DE3010009A1 - Oszillatorschaltung - Google Patents
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Description
Int. Az.: Case 1351 -, 3. 3. März 1980
Hewlett-Packard Company
OSZILLATORSCHALTUNG
OsziIlatorschaltungen weisen grundsätzlich eine schwingfähige
Schleife auf, aus welcher mittels Verstärkern Leistung entnommen wird. Bei bekannten Anordnungen erfolgt die Leistungsentnahme
dadurch, daß die Spannung an einem der Schaltelemente in der Schleife abgegriffen und verstärkt wird. Bei Oszillatoren
mit Kristall resonatoren führt diese Methode zu einer ziemlich
hohen Rauschkomponente im Ausgangssignal. Zum Rauschen tragen grundsätzlich zwei Quellen bei, nämlich die schwingfähige
Schleife mit ihrem invertierenden Verstärker und die Pufferverstärker für die Entnahme des Signals aus der Schleife. Um den
Rauschbeitrag der Schleife im Ausgangssignal zu minimieren, kann als Ausgangssignal eine Spannung benutzt werden, die proportional
zum Strom durch den Resonator ist. Die Verringerung der Rauschkomponente ergibt sich dabei dadurch, daß der Strom
durch den Resonator innerhalb des Oszillators das sauberste Signal darstellt, da der Resonator als Filter wirkt. Die Entnahme
des Signals, kann zum Beispiel dadurch erfolgen, daß in Reihe mit dem Resonator ein kleines Impedanzelement geschaltet
wird und die an diesem abfallende Spannung als Ausgangssignal verwendet wird.
Um ein hohes Signal-/Rausch-Verhältnis zu erhalten, das nur minimal vom Eigenrauschen der Ausgangspufferverstärker beeinträchtigt
wird, ist eine hohe Ausgangssignalspannung erwünscht. Wenn die Impedanz des Schaltelementes, an dem das Ausgangssignal
als Spannungsabfall erzeugt wird, bei einer der obengenannten Methoden wesentlich vergrößert würde, würde jedoch die
Abstimmung oder die Güte der Oszillatorschleife stark gestört
werden.
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Hewl ett-Packard Company 3010009
Int. Az.: Case 1351 - 4 -
Der Erfindung gemäß Anspruch 1 liegt die Aufgabe zugrunde, eine Oszillatorschaltung zu schaffen, die eine Auskoppeleinrichtung
aufweist, die zur Oszillatorschleife hin eine niedrige Impedanz
und zu den Ausgangspufferverstärkern eine hohe Impedanz hat, ohne daß die Abstimmung oder die Güte des Oszillators negativ
beeinflußt werden.
Erfindungsgemäß v/erden sowohl die Rauscheffekte der Oszillatorschleife
als auch die der Pufferverstärker minimiert. Vorzugsweise enthält die erfindungsgemäße Oszillatorschaltung einen
Kristallresonator in Reihe mit dem Eingang und dem Ausgang eines invertierenden Verstärkers. Außerdem ist eine aktive Auskoppeleinrichtung
vorgesehen, die in Reihe mit dem Kristallresonator geschaltet ist, für die Oszillatorschleife eine geringe Impedanz
darstellt und ein Ausgangssignal mit hohem Signal/Rausch-Verhältnis
erzeugt entsprechend dem Stromfluß durch den Kristallresonator.
In den beiden beschriebenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung enthält die aktive Auskoppeleinrichtung einen Transistor
und eine mit dem Transistor verbundene Ausgangsimpedanz,
wodurch ein hohes Signal/Rauschverhältnis der daran abfallenden Ausgangssignalspannung erreicht wird. Bei der ersten Ausführungsform ist ein einzelner Transistor vorhanden, der in Basisschaltung
in Reihe mit dem Kristall resonator geschaltet ist. Dabei sind Basis und Emitter dieses Transistors mit dem Kristallresonator
in Reihe zwischen den Eingang und den Ausgang des invertierenden Verstärkers geschaltet. Die Ausgangsimpedanz ist
zwischen Kollektor und Basis dieses Transistors geschaltet. Diese Konfiguration macht sich die "natürliche" Filterwirkung
des Kristall resonators zunutze. Diese Filtercharakteristik
führt zur Minimierung der Wirkung des Rauschens der Oszillator-
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Hewlett-Packard Company
Int. Az.: Case 1351 - 5 -
schleife auf das Ausgangssignal. Da der Transistor in Reihe mit dem Resonator geschaltet ist, wird der Resonatorstrom durch den
Transistor erfaßt, und ein nahezu äquivalenter Strom wird der Ausgangsimpedanz zugeführt. Die Basisschaltung des Transistors
bedeutet außerdem eine niedrige Impedanz für die Oszillatorschleife,
wodurch es möglich wird, die Ausgangsmpedanz zu vergrößern um ein Ausgangssignal mit einem ausgewählten Signal/Rausch-Verhältnis
zu erzeugen.
Bei der zweiten Ausführungsform ist der Einzel transistor durch
ein Darlington-Paar in Basisschaltung ersetzt. Dadurch ist das Ausgangsrauschen reduziert um das Produkt der Basis/Emitter-Gleichstromverstärkungen
der beiden Transistoren. Bei der ersten Ausführungsform ist die Rauschleistung nur um die Basis/Emitter-Gleichstromverstärkung
des einen Transistors verringert. Vorteilhafte Ausführungsformen bzw. Weiterbildungen der Erfindung sind
in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
Die Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der zugehörigen Zeichnung erläutert. In der
Zeichnung zeigen:
Figur 1 schematisch die Schaltung einer ersten Ausführungsform
der Erfindung;
Figur 2 ein vereinfachtes Schaltbild der Ausführungsform gemäß Figur 1;
Figur 2 ein vereinfachtes Schaltbild der Ausführungsform gemäß Figur 1;
Figur 3 eine andere Darstellung der Ausführungsform gemäß Figur 2,
bei der der Transistor als Ersatzschaltbild für die Basisschaltung mit den verschiedenen Rauschquellen dargestellt
ist;
Figur 4 eine andere Darstellung der Schaltung gemäß Figur 3, die die Wirkung der Rauschquelle i nach dem überlagerungsprinzip
zeigt;
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Hewlett-Packard Company 3010009
Int. Az.: Case 1351 - 6 -
Figur 5 eine andere Darstellung der Schaltung gemäß Figur 3, die die Wirkung der Rauschquelle e, nach dem Überlagerungsprinzip
zeigt;
Figur 6 schematisch die Schaltung einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Figur 7 das vereinfachte Prinzipschaltbild der Schaltung gemäß
Figur 6;
Figur 8 eine andere Darstellung der Schaltung gemäß Figur 7, bei der die Transistoren durch ihre Ersatzschaltbilder in Basisschaltung zusammen mit den verschiedenen Rauschquellen dargestellt sind;
Figur 8 eine andere Darstellung der Schaltung gemäß Figur 7, bei der die Transistoren durch ihre Ersatzschaltbilder in Basisschaltung zusammen mit den verschiedenen Rauschquellen dargestellt sind;
Figur 9 eine andere Darstellung der Schaltung gemäß Figur 8, die die Wirkung der Rauschquelle i „ nach dem Überlagerungsprinzip darstellt; und
Figur 10 eine andere Darstellung der Schaltung gemäß Figur 8, die die Wirkung der Rauschquelle i . nach dem Überlagerungsprinzip zeigt.
In Figur 1 ist in vereinfachter Form eine Oszillatorschaltung gemäß
einer ersten Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Die Schaltung weist zwei parallele Kondensatoren 10 und 12,einen Kristall resonator
14, einen Umkehrverstärker 16, einen Transistor 20 in Basisschaltung und einen Ausgangskondensator 22 auf. Dpr Resonator 14 ist
mit einem Ende mit dem Eingang des Umkehrverstärkers 16 und dem Kondensator 12 verbunden. Der Ausgang des Umkehrverstärkers 16 ist
über einen Rückkopplungspfad 26 mit dem Kondensator 10 verbunden.
Die jeweils anderen Anschlüsse der Kondensatoren 10 und 12 sowie der Referenzanschluß des Umkehrverstärkers 16 sind mit einer Referenzleitung
24 verbunden. Der Transistor 20 ist mit seinem Emitter mit dem zweiten Ende des Kristal!resonators 14, mit seinem Kollektor
mit dem einen Anschluß des Ausgangskondensators 22 und mit seiner Basis mit dem Rückkopplungspfad 26 verbunden. Der andere
Anschluß des Ausgangskondensators 22 ist ebenfalls mit dem Rückkopplungspfad 26 verbunden, wodurch sich die Ausgangsspannung des
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Hewlett-Packard Company
Oszillators am Ausgangskondensator 22 aufbaut.
In dieser Konfiguration liegt der Ausgangskondensator 22 effektiv in Reihe mit dem Kristallresonator 14, wobei der durch ihn
fließende Strom im wesentlichen dem Resonatorstrom entspricht (z.B.oUn . ). Da der Resonator 14 als Filter wirkt und das
hauptsächlich vom Umkehrverstärker 16 erzeugte Rauschen der
Oszillatorschleife dämpft, ist auch die von der Oszillatorschleife
herrührende Rauschkomponente im Ausgangssignal minimiert. Von der Oszillatorschleife aus rückwärts in die Punkte A und B auf den
Transistor 20 zu gesehen erscheint eine niedrige Impedanz, die im wesentlichen gleich r + rb ist, wobei r der interne inkrementeile
Emitterwiderstand des Transistors 20, r, der interne inkrementelle
Basisinnenwiderstand des Transistors 20 und /i die Gleichstromverstärkung
zwischen Basis und Emitter des Transistors 20 sind.
Da r und r, naturgemäß klein sind und p>
naturgemäß groß ist, ist die Impedanz, die der Transistor 20 für den restlichen Oszillatorkreis
darstellt, sehr klein. Daher hat die Impedanz der Auskopplungsschaltung nur einen minimalen Effekt auf die Güte und die Abstimmung
des Oszillators selbst. Der Ausgangskondensator 22 ist daher vom Oszillato-kreis isoliert, wodurch es möglich wird, die Impedanz
des Ausgangskondensators 22 und damit die Amplitude des Ausgangssignals
zu erhöhen und die Rauschwirkung der Ausgangspufferverstärkerstufen (hier nicht dargestellt) zu minimieren, d.h.
das Signal/Rausch-Verhältnis zu maximieren, ohne daß die Güte oder die Abstimmung des Oszillators beeinträchtigt werden. Die
Ausgangspufferverstärker können beliebige bekannte Verstärker sein, im einfachsten Falle eine einfache Verstärkerstufe in Emitterschaltung.
Da der Kristallresonator 14 die Rauschströme in der Oszillatorschleife
minimiert, läßt sich die Schaltung gemäß Figur 1 in stark vereinfachter Form umzeichnen, wodurch sich die von dem
Transistor 20 erzeugten Rauschsignale untersuchen lassen. Figur 2
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Hewlett-Packard Company
zeigt diese einfachere Form der Schaltung, die den Transistor in Basisschaltung, den Basiswiderstand Rß, eine Resonatorstromquelle
sowie eine Lastimpedanz Z. enthält. Der Basiswiderstand RD ist mit einem Ende mit der Basis des Transistors 20 und mit
seinem anderen Ende mit dem einen Ende der Lastimpedanz Z. und dem Ausgang der Resonatorstromquelle verbunden. Der Kollektor
des Transistors 20 ist mit dem anderen Ende der Lastimpedanz Z. verbunden, und sein Emitter ist mit dem Rückkehreingang der
Resonatorstromquelle verbunden. In diesem Ersatzschaltbild ist
die gesamte Oszillatorschleife zur Resonatorstromquelle zusammengefaßt,
und der Ausgangskondensator 22 ist in allgemeinerer Form als Lastimpedanz Z. dargestellt.
Der mit dem Kristall resonator 14 in Reihe geschaltete Transistor 20 in Basisschaltung bietet noch einen weiteren sehr wichtigen
Vorteil. Von den Punkten A und B in Figur 1 aus gesehen erscheint in den Kristallresonator 14 hinein gesehen eine Impedanz, die
einem Leerlauf entspricht, wenn der Resonator 14 außerhalb der Resonanz ist. Daher trägt nur das Basis-Rekombinierungsrauschen
des Transistors 20 zum Ausgangsrauschverhältnis bei. Zur Untersuchung
der Wirkung des Rekombinierungsrauschens ist das Prinzipschaltbild
der Figur 2 in Figur 3 unter Benutzung des T-Ersatzschaltbildes für die Basisschaltung mit allen Rauschquellen umgezeichnet.
Die Wirkung der einzelnen in Figur 3 dargestellten Rauschquellen
auf die Ausgangsspannung an der Impedanz Z. läßt sich unter Benutzung des Überlagerungsprinzips betrachten und zwar dadurch,
daß die Wirkung jeder einzelnen Rauschquelle bei Leerlauf der anderen unabhängigen Stromquellen und Kurzschluß der anderen unabhängigen
Spannungsquellen untersucht wird. In Figur 4 ist die
Schaltung gemäß Figur 3 so umgezeichnet, daß sie die Wirkung der Rauschquelle i zeigt. Da I Null ist (d.h. die Resonatorstromquelle
läuft leer) ist der Strom öJ des abhängigen Generators
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Hewlett-Packard Company
auch Null, und es gibt keine Wirkung auf das Ausgangssiqnal durch
die Rauschquelle ie·
Für die Darstellung der Rauschquelle e, wurde die Schaltung gemäß
Figur 5 umgezeichnet. Auch hier ist I Null, da vorausgesetzt wird, daß die Resonatorstroniquelle abgetrennt ist und dementsprechend
auch die abhängige Stromquelle <£I Null ist. Daher gibt
es auch hier keine Wirkung der Rauschspannungsquelle e, auf die Ausgangsspannung an Z. . Durch eine ähnliche Überlagerungsbetrachtung
läßt sich aus Figur 3 ersehen, daß der Rauschstrom i durch die Lastimpedanz Z, fließt, und daher die Ausgangsspannung beeinflußt.
Daher ist der Strom i des Basis-Rekombinationsrauschens die einzige Rauschkomponente im Ausgangssignal der Schaltung gemäß
Figur 1.
Figur 7 zeigt eine ähnliche Schaltung wie Figur 1, wobei jedoch der einzelne Transistor in Basisschaltung gemäß Figur 1 durch
die Transistoren 20' und 20" ersetzt ist. Die Transistoren 20' und 20" sind als Darlington-Paar geschaltet, welches als solches
in Basisschaltung angeordnet ist, wie es auch bei dem einzelnen Transistor 20 in Figur 1 der Fall ist. Diese Schaltung arbeitet
in gleicher Weise wie die Schaltung gemäß Figur 1 mit der Ausnahme, daß das Darlington-Paar den Rauschpegel im Ausgangssignal der
Oszillatorschaltung weiter reduziert.
Die Schaltung gemäß Figur 6 läßt sich ebenfalls als Prinzipschaltbild
umzeichnen (Figur 7), wobei die gleichen Prinzipien gelten wie bei den Schaltungen gemäß Figuren 1 und 2. In Figur 8 sind
die Transistoren 20' und 20" aus Figur 7 durch ihre T-Ersatzschaltbilder für die Basisschaltung ersetzt (entsprechend Figuren
3 und 2). Wendet man wieder das üboriagerungsprinzip an, so zeigt
sich, daß die Rauschquellen i , und e, . des transistors 2Ü' und
ie2 und e^ des Transistors 20", sowie t?,, koine Wirkung auf die
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"bad
Hewlett-Packard Company 1^ D 1 0 0 0
Int. Az.: Case 1351 - 10 -
Ausgangsspanriung einer Impedanz Z. haben (entsprechend den Überlegungen
in Verbindung mit Figuren 4 und 5). Um die Wirkung des ßasis-Rekombinationsrauschstronis des Transistors 20", d.h. i λ>
auf die Ausgangsspannung zu zeigen, ist die Schaltung gemäß Figur 8 in Figur 9 so umgezeichnet, daß alle unabhängigen Stromquellen
offen sind und alle unabhängigen Spannungsquellen kurzgeschlossen sind. Da I . Null und damit auch die abhängige Stromquelle
&Λ , Null ist , läßt sich aus Figur 9 ersehen, daß auch
der Strom I ~ Null ist. Da der Strom I ? Null ist ist auch der
abhängige Strom oUl ρ Null. Da die Stromquelle für das ßasis-Rekombinationsrauschen
i ~ mit der letztgenannten Stromquelle parallelgeschaltet ist, fließt dieser Strom durch die Lastimpedanz
Z. und erscheint daher als Rauschen in der Ausgangsspannung.
Zur Verdeutlichung der Wirkung des Basis-Rekombinationsrauschens
des Transistors 20', d.h. i , auf das Ausgangssignal der Oszillatorschaltung
ist in Figur 10 die Schaltung gemäß Figur 8 in ähnlicher Weise umgezeichnet. Aus Figur 10 läßt sich ersehen,
daß der Strom I « gleich dem Strom i - ist und dementsprechend
auch der abhängige Strom oC,I „ gleich dem Strom<Χ?ι 1 ist.
Der Beitrag des Basis-Rekombinationsrauschstroms i 1 zum Strom durch die Lastimpedanz Z. ist dann also (1 -oOi 1.
Die zusätzliche das Rauschen vermindernde Wirkung des Darlington-Paars
ergibt sich aus den folgenden Gleichungen.
flach der obigen Betrachtung ist die gesamte Rauschleistung in
/b Z, proportional zn
i~; -- i"" ., f (1-oijV, (D
Di > Oii-idrit de; u.i. i;-Pekoiüb iri»Mori5rau:Uhstro!tis i ist bekanntli.h
O 3 O Ü 5 U / O 6 ] ί)
bad
Hewlett-Packard Company
2
ic =
ic =
Dabei ist q die Ladung eines Elektrons, und I„ ist die Gleichstromkomponente
des Basisstroms.
Eine weitere bekannte Beziehung lautet (1 -otj2 =-L (3)
Dabei sind oU und (Ir, die Wechsel Stromverstärkungen für den
Transistor 20".
Substituiert man Gleichungen (2) und (3) in Gleichung (1), so erhält
man
? 1RI
, "U = 2q (IR2 +-^) (4)
'■ J -. ß P-\
Aus einer anderen bekannten Beiziehung ergibt sich
Dabei sind IR1 die Gleichstromkomponente des Basisstroms des
Transistors 20', Ip1 die Gleichstromkomponente des Kollektorstroms
des Transistors 20' und/3n1 die Basis/Emitter-Gleichstromverstärkung
des Transistors 20'.
Aus Figur 7 ergibt sich außerdem
1B! ^ TC2 = Ρθ2!Β2 (6)
Dabei sind Ino und I™ die Gl ei chstronikomponenten des Basis- bzw.
Kollektorstroms des Transistors 20", und /3Q2 ist die Basis/Emitter-
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Hewlett-Packard Company
Gleichstromverstärkung des Transistors 20". Aus Gleichungen (5) und (6) ergibt sich
Substituiert man die Beziehungen aus Gleichungen (5) und (7) in Gleichung (4), so ergibt sich
2 f 1H 1H λ
Dies vereinfacht sich zu
2
Da im allgemeinen ^2 ^^02 ist' reduziert sich Gleichung (9) auf
Da im allgemeinen ^2 ^^02 ist' reduziert sich Gleichung (9) auf
2 2^1CI
1T - ^W2
"0)
im Vergleich zu
= i * = 2qlqi = 2qIC1 (11)
1Cl
für die Konfiguration gemäß Figur 1 ohne Darlington-Paar.
für die Konfiguration gemäß Figur 1 ohne Darlington-Paar.
Die Rauschleistung im Ausgangssignal der Schaltung gemäß Figur 6 ist also im Vergleich mit der Schaltung gemäß Figur 1 um die
Gleichstromverstärkung ßn? des Transistors 20" weiter reduziert.
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Claims (7)
- Int. Az.: Case 1351 3. März 1980Hewlett-Packard CompanyPATENTANSPROCHE' 1/ Oszillatorschaltung mit einer schwingfähigen Schleife, die einen Kristalloszillator, weitere Reaktanzelemente sowie einen Umkehrverstärker aufweist, und mit einer Auskoppeleinrichtung zur Leistungsentnahme aus der Oszillatorschleife, dadurch g e kennzeichnet, daß in Reihe mit dem Kristanresonator (14) eine aktive Ausgangsschaltung (20, 22) geschaltet ist, die gegenüber der Oszillatorschleife eine niedrige Impedanz darstellt und ein Ausgangssignal mit hohem Signal-/Rausch-Verhältnis entsprechend dem Strom durch den Kristall resonator abgibt.
- 2. Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die aktive Ausgangsschaltung (20, 22) eine Transistorschaltung (20) und eine damit verbundene Impedanzschaltung (22) aufweist.
- 3. Oszillatorschaltung nach Anspruch 2, dadurch g e k e η η zeichnet, daß die Transistorschaltung (20) einen einzelnen Transistor (20) in Basisschaltung aufweist, dessen Basis mit dem Ausgang (26) des Umkehrverstärkers (16), dessen Emitter mit dem Kristall resonator (14) und dessen Kollektor mit dem einen Ende der Impedanzschaltung (22) verbunden ist, deren anderes Ende mit dem Ausgang des Umkehrverstärkers verbunden ist.
- 4. Oszillatorschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistorschaltung (20) einen Transistor in Basisschaltung aufweist, dessen Basis mit dem Kristallresonator, dessen Emitter mit dem Eingang des Umkehr-Verstärkers und dessen Kollektor mit dem einen Ende der Impedanzschaltung (22) verbunden ist, deren anderes Ende mit der Basis des Transistors verbunden ist.030050/0619■«.jInt. Az.: Case Ϊ351Hewlett-Packard Company -Z-
- 5. Oszillatorschaltungnach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistorschaltung zwei Transistoren (20', 20") als Darlington-Paar in Basisschaltung aufweist, bei der einerseits die beiden Kollektoren und andererseits der Emitter des einen Transistors mit der Basis des anderen verbunden sind, wobei der Emitter des anderen Transistors (201) mit dem Kristall resonator 15, die Basis des einen Transistors (20") mit dem Ausgang des Umkehrverstärkers (16) und die Kollektoren beider Transistoren mit dem einen Ende der Impedanzschaltung (22) verbunden sind, deren anderes Ende mit dem Ausgang (26) des ümkehrverstärkers verbunden ist.
- 6. Osziilatorschaltung nach Anspruch 3 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanzschaltung einen Kondensator (22) aufweist.
- 7. Osziiiatorschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistorschaltung zwei Transistoren als Darlington-Paar in Basisschaltung aufweist, bei der die Kollektoren der beiden Transistoren und der Emitter des einen Transistors mit der Basis des anderen Transistors verbunden sind, wobei der Emitter des anderen Transistors mit dem Eingang des Umkehrverstärkers, die Basis des einen Transistors mit dem Kristal!resonator und die Kollektoren beider Transistoren mit einem Ende der Impedanzschaltung verbunden sind, deren anderes Ende mit der Basis des einen Transistors verbunden ist.030050/0619
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---|---|---|---|
US06/043,591 US4283691A (en) | 1979-05-29 | 1979-05-29 | Crystal oscillator having low noise signal extraction circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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DE3010009A1 true DE3010009A1 (de) | 1980-12-11 |
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Families Citing this family (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4825178A (en) * | 1987-08-26 | 1989-04-25 | International Business Machines Corporation | Oscillator with noise rejection and square wave output |
JP3178212B2 (ja) * | 1993-12-28 | 2001-06-18 | 株式会社村田製作所 | 発振回路 |
US5708394A (en) * | 1996-07-01 | 1998-01-13 | Hewlett-Packard Company | Bridge-stabilized oscillator circuit and method |
US5801591A (en) * | 1997-05-13 | 1998-09-01 | Verticom, Inc. | Microwave linear oscillator/amplifier utilizing a multicoupled ferrite resonator |
US5959513A (en) * | 1997-05-13 | 1999-09-28 | Verticom, Inc. | Microwave ferrite resonator mounting structure having reduced mechanical vibration sensitivity |
US6255918B1 (en) | 1999-04-01 | 2001-07-03 | Verticom, Inc. | Microwave ferrite resonator mounting structure having reduced mechanical vibration sensitivity |
JP2002026650A (ja) * | 2000-06-30 | 2002-01-25 | Alps Electric Co Ltd | 発振器 |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE1591553A1 (de) * | 1967-09-26 | 1970-09-10 | Siemens Ag | Quarzgesteuerter Transistoroszillator |
DE2810280A1 (de) * | 1977-03-10 | 1978-09-14 | Sony Corp | Oszillatorschaltung, insbesondere fuer einen synchron-demodulation |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US2745010A (en) * | 1951-09-12 | 1956-05-08 | Bell Telephone Labor Inc | Transistor oscillators |
US3743968A (en) * | 1971-07-15 | 1973-07-03 | Kinsekisha Kenkyuyo Kk | Collector-base coupled double transistor crystal oscillator |
US3803828A (en) * | 1972-10-12 | 1974-04-16 | Timex Corp | Resistor trim for quartz oscillator |
US3916344A (en) * | 1974-09-16 | 1975-10-28 | Motorola Inc | Direct FM modulated high frequency oscillator having selectively controllable frequency deviation sensitivity |
JPS52124151U (de) * | 1976-03-17 | 1977-09-21 | ||
JPS548447A (en) * | 1977-06-22 | 1979-01-22 | Seiko Instr & Electronics Ltd | Tuning fork oscillator |
-
1979
- 1979-05-29 US US06/043,591 patent/US4283691A/en not_active Expired - Lifetime
-
1980
- 1980-03-15 DE DE3010009A patent/DE3010009C2/de not_active Expired
- 1980-03-21 CA CA348,162A patent/CA1132208A/en not_active Expired
- 1980-04-17 GB GB8012652A patent/GB2052200B/en not_active Expired
- 1980-05-27 JP JP7071080A patent/JPS55158705A/ja active Granted
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE1591553A1 (de) * | 1967-09-26 | 1970-09-10 | Siemens Ag | Quarzgesteuerter Transistoroszillator |
DE2810280A1 (de) * | 1977-03-10 | 1978-09-14 | Sony Corp | Oszillatorschaltung, insbesondere fuer einen synchron-demodulation |
Non-Patent Citations (2)
Title |
---|
ham radio, Feb.1979, S.31-44 * |
ham radio, März 1976, S.10-22 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS6347003B2 (de) | 1988-09-20 |
GB2052200B (en) | 1983-07-27 |
CA1132208A (en) | 1982-09-21 |
GB2052200A (en) | 1981-01-21 |
DE3010009C2 (de) | 1984-10-18 |
JPS55158705A (en) | 1980-12-10 |
US4283691A (en) | 1981-08-11 |
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