz "SL Qk] -2£k QO" zwischen dem Haltepegel SL Qk"] bei einem Taste-Aus-Punkt und dem mitA.k Qf] akkumulierten Wert Σ.Λ k Q?] "O" wird.

Wie aus Fig. 11 ersichtlich, sind eine erste Parameterspeichereinrichtung 1180 und eine zweite Parameterspeichereinrichtung 1190 mit Adressen vorgesehen, die durch Schlitzzahlsignale b2 bis b1, Phasenbestimmungssignale P2 und P1, ein Klangfarbenbestimmungssignal TS und eine Segmentinformation Mk, darstellend ein gegenwärtig berechnetes Segment, bezeichnet werden. Entsprechende Speicheradressen speichern zu betreffenden, den eingestellten Klangfarben entsprechenden Frequenzsignalen gehörende Inkrementinformationen Ak QmQ, Einschwingpegelinformationen AL Qk^J sowie Abklingpegelinformationen DL

Eine Modusspeicheeinrichtung 1100 umfaßt Speichofidressen, die durch Schlitzzahlsignale b2 und b1 sowie Phasenbestimmungssignale P2 und P1 bezeichnet werden, und speichert Segmentinformationen Mk, die im Hinblick auf entsprechende Frequenzsignale berechnete Segmente der Signale EVk darstellen. Beim Ausschalten der Taste sind alle zu entsprechenden Frequenzsignalen gehörenden Segmentinformationen der Signale EVk "3". Da das Taste-Ein-Signal KON "0" wird, wenn eine gedrückte Taste freigegeben wird, wird dadurch der Ausgang eines Inverters 1110 "1", und zwar mit dem Ergebnis, daß beide Ausgänge von OR-Torschaltungen 1120 und 1130 "1" werden. Dieses Signal "11"

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("3" in Dezimaldarstellung) wird als Segmentinformation von Mk = 3 an die Modusspeichereinrichtung 1100 gegeben, um darin entsprechend einem durch einen Inverter 1101 abgegebenen Takt signal φο geschrieben zu werden.

Wenn in diesem Zustand das Taste-Ein-Signal KON infolge des Drückens einer Taste "1" wird, wird aus einer monostabilen (one-shot) Schaltung 1170 ein monostabiler (one-shot) Impuls WP geringer Breite synchron mit dem Anstieg des Taste-EinSignals KON abgegeben (s. Fig. 12c). Dieser monostabile Impuls WP wird durch einen Inverter 1160 invertiert und darauf als Sperrsignal an AND-Torschaltungen 1140 und 1150 sowie als Rücksetzsignal an die Modusspeichereinrichtung 1100 gegeben, um sämtliche gespeicherte Informationen zu löschen oder zu rückzusetzen. Dementsprechend werden in allen Adressen der Modusspeichereinrichtung 1100 gespeicherte Segmentinformationen Mk = 3 zurückgesetzt, um Mk = 0 zu werden.

Wenn die von der Modusspeichereinrichtung 1100 abgegebenen Segmentinformationen Mk "O¹' werden, bringen die erste Parameter-speichereinrichtung 1180 und die zweite Parameterspeicherein richtung 1190 synchron mit den Rechen-Zeitschlitzen der Frequenzsignale InkrementinformationenAk [o] und Einschwinginformationen AL [_kj hervor, die die Einschwingvorgänge für betreffende, der Klangfarben-Setζinformation TS entsprechende Frequenzsignale berücksichtigen. Die das Einschwingen für jedes Frequenzsignal betreffende InkrementinformationAk (o~f wird in jedem DAC-Zyklus (s. Fig. 2) in einem Akkumulator ACC sequentiell akkumuliert, der einen Addierer 1200, eine Torschaltung 1210, eine Pufferspeichereinrichtung 1220 und einen Inverter 1230 umfaßt.

Im einzelnen umfaßt die Pufferspeichereinrichtung 1220 Speicheradressen, die den Arten der Frequenzsignale H1 bis H40 entsprechen. Diese Adressen speichern mit der Information Ak ΪΜ~} nacheinander akkumulierte Werte X-Ajcfflf] eines entsprechenden DAC-Zyklus und geben diese sequentiell akkumulierten Werte

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als die gegenwärtigen Amplitudenwerte des Hüllkurvensignals EVk ab. Wenn ein das Einschwingen betreffendes Inkrementsignal j^kjol jedes Frequenzsignals an den einen Eingang des Addierers 1200 gegeben wird, wird das Inkrementsignal Ak (p] zu dem akkumulierten Wert ΣΔΐ<(θ] eines entsprechenden Frequenzsignais addiert, der aus der Pufferspeichereinrichtung 1220 ausgelesen wird, um einen neuen akkumulierten Wert "S-Ak [o] +Ak β)]" zu bilden, der durch die Torschaltung 1210 in die Pufferspeichereinrichtung 1220 geschrieben wird. In diesem Fall betragen die die Einschwingvorgängen der Frequenzsignale betreffenden akkumulierten Werte 2AkQ)], die von der Pufferspeichereinrichtung 1220 abgegeben werden, in dem frühen Stadium sämtlich Null. Nach dem Hervorbringen eines Taste-Ein-Signals infolge des Drückens einer Taste nehmen dementsprechend die akkumulierten, die Einschwingvorgänge entsprechender Frequenzsignale betreffenden Werte SAk[O] fortschreitend von Null zu, wie dieses in Fig. 12 gezeigt ist, und die Zunahmegeschwindigkeit wächst mit dem Wert der Inkrementinformation Δ k [b~j.

Wie beschrieben, werden die zu den Einschwingsegmenten gehörenden Hüllkurvensignale EVk für entsprechende Freguenzsig · nale unabhängig gebildet, und die akkumulierten Werte Σ.Δ k Q)] der entsprechenden.Frequenzsignale werden mit einem Komparator 1240 dauernd mit den Einschwingpegelinformationen AL Qc] für entsprechende Frequenzen verglichen. Wenn das Vergleichsergebnis anzeigt, daß S^k Q)] = AL £k] gilt, bringt der Komparator 1240 ein Koinzidenzsignal EQ hervor, das anzeigt, daß der akkumulierte Wert ΣΔk Q)] eines gegebenen Frequenzsignals einen Einschwingpegel erreicht hat. Dieses Koinzidenzsignal EQ wird an einen Eingang einer AND-Torschaltung 1280 gegeben, deren anderer Eingang mit einem Signal "1" beaufschlagt ist, da die Segmentinformation Mk einer Beziehung Mk£2 nicht genügt (da der Ausgang eines Modusdetektors 1260 "O¹' beträgt., ist der Ausgang einer NAND-Torschaltung 1270 "1"). Infolgedessen wird das Koinzidenzsignal EO über die AND-Torschaltung 1280 dem "+1"-Eingang eines Addierers 1290 zugeführt, so daß

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der Addierer 1290 "+1" zu der Segmentinformation Mk = O addiert, die ein Frequenzsignal betrifft, bei dem " Σ-ΔΚ Γρ] = AL Pk]" gilt. Das Ergebnis der Additionsoperation wird der Modusspeichereinrichtung 1100 über die OR-Torschal~ tungen 1120, 1130 und über die AND-Torschaltungen 1140 und 1150 zugeführt, so daß die Segmentinformation Mk in der Modusspeichereinrichtung 1100, die das zu " Σ.ΔΚ [p] = AL Qk]" geänderte Frequenzsignal betrifft, auf den neuesten Stand MK = gebracht wird. Danach wird die Akkumulationsoperation ausgeführt, die auf der zu dem Abfall des ersten Abklingens gehörenden Dekrementinformation Ak Q] basiert.

Wenn im einzelnen die von der Modusspeichereinrichtung 1100 abgegebene Segmentinforamtion Mk von Mk = 0 auf den neuesten Wert Mk = 1 gebracht wird, geben die erste Parameterspeichereinrichtung 1180 und die zweite Parameterspeichereinrichtung 1190 eine Dekrementinformation Ak Jj] (negativer Wert) ab, die sich auf den Abschnitt (Segment) des ersten Abklingens bezieht, bzw. eine Abklingpegelinformation DL Qc]. Darauf addiert der den Addierer 1200, die Torschaltung 1210, die Pufferspeichereinrichtung 1220 und den Inverter 1230 umfassende Akkumulator ACC sequentiell die negative Dekrementinformation Δ k Qi] zu dem akkumulierten Wert ΣΑ k [θ] (= AL (je] ) , der bei Erreichen des Einschwingpegels in jedem DAC-Zyklus so gewonnen wird, daß der akkumulierte Wert 2.Ak Q] bei dem Abschnitt des ersten Abklingens fortschreitend abnimmt, wobei der derart forschreitend abnehmende akkumulierte Wert ΣΔ k (jQ normalerweise in dem Komparator 1240 mit einer Abklingpegelinformation DL Qk] verglichen wird. Wenn das Vergleichsergebnis "2Ak Q 3 ⁼ DL Qc]" wird, wird von dem Komparator 1240 ein Koinzidenzsignal EQ hervorgebracht. Da zu dieser Zeit die Segmentinformation Mk einer Beziehung Mk^ 2 nicht genügt, wird das von dem Komparator 1240 abgegebene Koinzidenzsignal EQ durch die AND-Torschaltung 1280 an den "+1"-Eingang des Addierers 1290 gegeben, wodurch der Addierer 1290 "+1" zu der Segmentinformation Mk = addiert, die zu dem Frequenz signal gehört, das " Γ/S^ Qf] = DL Fk]]' wird. Das Additionsergebnis wird als Informationsschreibsiqnal

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über die OR-Torschaltungen 1120, 1130 und über die AND-Torschaltungen 1140, 1150 an die Modussoeichereinrichtunq 1100 gegeben. So wird die Segmentinformation Mk, die sich auf ein Frequenz signal bezieht, das "2Ak \j] = DL [k| " geworden ist, in der Modusspeichereinrichtung 1100 auf den neuesten Wert Mk = 2 gebracht. Danach wird die Akkumulationsoperation ausgeführt, die auf einer zu dem Aufrechterhaltunqsabschnitt qehörenden Dekrementinformation Δ-k Q] basiert.

Wenn im einzelnen die von der Modussoeichereinrichtunq 1100 abgegebene Segmentinformation Mk von Mk = 1 auf den neuesten Wert Mk = 2 gebracht ist, erzeugt die erste ParametersDeicher einrichtung 1180 eine Dekrementinformation (negativer Wert), die zu dem Aufrechterhaltungsabschnitt gehört. Darauf wird die negative Dekrementinformation Δ k [2*] in dem Akkumulator ACC sequentiell zu dem akkumulierten Wert Σ-Ak Q] addiert, der bei Erreichen eines ersten Abklingpeqels DL [k] in jedem DAC-Zyklus gewonnen werden kann, wodurch der akkumulierte Wert SlAk QO in dem Aufrechterhaltungsabschnitt aufeinanderfolgend abnimmt. Wenn das Taste-Ein-Sianal während einer solchen Akkumulationsoperation infolge einer Tastenfreigabe "0 ■ wird, beaufschlagt der Inverter 1110 die OR-Torschaltungen 1120 und 1130 mit einem Signal "1". Darauf werden die von diesen abgegebenen Signale "1" als Informationsschreibsignale über die AND-Torschaltungen 1140 und 1150 in die Modusspeichereinrichtunq 1100 gegeben. Dementsprechend wird die Segmentinformation Mk von Mk = 2 auf den neuesten Wert Mk = 3 gebracht. Danach wird die Akkumulationsooeration fortgesetzt, die auf der zu dem zweiten Abklingabschnitt gehörenden Dekrementinformation Ak QfJ basiert.

Obwohl die die zweite Abklinginformation betreffende Akkumulationsoperation in der bereits beschriebenen Weise ausaeführt wird, wird sie beendet, wenn der akkumulierte Wert 2.Ak [3] Null wird.

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Wenn im einzelnen der akkumulierte Wert ZlAk [3J Null wird, wird ein diesen Umstand anzeigendes Erkennungssignal EVO von einer NOR-Torschaltung 1250 abgegeben. Da zu dieser Zeit die Segmentinformation Mk = 3 wird, bringt der Modusdetektor 1260 ein Signal "1" hervor, das Mk =2 anzeigt. Dementsprechend wird das Ausgangssignal der NAND-Torschaltung 1270 "O', um die AND-Torschaltung 1210 des Akkumulators ACC zu sperren. Folglich wird die das Frequenzsignal betreffende Akkumulations operation, dieZLAk [_3J = 0 geworden ist, gestoppt.

Wenn die zu einem Aufrechterhaltungsabschnitt gehördende Dekrementinformation Ak \_2j einen großen Wert aufweist, kann der akkumulierte Wert ElAk [2} Null werden, bevor das Taste-Ein-Signal KON "0" wird. Auch in einem solchen Fall wird die Torschaltung 1210 von der NAND-Torschaltung 1270 mit einem Signal "0" beaufschlagt, so daß die Akkumulationsoperation beendet wird. In diesem Fall wird die Segmentinformation auf den neuesten Wert Mk = 3 gebracht, wenn das Taste-Ein-Signal KON "0" wird.

Die akkumulierten WerteEAk [o],£Ak [1] ,1IAk [2 J bzw. ZAk [3] für jedes Frequenzsignal, die in der beschriebenen Weise gebildet werden und zu dem Einschwingabschnitt, dem ersten Abklingabschnitt, dem Aufrechterhaltungsabschnitt bzw. dem zweiten Abklingabschnitt gehören, werden durch einen Logarithmuskonverter 1300 in logarithmische Werte umgesetzt und dann als Hüllkurvensignale log EVk synchron mit den Rechenzeiten entsprechender Frequenzsignale abgegeben, wodurch für die entsprechenden Frequenzsignale verschiedene Amplituden der Hüllkurvenwellenformen eingestellt oder gesetzt werden.

Obwohl das Frequenzsignal und das Zeitfenstersignal bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel von einer eine Sinuswellenform speichernden Speichereinrichtung hervorgebracht werden, können sie von einer eine Kosinuswellenform speichernden

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Speichereinrichtung erzeugt werden. Anstelle des Hervorbringens von Abtastpunkt-Amplitudenwerten einer Sinus- oder Kosinuswellenform aus einer Speichereinrichtung können solche Amplitudenwerte natürlich auch durch arithmetische Verfahren oder Bearbeitungen gebildet werden.

Es versteht sich, daß die Zahl der Rechenkanäle nicht wie in dem Ausführungsbeispiel auf 4 begrenzt sein muß und daß die Rechenkanäle der Art sein können, daß anstelle eines Zeitmultiplexbetriebs eine Parallelumsetzung oder ein Simultanbetrieb möglich ist.

Leerseite

Claims (8)

1. Elektronisches Musikinstrument mit Schaltungsmitteln zum Hervorbringen einer Mehrzahl Signale auf Zeitmultiplexbasis, wobei jedes Signal mindestens einen Teil oder Abschnitt eines Teiltonsignals mit einem Zeitfenstersignal amplitudenmoduliert, und mit Synthesemitteln

zum Synthetisieren der Mehrzahl Signale, um ein Musiktonsignal zu bilden, gekennzeichnet durch

a) Phasenbestimmungserzeugungsmittel (9, 7) zum Hervorbringen eines ersten und eines zweiten Phasenbestimmungssignals auf Zeitmultiolexbasis,

b) Funktionserzeugungsmittel (10), die an die Phasenbestimmungserzeugungsmittel (9,7) geschaltet sind, um ein eine Frequenz aufweisendes Frequenzsignal auf das

erste Signal hin sowie ein Fenstersignal mit einer_

Zeitdauer oder -breite auf das zweite Signal hin hervorzubringen, und

c) Modulationsmittel (12) zum Amplitudenmodulieren des Frequenzsignals in Übereinstimmung mit dem Fenstersignal und zum Hervorbringen eines modulierten Signals

2. Elektronisches Musikinstrument nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Funktionserzeugungsmittel (10) Speichermittel zum Speichern einer Wellenform umfassen, wobei das Frequenzsignal und das Fenstersignal bezüglich Form oder Gestalt mit der Wellenform in Beziehung stehen.

β « tr »

3. Elektronisches Musikinstrument nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß es Tastaturmittel mit einer Mehrzahl Tasten und Schaltungsmittel umfaßt, um ein einer gedrückten Taste der Tastatur entsprechendes Tastensignal hervorzubringen und dieses den Phasenbestimmungserzeugungsmitteln (9, 7) zuzuführen, wobei die Frequenz und die Zeitdauer mit dem Tastensignal in Beziehung stehen.

4. Elektronisches Musikinstrument nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Wellenform eine sinusförmige Wellenform ist, und die Modulationsmittel (12) Mittel zum Quadrieren eines Amplitudenwertes des Fenstersignals und zum Bilden eines Zeitfenstersignals sowie Multiplikationsraittel umfassen, um das Frequenzsignal mit

dem Zeitfenstersignal zu multiplizieren, wobei das modulierte Signal von den Multiplikationsmitteln ausgegeben wird.

5. Elektronisches Musikinstrument nach einem der Ansprüche

1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenbestimmungserzeugungsmittel (9, 7) den Funktionsgenerator zum Hervorbringen des Phasenbestimmungssignals mit einer Perioden-Zeitdauer veranlassen, die zweimal der Zeitdauer des zu bildenden Zeitfenstersignals ist.

6. Elektronisches Musikinstrument nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß das elektronische Musikinstrument Klangfarbeneinstell- oder -setzmittel umfaßt, um von vorherbestimmten Klangfarbenarten eine Klangfarbe des Musiktons auszuwählen, und ein der gewählten Klangfarbe entsprechendes

Klanqfarbensignal den Phasenbestimmungserzeuqungsitiitteln zuführt, wobei die Frequenz und die Zeitdauer mit dem Klangfarbensignal in Beziehung stehen.

7. Elektronisches Musikinstrument mit SchaltungsmitteIn zum Hervorbringen einer Mehrzahl Signale auf Zeitmultiplexbasis, wobei jedes Signal mindestens einen Teil oder Abschnitt eines Teiltonsignals mit einem Zeitfenstersignal amplitudenmoduliert, und mit Synthesemitteln zum Synthetisieren der Mehrzahl Signale, um ein Musiktonsignal zu bilden, dadurch gekennzeichnet , daß das elektronische Musikinstrument eine Mehrzahl Musikton-bildender Kanäle aufweist, wobei jeder Kanal

a) Phasenbestirnmungserzeuqungsmittel (9, 7) zum Hervorbringen eines ersten und eines zweiten Phasenbestimmungssignals auf Zeitmultiplexbasis,

b) Funktionserzeugungsmittel (10), die an die Phasenbestimmungserzeugungsmittel (9, 7) geschaltet sind, um ein eine Frequenz aufweisendes Frequenzsignal auf das erste Signal hin sowie ein Fenstersignal mit einer Zeitdauer oder -breite auf das zweite Signal hin hervorzubringen, und

c) Modulationsmittel (12) zum Amplitudenmodulieren des Frequenzsignals entsprechend dem Fenstersignal und zum Hervorbringen eines modulierten Signals

umfaßt.

8. Elektronisches Musikinstrument nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Mehrzahl Teilton-bildender Kanäle unabhängige Teilton-Komponenten eines Musiktones in einer Mehrzahl zeitmultiplexierter Zeitschlitze bilden.