DE3018896A1

DE3018896A1 - Digital-mehrfrequenz-empfaenger

Info

Publication number: DE3018896A1
Application number: DE19803018896
Authority: DE
Inventors: Hitoshi Imagawa; Yoshimasa Kaneko; Masaharu Kawaguchi; Kazuhiro Maruyama; Yoshikatu Shiraishi
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Nippon Telegraph And Telephone Corp Oki Electric
Priority date: 1979-05-22
Filing date: 1980-05-16
Publication date: 1980-11-27
Also published as: US4328398A; DE3018896C2; CA1137565A

Description

Beschreibung

Die Erfindung betrifft einen Digital-Mehrfrequenz-Empfanger, der insbesondere zum Demodulieren von Tonsignalen in einem digitalisierten Fernsprechvermittlungssystem verwendbar ist.

Die Erfindung ist insbesondere vorteilhaft zum üemodulieren von Mehrfrequenz-Signalen (MF-Signalen) in einer Fernleitung zwischen Fernsprechvermittlungsstationen verwendbar, wenn die MF-Signale in der Norm Nr. 5 (Empfehlung Q. 213) vorliegen, die vom CCITT (CCITT = International Telegraph and Telephone Consultative Committee , eine der Hilfsorganisationen der UNO) empfohlen ist.

Entsprechend diesem System Nr. 5 gibt es sechs Frequenzsignale (MF-Signal), nämlich 700 Hz, 900 Hz, 1100 Hz, 1300 Hz, 1500 Hz und 1700 Hz. Die Kombination von zwei Frequenzen dieser sechs Frequenzen wird gleichzeitig übertragen, um Fernsprechvermittlungssysteme und/oder Teilnehmeranschlüsse zu steuern. Das System Nr. 5 legt auch den Pegel der MF-Signale fest, d.h., der Pegel dieser Signale muß im Bereich höher als -26 dB und tiefer als -4 dB sein. Wenn der Pegel tiefer als -36 dB, muß dieses Signal vernachlässigt werden. Wenn der Pegel im Bereich zwischen -36 dB und -26 dB liegt, ist es das Ermessen der Empfangsseite, ob das Signal demoduliert wird oder nicht. Weiterhin können die Pegel von zwei Frequenzen, die zu gleicher Zeit empfangen sind, eine Pegeldifferenz kleiner als 7 dB aufweisen.

Wenn die MF-Signale in einer analogen Form vorliegen, erfolgt das Demodulieren jedes der MF-Signale durch eine Vielzahl von Analog-Bandpaßfiltern. Wenn jedoch die MF-Signale in digitaler

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Form vorliegen, müssen die MF-Signale durch einen digitalen Prozeß demoduliert werden.

Ein herkömmliches Mehrfrequenz-Demodulationssystem in digitaler Form verwendet das Prinzip einer diskreten Fourier-Transformation (DFT-Prozeß). Figur 1 zeigt ein Blockschaltbild eines herkömmlichen Frequenz-Demodulationssystems, das den DFT-Prozeß verwendet.

In Figur 1 sind vorgesehen ein Eingangsanschluß 1 , der ein MF-Signa]e in einer digitalen Form umfassendes Eingangssignal empfängt, ein Multiplikator 2, ein Fensterfunktionsgenerator 3 zum Erzeugen des vorbestimmten Zeitschlitzes oder -kanales (z.B. 10 ms) mit den vorbestimmten Amplitudeneigenschaften für den DFT-Prozeß, ein DFT-Rechner 4, ein Sinussignal-Generator 5, der die Sinuswelle mit der gleichen, zu demodulierenden Frequenz erzeugt, und ein Cosinussignal-Generator, der das Cosinussignal mit der gleichen, zu demodulierenden Frequenz abgibt. Weiterhin sind vorgesehen eine Bezugspegelquelle 7, ein Vergleicher 8, ein Verriegelungs- und Mehrheits-Entscheidungsgliea 9 und ein die demodulierten MF-Signale erzeugender Ausgangsanschluß 10.

In Figur 1 ist das am Eingangsanschluß 1 liegende Eingangssignal dem Multiplikator 2 zugeführt, der das Produkt aus dem Eingangssignal und der Fensterfunktion erzeugt. Das vom Multiplikator 2 abgegebene Produkt liegt am DFT-Rechner 4, der auch die Kernfrequenz f, von den Generatoren 5 und 6 empfängt. Die Berechnung im DFT-Rechner läuft nach der folgenden Formel ab:

( Σ f_± sin 2irf_kt )² + ( Σ f. cos ^27Tfk^{fc )2}

Mit f. = EingangsSignalfrequenz vom Eingangsanschluß 1, sin 2TTf^t = Ausgangssignal des Generators 5, und

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cos 2ΤΤΪ, t = Ausgangssignal des Generators 6.

Der Vergleicher 8 vergleicht das Ausgangssignal des DFT-Rechners 4 mit dem durch die Bezugspegelquelle 7 abgegebenen Bezugspegel, und das Ausgangssignal des Vergleichers 8 liagt an der Ausgangslogik 9, die das Vergleicher-Ausgangssignal hält und die Mehrheits-Entscheidung durchführt, um das Ausgangssignal zu bestimmen. Das Ausgangssignal des Gliedes 9 ist dem Ausgangsanschluß 10 zugeführt, der das demodulierte MF-Signal liefert.

In der obigen Schaltung hat das DFT-Glied 4 die Eigenschaften, die einem Bandpaßfilter mit der Mittenfrequenz f, gleichwertig sind.

Das DFT-Glied hat die folgenden Wirkungsweisen:

(1) Das DFT-Glied kann lediglich die Frequenz f,(=i/T ) demodulieren, wobei i eine ganze Zahl von 1 bis t /2T, T die Periode der Fensterfunktion und T die Abtastperiode des Eingangssignales bedeuten. Entsprechend muß die Periode der Fensterfunktion gleich dem größten gemeinsamen Maß oder Takt (GMC) aller zu demodulierenden Frequenzen sein. Wenn die MF-Signale mit 700, 900, 1100, 1300, 1500 und 1700 Hz zu demodulieren sind, muß diese Periode 10 ms (100 Hz) betragen.

(2) Die Kennlinien des Bandpaßfilters des DFT-Gliedes werden durch die Dauer und die Kurve bzw. den Verlauf der Fensterfunktion bestimmt. Daher schränkt die Dauer der Fensterfunktion die Berechnung hoher Geschwindigkeit im DFT-Glied ein.

(3) Da das Eingangssignal nicht mit der Fensterfunktion synchronisiert ist, werden die Kennlinien des Bandpaßfilters durch das DFT-Glied verschlechtert, wenn das Eingangssignal während

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der Fensterfunktion-Periode beginnt oder aufhört und/oder das Eingangssignal für eine kurze Zeit während der Fensterfunktion-Periode unterbrochen wird.

Entsprechend hat der auf einem DFT-Glied beruhende herkömmliche Frequenzempfänger die Nachteile, daß er eine lange Zeit benötigt, um die Frequenz zu demodulieren, wenn die Zeitdauer der Fensterfunktion aufgrund des kleinen größten gemeinsamen Taktes der zu demodulierenden Frequenzen lang ist, und daß der erlaubte Pegelbereich des Eingangssignales beträchtlich schmal ist, da dieser Bereich durch die Fensterfunktion festgelegt und der Bezugspegel fest ist.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, einen insbesondere digital arbeitenden Mehrfrequenz-Empfänger ohne die oben aufgezeigten Nachteile und Einschränkungen anzugeben, der MF-Signale rasch demodulieren und einen weiten Betriebsbereich des Eingangssignales erlauben kann.

Diese Aufgabe wird bei einem Digital-Mehrfrequenz-Empfänger nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 erfindungsgemäß durch die in dessen kennzeichnendem Teil angegebenen Merkmale gelöst.

Es sei bemerkt, daß zwei der wichtigen Merkmale der Erfindung die Verwendung eines rekursiven Digital-Filters und eines Vergleichers mit einem veränderlichen Schwellenwert sind. Das rekursive Digital-Filter liefert das rasche Demodulieren von MF-Signalen und erleichtert einen MF-Signalempfänger in Multiplexbetrieb, der gemeinsam für zahlreiche Fernsprechkanäle dienen kann. Der Vergleicher mit veränderlichem Schwellenwert bietet den weiten Betriebsbereich des Pegels eines Eingangssignales, d.h. ein Eingangssignal mit einem sehr hohen Pegel und mit einem sehr niedrigen Pegel werden einfach demoduliert, indem der Schwellenwert-Pegel des Vergleichers so eingestellt

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wird, daß der Schwellenwert hoch ist, wenn ein Eingangssignal-Pegel hoch ist, und daß der Schwellenwert niedrig ist, wenn ein Eingangssignal-Pegel niedrig ist.

Weiterhin zeichnet sich die Erfindung dadurch aus, daß der Wert oG, der kleiner als eins ist, sehr nahe bei eins (= 1) liegt. Dieses Merkmal liefert den stabilen Schwellenwert mit einer gewünschten Zeitkonstanten.

Ein Beispiel für den Stand der Technik und ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist anhand der beigefügten Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild des auf dem DFT-Prozeß beruhenden herkömmlichen MF-Signalempfängers;

Fig. 2 ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen MF-Signalempf ängers;

Fig. 3A ein Blockschaltbild des in der Anordnung der Figur 2 verwendeten rekursiven Digital-Filters;

Fig. 3B die Ersatzschaltung des rekursiven Digital-Filters in Figur 3A; und

Fig. 4 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung des Betriebs der Anordnung der Figur 2.

Figur 2 ist ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Digital-Mehrfrequenz-Empfängers.

In Figur 2 ist ein Block A ein rekursives Digital-Filter, und ein Block B ist ein Höchstpegel-Demodulator oder -Detektor mit einem anpassungsfähigen Schwellenwert-Pegel oder dem veränder-

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lichen Schwellenwert-Pegel (VTH). Der Block B liefert den veränderlichen Schwellenwert, der der Höchstwert ist unter (1) dem vorbestimmten festen Wert, (2) dem Produkt des Wertes eC, der kleiner als eins ist, jedoch näher bei eins liegt, und dem Höchstwert des Ausgangssignales des Blockes B im vorhergehenden Rahmen bzw. Datenübertragungsblock und (3) dem Höchstwert des Ausgangssignales des Absolutwertgliedes im vorliegenden Rahmen. Um den Höchstwert zu demodulieren und zu halten, arbeitet der Block B wie ein Spitzenwert-Halteglied mit einem Spitzenwert-Demodulator oder -Detektor und einem Glättungsglied (Tiefpaßfilter) in einer analogen Schaltung.

Weiterhin ist der Eingangsanschluß 1 gezeigt, an dem MF-Signale mit zwei Werten von 700, 900, 1100, 1300, 1500 und 1700 Hz liegen. Außerdem ist ein Eingangssteuerglied 21 zum Steuern des Betriebs eines Digital-Bandpaßfilters 22 vorgesehen. Weiterhin ist ein Koeffizientengenerator 23 für das Digital-Filter 22 gezeigt. Das Digital-Filter 22 ist ein herkömmliches Filter, und ein Beispiel für seinen Aufbau ist in Figur 3A mit dem Eingangsanschluß χ des Digital-Filters, mit dem Ausgangsanschluß y des Digital-Filters, mit Verzögerungsleitungen 22a und 22b, die die Verzögerungszeit gleich der Einheitsabtastzeit des Eingangssignales erzeugen und durch Schieberegister ausgeführt sind, und mit Addierern 22c und 22d sowie Addierern 22e und 22f gezeigt. Weiterhin bezeichnen Symbole GC. , Ct₂/ P-j und (5 ₂ Koeffizienten, die z.B. bedeuten, daß das Ausgangssignal der ersten Verzögerungsleitung 22a mitQC₁ multipliziert und das Produkt der Multiplikation an den Addierer 22f abgegeben wird. Das Digital-Filter in Figur 3A ist ein quadratisches Filter, da zwei Verzögerungsleitungen 22a und 22b eingeschlossen sind, und ein biquadratisches Digital-Filter wird erhalten, indem zwei quadratische Digital-Filter in Reihe verbunden werden oder indem das Signal am Ausgangsanschluß y rekursiv dem Eingangsanschluß χ zugeführt wird. Die Kennlinien und/oder die Mitten-

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frequenz eines Digital-Filters hängen von den Koeffizienten-OC₂, (^₁ und (J₂ ab.

Das Eingangssteuerglied 21 steuert den Betrieb des Digital-Filters 22, indem der geeignete Satz von Koeffizienten und das am Digital-Filter liegende Eingangssignal gewählt werden, und dann arbeitet das Digital-Filter rekursiv auf der Zeitmultiplexbasis oder Zeitaufteilungsbasis.

Im folgenden wird der Betrieb des in Figur 2 gezeigten rekursiven Digital-Filters A näher erläutert.

Zunächst wird das am Anschluß 1 liegende Eingangssignal in einem im Eingangssteuerglied 21 vorgesehenen (nicht gezeigten) ersten Speicher für die vorbestimmte Zeitdauer zwischengespeichert. Dann wählt das Eingangssteuerglied 21 den Satz von Koeffizienten für die Mittenfrequenz 700 Hz in einem Koeffizientengenerator 23 und speist das Signal zum Digital-Filter vom Speicher des Eingangssteuergliedes 21. Das Ausgangssignal des Digital-Filters 22 liegt wiederum am Eingangssteuerglied 21 über eine Leitung ρ in Figur 2, und das Ausgangssignal des Digital-Filters 22 wird in einem anderen (nicht gezeigten) Speicher im Eingangssteuerglied 21 zwischengespeichert. Dann wird der Inhalt des anderen Speichers ausgelesen und wiederum dem Digital-Filter 22 zugeführt. Deshalb ist das Ausgangssignal des Digital-Filters 22 gleichwertig mit dem Ausgangssignal des biquadratischen Bandpaßfilters mit der Mittenfrequenz von 700 Hz.

Sodann ändert das Eingangssteuerglied 21 den Satz der Koeffizienten zu denjenigen von 900 Hz, und der Inhalt des ersten Speichers liegt am Digital-Filter; das Ausgangssignal des Digital-Filters wird dem Eingang des Digital-Filters wieder über das Eingangssteuerglied 21 zugeführt. Auf diese Weise wird das

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Ausgangssignal gleichwertig mit dem Ausgangssignal des biquadratischen Bandpaßfilters mit der Mittenfrequenz 900 Hz erhalten.

Auf ähnliche Weise ändert das Eingangssteuerglied 21 den Satz von Koeffizienten zu denjenigen von 1100, 1300, 1500 und 1700 Hz, und das im ersten Speicher gespeicherte Eingangssignal wird rekursiv dem Digital-Filter zugeführt. Entsprechend arbeitet das Digital-Filter des Blockes A als ein Bandpaßfilter mit den Mittenfrequenzen von 700, 900, 1100, 1300, 1500 und 1700 Hz auf der Zeitmultiplexbasis. Der Koeffizientengenerator 23 ist durch einen herkömmlichen Festwertspeicher (ROM) ausgeführt, der geeigneten festen Koeffizienten speichert, die wahlweise entsprechend der Steuerung des Eingangssteuergliedes ausgelesen sind.

Auf diese Weise wird das Eingangssignal mit zwei gleichmäßig verteilten Frequenzen von 700 bis 1700 Hz durch das Digital-Filter verarbeitet, und das Ausgangssignal des Digital-Filters hat sechs Zeitschlitze oder -kanäle, die jeweils den 700 bis 1700 Hz zugewiesen sind, von denen zwei gefüllt sind, wie dies in Figur 3A gezeigt ist.

Obwohl ein einziges Paar von Verzögerungsleitungen 22a und 22b zur Vereinfachung der Darstellung in Figur 3A gezeigt ist, sei betont, daß dieses Paar von Verzögerungsleitungen für jede Frequenz (700 - 1700 Hz) und für jedes quadratische Filter für den rekursiven Betrieb des Digital-Filters vorgesehen ist. Somit sind in einer tatsächlichen Schaltung zwölf Paare von Verzögerungsleitungen insgesamt angeordnet.

Aus den obigen Erläuterungen folgt, daß das Digital-Filter des Blockes A in Figur 2 gleichwertig mit den Filtern in Figur 3B ist, in der 22-1a bis 22-6a und 22-1b bis 22-6b quadra-

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tische Digital-Filter sind, wobei die Mittenfrequenz der Filter 22-1a und 22-1b den Wert 700 Hz, die Mittenfrequenz der Filter 22-2a und 22-2b den Wert 900 Hz und die Mittenfrequenz der Filter 22-6a und 22-6b den Wert 1700 Hz aufweisen.

Andere Arten eines herkömmlichen Digital-Filters sind für die Erfindung anstelle der Anordnung der Figur 3A ebenfalls vorteilhaft verwendbar (vgl. den Aufsatz "An approach to the implementation of digital filters" in "IEEE Transaction on audio and electroacoustics", Vol. au-16 Nr. 3, September 1968, Seiten 413 bis 421, wo ein Digital-Filter beschrieben ist).

Das Ausgangssignal des rekursiven Digital-Filters des Blockes A liegt an einem Absolutwertglied 24, das den Absolutwert des Ausgangssignales des Filterblockes A erzeugt. Wenn das Ausgangssignal des Filterblockes A durch das 2's-Komplement-System im PCM-Code ausgedrückt wird, wird der Absolutwert einfach durch die exklusive ODER-Logik-Operation zwischen einem Vorzeichen-Bit und jedem der Komponenten-Bits des Ausgangssignales des Filters A erhalten. Tatsächlich wird jedes Vorzeichen-Bit automatisch zur positiven eins in diesem Fall geändert.

Ein Ausgang 30 des Absolutwertgliedes 24 liegt am Vergleicher über ein Verzögerungsglied 31 und am Höchstpegel-Demodulator des Blockes B. Der Bezugspegel oder der Schwellenwert des Vergleichers 8 ist abhängig vom höchsten Pegel eines Eingangssignales veränderlich. Dieser veränderliche Schwellenwert (VTH) liegt am Vergleicher 8 vom Höchstpegel-Demodulator des Blockes B über ein Dämpfungsglied 40.Das Dmpfungsglied 40 ist vorgesehen, um die CCITT-Empfehlung Nr. 5 zu erfüllen, daß zwei MF-Signale eine Pegeldifferenz kleiner als 7 dB haben können. Weiterhin dient das Verzögerungsglied 31 zum Kompensieren der Verzögerung des Betriebs im Block B. Dieses Verzögerungsglied

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ist tatsächlich durch ein Schieberegister ausgeführt.

Der Vergleicher 8 vergleicht das Ausgangssignal des Absolutwertgliedes 24 mit dem veränderlichen Schwellenwert, der das Ausgangssignal des Blockes B ist. Der Pegel des veränderlichen Schwellenwertes (VTH) hängt vom höchsten Pegel des Eingangssignales ab₇ wie dies weiter unten näher erläutert wird. Wenn der erstere Pegel höher als der letztere ist, erzeugt der Vergleicher 8 das Ausgangssignal, das ein Vorliegen eines MF-Signales anzeigt.

Im folgenden werden der Aufbau und der Betrieb des Hochstpegel-Demodulators des Blockes B anhand der Figuren 2 und 4 näher erläutert.

Im weiter unten folgenden Ausführungsbeispiel wird angenommen, daß die Schaltung für die MF-Signale nach der CCITT-Empfehlung Nr. 5 verwendet wird, in der das MF-Signal mit dem Pegel zwischen -4 dB und -26 dB demoduliert werden muß und mit dem Pegel tiefer als -3 6 dB nicht demoduliert werden darf, und in der zwei MF-Signale die Pegeldifferenz kleiner als 7 dB aufweisen können. Um diese Empfehlung zu erfüllen, demoduliert das vorliegende System dem Pegel höher als -3T dB mit der Pegeldifferenz kleiner 12 dB.

Auch wird angenommen, daß MF-Signale in digitaler Form mit einer Rahmendauer von 125 pS mit einem Rahmenimpuls FP (vgl. Figur 4(a)) übertragen werden und MF-Signale in jedem Rahmen im vorbestimmten Zeitschlitz oder -kanal nach der Zeit T. von jedem vorhergehenden Rahmenimpuls vorhanden sind. Dieser Zeitschlitz oder -kanal mit MF-Signalen dauert für die Zeitdauer T₂ fort.

Da das MF-Signal im Zeitschlitz T₂ das Ausgangssignal des

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Digital-Filters ist, weist dieser Zeitschlitz T^ sechs Unterzeitschlitze auf, die jeweils 700, 900, 1100, 1300, 1500 und 1700 Hz zugewiesen sind, und zwei dieser Unterzeitschlitze sind gefüllt.

In Figur 2 sind weiterhin ein erster, ein zweiter und ein dritter Wähler 34, 35 bzw. 37 vorgesehen, von denen jeder zwei Eingangsanschlüsse a und b und einen Steueranschluß c aufweist; wenn das Steuersignal am Steueranschluß c EIN ist, wird das erste Eingangssignal am Anschluß a gewählt und am Ausgang jedes Wählers erzeugt; wenn das Steuersignal am Steueranschluß c AUS ist, wird das zweite Eingangssignal am Eingangsanschluß b gewählt und am Ausgangsanschluß jedes Wählers erzeugt. Eine Pegelquelle 33 mit festem Bezugspegel erzeugt -19 dB in diesem Ausführungsbeispiel (-19 = -31 + 12). Der Wert (-31 dB) ist der kleinste zu demodulierende Pegel, und der Wert (+12 dB) dient zum Kompensieren der Dämpfung im Dämpfungsglied 40, wie dies weiter unten näher erläutert wird.

Weiterhin sind vorgesehen ein Vergleicher 36, Verzögerungsglieder 44 und 45 zum Kompensieren der Verzögerungszeit im Vergleicher 36 und das Dämpfungsglied 40 mit der festen Dämpfung (12 dB) in diesem Ausführungsbeispiel. Da 12 dB 1/4 beträgt, wird dieses Dämpfungsglied erhalten, indem lediglich jedes Daten-Bit um zwei Stellen in einem Schieberegister verschoben wird. Dieses Dämpfungsglied 40 von 12 dB ist vorgesehen, da zwei MF-Signale die Pegeldifferenz kleiner als 12 dB aufweisen können. Ein Multiplikator (Multiplizierer) 39 multipliziert die Konstante oc, die kleiner als 1, jedoch näher bei 1 ist, mit einem Eingangssignal von diesem, ein Verzögerungsglied 38 weist die Verzögerungszeit einer Einheitsrahmendauer (= 125 ps) auf, und außerdem ist ein UND-Glied 42 vorgesehen.

Am Steueranschluß 32 liegt das in Figur 4(b) gezeigte Steuer-

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signal, das EIN während der Zeitdauer T., von jedem Rahmenimpuls FP ist, und dieses Steuersignal ist den Steueranschlüssen c der Wähler 34 und 35 zugeführt. Entsprechend wählen die Wähler 34 und 35 die ersten Eingangsanschlüsse a und somit die festen Pegel (-19 dB) der festen Bezugspegelquelle 33, und das Ausgangssignal des Multiplikators 39 ist dem Vergleicher zugeführt. In diesem Fall sei betont, daß das Ausgangssignal des Multiplikators 39 das Produkt von <X(das nahe bei 1 liegt) und dem Höchstpegel am Ausgang des Wählers 37 in der vorhergehenden Rahmendauer ist. Die Ausgangssignale dieser Wähler 34 und 35 liegen auch am ersten und am zweiten Eingang a bzw. b eines anderen Wählers 37 über die Verzögerungsglieder 44 und 45. Der Wähler 37 wird durch das Ausgangssignal des Vergleichers 36 so gesteuert, daß der höhere Pegel zwischen den Ausgangssignalen der Wähler 34 und 35 am Ausgang des Wählers 37 erzeugt wird. Der Ausgang des Wählers 37 liegt am Eingangsanschluß b des Wählers 35 direkt und am Eingangsanschluß a des Wählers 35 über den Multiplikator 39, das Verzögerungsglied 38 und das UND-Glied 42.

Entsprechend sei darauf hingewiesen, daß während der Zeitdauer T₁, in der das Steuersignal am Anschluß 32 EIN ist, der Wähler 37 den höheren Pegel zwischen dem Ausgangssignal der Bezugsquelle 33 (= -19 dB) und dem Ausgangssignal des Multiplikators 39 erzeugt, das das Produkt von ocund dem Ausgangssignal· des Wählers 37 im vorhergehenden Rahmen ist (vgl. Figur 4(e))»

Sodann wird das Steuersignal am Ausgangsanschluß 32 AUS bis zum nächsten Rahmenimpuls FP, wie dies in Figur 4(b) gezeigt ist, und in dieser Zeitdauer liegt der Zeitschlitz T₂ vor, indem MF-Signale vorhanden sind. Weiterhin wählen in diesem Zeitschlitz T» die Wähler 34 und 35 die Eingangsanschiüsse b. Entsprechend wählt der erste Wähler 34 das MF-Signal am Ausgang des Absolutwertgliedes 24 oder das Ausgangssignal des

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Digital-Filters (vgl. Figur 4(c)), und der zweite Wähler 35 wählt den Ausgang des dritten Wählers 37 (vgl. Figur 4(d)). Dann vergleicht der Vergleicher 36 das Ausgangssignal des ersten Wählers 34 mit dem Ausgangssignal des zweiten Wählers 35 oder das Ausgangssignal des Digital-Filters mit dem Ausgangssignal des dritten Wählers 37, und der höhere Pegel zwischen diesen beiden Werten wird durch den dritten Wähler 37 gewählt. Deshalb ist das Ausgangssignal· des dritten Wählers der höhere Wert zwischen dem Ausgangssignal des Digital-Filters und dem Ausgangssignal des dritten Wählers 37 (vgl. Figur 4(e)). Dieses Ausgangssignal des dritten Wählers 37 liegt wieder am Anschluß b des zweiten Wählers 35, und der Vergleich erfolgt wieder zwischen dem neuen Ausgangssignal des Wählers 37 und dem neuen Ausgangssignal des Digital-Filters. Entsprechend ist am Ende des Zeitschlitzes T„ in jedem Rahmen das Ausgangssignal des dritten Wählers 37 der höchste Wert unter (1) dem festen Pegel der Quelle 33 (= -19 dB), (2) dem höchsten Pegel des dritten Wählers 37 im vorhergehenden Rahmen und (3) dem höchsten Pegel des Blockes B im vorliegenden Rahmen.

Das Ausgangssignal des dritten Wählers 37 liegt am Anschluß a des zweiten Wählers 35 über das UND-Glied 42, das Verzögerungsglied 38 und dem Multiplikator 39 als der Bezugspegel des nächsten Rahmens. Da in diesem Fall der Wert cfc kleiner als eins, jedoch näher bei eins liegt, ist der Ausgangspegel des Multiplikators 39 nahezu gleich wie der Ausgangspegel des dritten Wählers 37. Das Ausgangssignal des dritten Wählers 37 liegt am Vergleicher 8 über das Dämpfungsglied 40 (12 dB) als der veränderliche Schwellenwert-Pegel.

In der obigen Erläuterung ist das UND-Glied 4 2 geöffnet, wenn der Abtastimpuls am Anschluß 43 vorhanden ist (vgl. Figur 4(f)). Dieser Abtastimpuls ist durch ein äußeres Gerät eingespeist, wenn MF-'-Signale zu demodulieren sind, wie dies in Figur 4

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gezeigt ist.

Zu der obigen Erläuterung sei betont, daß die Schaltungsschleife aus dem Verzögerungsglied 38, dem Multiplikator 39 und den Wählern 35 und 37 im wesentlichen ein Digital-Tiefpaßfilter
bildet, und dieses Tiefpaßfilter arbeitet als ein Glättungsglied für den Höchstpegel am Ausgang des Wählers 37. Auch sei betont, daß dieses Digital-Tiefpaßfilter weder einen Verstärker noch ein Dämpfungsglied in der Schleife aufweist. Da kein Verstärker vorhanden ist, kann die Wortlänge der Digital-Daten in der Schleife kurz sein, und diese Eigenschaft ist vorteilhaft, um die Anzahl der Kanäle zu steigern, die gleichzeitig auf einer Zeitmultiplexbasis betreibbar sind. Weiterhin sei betont, daß die Zeitkonstante dieses Glättungsgliedes bei ansteigendem Signalpegel kurz ist, d.h., der Pegel des Ausgangssignales des Wählers 37 wird sehr rasch eingestellt. Außerdem ist die Zeitkonstante dieses Glättungsgliedes bei abfallendem Signalpegel lang, und der Pegel des Ausgangssignales des Wählers 37 wird sehr langsam abhängig vom Wert öC des Multiplikators 39 verringert. Da der Wert QC nahe bei eins liegt, ist die Abfall-Zeitkonstante sehr lang.

Da die Abfall-Zeitkonstante ausreichend lang ist, weicht der Schwellenwert-Pegel am Ausgang des Wählers 37 trotz der
raschen Änderung eines Eingangssignales und/oder der Änderung der Anzahl der einem Multiplexbetrieb unterliegenden Kanäle
nicht ab.

Dieser Multiplikator 39 kann einfach durch die Kombination
eines Schieberegisters und eines Addierers ausgeführt werden, wenn der Wert otals 1-2 ausgelegt ist, wobei N eine positive ganze Zahl ist.

Wie weiter oben näher erläutert wurde, ist das Ausgangssignal

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des Wählers 37 der größte Pegel unter (1) dem größten Pegel in den MF-Signalen (700 bis 1700 Hz) im vorliegenden Rahmen, (2) dem größten Pegel im vorhergehenden Rahmen und (3) dem festen Pegel (-19 dB). Dieser Ausgangspegel des Wählers 37 liegt am Vergleicher 8 über das Dämpfungsglied 40 als der veränderliche Schwellenwert-Pegel, und dieser Vergleicher 8 empfängt das andere Signal (MF-Signal) vom Digital-Filter über das Absolutwertglied 24 und das Verzögerungsglied 31, das die Verzögerungszeit im Höchstpegel-Demodulator des Blockes B kompensiert. Entsprechend ist der Schwellenwert-Pegel des Vergleichers 8 abhängig vom höchsten Signalpegel veränderlich, und wenn der Signalpegel hoch ist, ist der Schwellenwert-Pegel ebenfalls hoch, und wenn der Signalpegel niedrig ist, ist der Schwellenwert-Pegel ebenfalls niedrig. Dieses Dämpfungsglied 40 von (12 dB) ist vorgesehen, um die MF-Signale zu demodulieren, selbst wenn eine Pegeldifferenz kleiner als 12 dB zwischen zwei MF-Signalen vorhanden ist.

Der Vergleicher 8 vergleicht das Eingangssignal am ersten Eingangsanschluß a vom Digital-Filter mit dem veränderlichen Schwellenwert-Pegel am Anschluß b, und wenn das erste Signal höher als das letzte Signal ist, erzeugt der Vergleicher 8 das Ausgangssignal, das anzeigt, daß das MF-Signal der besonderen Frequenz demoduliert wird. Dieses Ausgangssignal des Vergleichers 8 liegt an einer externen Schaltung oder einem elektronischen Vermittlungssystem über ein Verriegelungsglied 9, das den Ausgangspegel des Vergleichers für eine vorbestimmte Zeitdauer hält. Da das demodulierte MF-Signal ein Zeitmultiplexsignal ist, das jede bestimmte Frequenz (700 bis 1700 Hz) bei jedem entsprechenden Zeitschlitz aufweist, kann eine (nicht gezeigte) externe Schaltung einfach jedes MF-Signal demodulieren, indem der Ausgang des Verriegelungsgliedes 9 mit einigen Steuerimpulsen abgetastet wird, die dem Zeitschlitz jedes MF-Signales zugewiesen sind.

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Wie bereits oben erläutert wurde, sind zwei der bedeutenden Merkmale der Erfindung (1) die Verwendung eines rekursiven Digital-Filters und (2) die Verwendung des veränderlichen Schwellenwert-Pegels, und einige vorteilhafte Wirkungen, die durch diese Merkmale erzielt werden, sollen im folgenden angegeben werden:

a) Die Zeit zum Demodulieren der bestimmten Frequenz ist kurz, und die Erfindung kann dem schnellen Signal folgen, da die Zeit durch die Anstiegszeit eines Digital-Filters festgelegt ist, wobei jedoch diese Zeit unabhängig vom größten gemeinsamen Takt der Eingangsfrequenzen ist.

b) Die Frequenz-Demodulation der einem Multiplexbetrieb unterliegenden Kanäle ist möglich, da anstelle des herkömmlichen DFT-Gliedes ein Digital-Filter verwendet wird.

c) Die zu demodulierende Frequenz wird einfach geändert, indem die Koeffizienten im Festwertspeicher 23 geändert werden.

d) Der Betriebsbereich des Eingangssignal-Pegels kann groß sein, d.h., die Erfindung kann demodulieren, selbst wenn das Eingangssignal sehr niedrig und/oder sehr hoch ist, da ein veränderlicher Schwellenwert (VTH) verwendet wird.

e) Aufgrund des besonderen Aufbaues des Digital-Tiefpaßfilters zum Erzeugen des veränderlichen Schwellenwertes ist der veränderliche Schwellenwert beträchtlich stabil.

Aus den obigen Erläuterungen folgt, daß die Erfindung einen vollkommen neuen Digital-Mehrfrequenz-Empfänger mit vorteilhaften Eigenschaften ermöglicht.

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KLAUS D. KIRSCHNER WOLFGANG GROSSE DIPL.-PHYSIKER D I P L.-I N G E N I E U R 7i:! .· ι A '.i '.f. vt (<Tlii.· ir.lv Ευ'-Όί 'Λ :/> ■£_'-.>■■«! ENTAMT HERZOG-WILHELM-STR. 17 OKI ELECTRIC INDUSTRY CO., LTD und D-8 MÜNCHEN 2 NIPPON TELEGRAPH & TELEPHONE ihr zeichen PUBLIC CORPORATION your reference Tokyo / Japan unser zechen Y 3797 K/dp OUR REFERENCE DATUM: 16. Mai 1980 Digital-Mehrfrequenz-Empfanger Ansprüche Digital-Mehrfrequenz-Empfänger zum Demodulieren besonderer Frequenzen in einem digitalisierten Eingangssignal, mit a) einem Eingangsanschluß zum Empfangen des digitalisierten Eingangssignales, gekennzeichnet durch b) einen mit dem Eingangsanschluß (1) verbundenen Digital-Filterblock (A), der aufweist ein Digital-Bandpaßfilter (22)■zum Demodulieren der besonderen Frequenzen auf einer Zeitmultiplexbasis, einen Koeffizientengenerator (23) zum Erzeugen von Koeffizienten für den Betrieb des Digital-Filters (22) und ein Eingangssteuerglied (21) zum Betreiben des Digital-Filters als ein rekursives Digital-Filter, in- 030048/0822 dem ein Eingangssignal am Digital-Filter rekursiv vorgesehen und Koeffizienten im Koeffizientengenerator (23) gewählt werden, c) ein mit dem Ausgang des Digital-Filterblockes (A) verbundenes Absolutwertglied (24) zum Erzeugen des absoluten Digital-Wertes des Ausgangssignales des Digital-Filterblockes (A), d) einen Vergleicher (8) zum Vergleichen des Ausgangssignales des Absolutwertgliedes (24) mit einem veränderlichen Schwellenwert , e) eine Einrichtung, die das Vergleichsergebnis vom Vergleicher (8) an einen Ausgangsanschluß legt und das Vorliegen der besonderen Frequenzen anzeigt, wenn das Ausgangssignal des Absolutwertgliedes (24) höher als der veränderliche Schwellenwert ist, und f) eine Einrichtung (B), die den veränderlichen Schwellenwert an den Vergleicher (8) legt, indem der Höchstwert unter

1. dem vorbestimmten festen Wert, 2. dem Produkt des vorbestimmten Wertes cL , der kleiner als, jedoch näher bei eins ist, mit dem Höchstwert der Einrichtung (B) für den veränderlichen Schwellenwert im vorgehenden Rahmen und 3, den Höchstwert des Ausgangssignales des Absolutwertgliedes (24) im vorliegenden Rahmen gewählt wird.

2. Digital-Mehrfrequenz-Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (B) zum Erzeugen des veränderlichen Schwellenwertes aufweist:

a) eine Bezugspegelquelle (33) zum Erzeugen des vorbestimmten festen Wertes,

b) einen ersten Wähler (34) zum Wählen eines der Eingänge (a) des Absolutwertgliedes (24) und des Einganges (b) der Bezugspegelquelle (33) ,

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c) einen zweiten Wähler (35) zum Wählen eines der Eingänge (a) und (b),

d) einen Vergleicher (36) und einen dritten Wähler (37) zum Wählen des größeren Wertes in den Ausgängen des ersten Wählers (34) und des zweiten Wählers (35) , wobei der Ausgang des dritten Wählers (37) mit dem zweiten Eingang (b) des zweiten Wählers (35) verbunden ist und den sich ergebenden veränderlichen Schwellenwert erzeugt,

e) ein Verzögerungsglied (38) zum Erzeugen der Zeitverzögerung gleich jeder Rahmendauer, das mit dem Ausgang des dritten Wählers (37) verbunden ist,

f) einen Multiplikator (39) zum Multiplizieren des konstanten Wertes et», der kleiner als eins ist, jedoch näher bei eins liegt, mit dem Ausgangssignal des Verzögerungsgliedes (38), wobei der Ausgang des Multiplikators (39) mit dem ersten Eingang (a) des zweiten Wählers (35) verbunden ist, und

g) eine Steuereinrichtung zum Steuern des ersten Wählers (34) und des zweiten Wählers (35) derart, daß diese Wähler (34, 35) jeden ersten Eingang (a) in der zuvor vorbestimmten Zeitdauer in jedem Rahmen und jeden zweiten Eingang (b) im Rest jedes Rahmens wählen.

3. Digital-Mehrfrequenz-Empfanger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Digital-Filter (22) ein quadratisches Digital-Filter ist, und daß das Eingangssteuerglied (21) das Digital-Filter (22) rekursiv steuert, um dieses im wesentlichen als ein biquadratisches Digital-Filter zu betreiben.

4. Digital-Mehrfrequenz-Empfanger nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch ein Verzögerungsglied (31) zwischen dem Ausgang des Absolutwertgliedes (24) und dem Eingang des Vergleichers (8) zum Kompensieren der Verzögerungszeit in der veränderlichen Schwellenwerteinrichtung (B).

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5. Digital-Mehrfrequenz-Empfanger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zu demodulierenden Frequenzen 700, 900, 1100, 1300, 1500 und 1700 Hz betragen.

6. Digital-Mehrfrequenz-Empfänger nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch ein Dämpfungsglied (40) zwischen dem Ausgang der veränderlichen Schwellenwerteinrichtung (B) und dem veränderlichen Schwellenwert-Eingang des Vergleichers (8) zum Erzeugen der vorbestimmten festen Dämpfung.

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