DE2938994C3

DE2938994C3 - Filterschaltung

Info

Publication number: DE2938994C3
Application number: DE2938994A
Authority: DE
Inventors: Takashi Okada; Yasunobu Kuniyoshi
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1978-09-26
Filing date: 1979-09-26
Publication date: 1998-07-09
Anticipated expiration: 1999-09-27
Also published as: NL190498C; DE2938994A1; US4306198A; CA1128616A; NL7907174A; FR2437735A1; JPS5545224A; JPS6148290B2; US4288754A; FR2437735B1; JPS5545266A; GB2033182B; JPS6155806B2; DE2938994C2; GB2033182A; NL190498B; CA1119261A

Description

Das Merkmal im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 der erteilten Fassung, wonach "die Grenzfrequenz mittels der ersten und/oder der zweiten Eingangsspannung (V₁, V₂) steuerbar ist" (DE 29 38 994 C2, Seite 9 Zeile 15) enthält eine unzulässige Änderung im Sinne PatG §38. Es ist im vorliegenden Patentanspruch 1 ersetzt durch "die Grenzfrequenz mittels des in der Konstantstromquelle (A1) fließenden Stroms (2I) steuerbar ist."

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Filterschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Ein spannungsgesteuerter Tiefpaßfilter gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 ist aus dem Zeitschriftenarti kel "Spannungsgesteuerter Tiefpaßfilter für den Musikbereich", Funkschau 1976, Heft 26, S. 87-88, bekannt. Die Realisierung dieses nur als Tiefpaß, nicht jedoch als Hochpaß einsetzbaren Filters, bedingt jedoch einen großen schaltungstechnischen Aufwand. Eine in seiner Grenzfrequenz umschaltbarer Tiefpaß- oder Bandpaßfilter ist in der DE-PS 25 52 571 offenbart.

Wenn eine Schaltung mit einem Filter als integrierte Schaltung ausgeführt wird, stellt es ein bedeutendes Problem dar, wie das betreffende Filter in die integrierte Schaltung einbezogen wird und wie die Anzahl von extern zu verbindenden bzw. anzuschließenden Teilen vermindert wird. Als Filter, welches relativ leicht als integrierte Schaltung ausgeführt werden kann, ist ein aktives Filter bekannt. Wenn das aktive Filter in Form einer integrierten Schaltung ausgeführt wird, sind jedoch einige Probleme vorhanden. Dabei handelt es sich um die folgenden Probleme. 1. Da die Genauigkeit der Widerstandswerte der Widerstände nicht so hoch gewählt werden kann, streut die Grenzfrequenz derartiger Filter. 2. Da der Temperaturgang der Widerstände schlecht ist, wird der Temperaturgang der Grenzfrequenz schlecht. 3. Da der Widerstandswert und die Kapazität nicht so groß gewählt werden können, ist es schwierig, ein Filter mit einer niedrigen Grenzfrequenz zu schaffen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine zum Einsatz in einer integrierten Schaltung geeignete Filterschaltung zu schaffen, deren Grenzfrequenz durch ein Steuersignal steuerbar und temperaturstabil ist.

Die Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Weitere vorteilhafte Ausge staltungen der Erfindung sind in den Ansprüchen 2 bis 4 angegeben.

Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend beispielsweise näher erläutert.

Fig. 1 bis 17 zeigen verschiedene Ausführungsbeispiele der Erfindung.

In Fig. 1 ist ein erstes grundlegendes Ausführungsbeispiel der Erfindung veranschaulicht, gemäß dem die Masseseite des Kondensators C an einem Eingangsanschluß T8 angeschlossen ist, dem ein zweites Eingangssi gnal zugeführt wird.

Wenn bei dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel die Signalspannungen an den Eingangsanschlüssen T1 und T8 mit V1 bzw. V2 bezeichnet werden, dann kann für den Signalzweig, umfassend den Anschluß T8, den Kondensator C, die Emitterwiderstände 2r_e der Transistoren Q1, Q2 und den Anschluß T1 folgende Beziehung angegeben werden:

wobei

ist.

Demgemäß zeigt das in Fig. 1 dargestellte Ausführungsbeispiel einen Tiefpaßcharakter für die Eingangsspan nung V1 und einen Hochpaßcharakter für die Eingangsspannung V2. Die Grenzfrequenzen ω_C beider Frequenz charakteristika sind einander gleich; sie können durch den Strom I gesteuert werden.

Wenn man beispielsweise annimmt, daß V1 = V2 ist, dann genügt die Übertragungsfunktion H(ω) dieser Ausführungsform folgender Beziehung:

Damit wird die in Fig. 1 als Ausführungsbeispiel dargestellte Schaltungsanordnung zu einem Phasenschieber unter der obigen Annahme, wobei der Betrag der Phasenverschiebung durch den Strom I gesteuert werden kann.

Wenn bei dem oben erläuterten Ausführungsbeispiel der Kondensator C durch eine induktive Reaktanz gebildet bzw. ersetzt wird, zeigen die betreffenden Schaltungsanordnungen Hochpaßcharakter.

An Hand der Fig. 2-8 soll eine erste Gruppe konkreter Ausführungsbeispiele erläutert werden.

In Fig. 2 ist ein zweites Ausführungsbeispiel der einstellbaren Filterschaltung gemäß der Erfindung veran schaulicht. Bei dem in Fig. 2 dargestellten Ausführungsbeispiel sind Transistoren Q1 und Q2 vorgesehen, deren Emitter miteinander verbunden an einer einstellbaren Konstantstromquelle A1 angeschlossen sind. Der Transi stor Q1 ist mit seiner Basis an einem Eingangsanschluß T1 und mit seinem Kollektor an einem Speisespannungs anschluß T3 angeschlossen, der eine Spannung von + V_cc führt. Der Kollektor des Transistors Q2 ist an einer Konstantstromquelle A2 angeschlossen. Ein Kondensator C, der als Wechselstromlast dient, liegt zwischen dem Kollektor des Transistors Q2 und Masse bzw. Erde. Der Kollektor des Transistors Q2 ist ferner mit der Basis eines Transistors Q3 verbunden, dessen Kollektor mit der Anschlußklemme T3 verbunden ist und dessen Emitter mit einer Konstantstromquelle A3 verbunden ist. Der Emitter des Transistors Q3 ist ferner mit der Basis des Transistors Q2 und mit einem Ausgangsanschluß T2 verbunden.

Unter Zugrundelegung des vorstehend beschriebenen Schaltungsaufbaus sei angenommen, daß die dem Eingangsanschluß T1 zugeführte Eingangsspannung einen Wert Vin aufweist, daß die Ausgangsspannung am Anschluß T2 mit Vout bezeichnet sei, daß außerdem der die Transistoren Q1, Q2 und den Kondensator C auf das Auftreten eines Eingangssignales hin durchfließende Signalstrom mit i_s bezeichnet sei und daß der Emitterwider stand des Transistors Q1 und des Transistors Q2 mit r_e bezeichnet sei. Dann gilt folgende Gleichung (1):

Aufgrund der Tatsache, daß der Signalstrom i_s durch den Kondensator C fließt, wird eine Signalspannung erzeugt, die über den Transistor Q3 der Emitterfolger-Schaltungsanordnung an den Anschluß T2 als Ausgangs spannung Vout abgegeben wird. Demgemäß beträgt die an dem Kondensator C liegende Signalspannung Vout. Wenn die Winkelfrequenz des Signals mit ω bezeichnet wird, dann gilt demgemäß die folgende Gleichung (2):

Die Übertragungsfunktion H(ω) der in Fig. 2 dargestellten Schaltungsanordnung kann aus den Gleichungen (1) und (2) wie folgt angegeben werden:

Diese Gleichung (3) bedeutet, daß es sich bei der in Fig. 2 dargestellten Schaltungsanordnung um ein Tiefpaß filter handelt, dessen Grenzfrequenz ω_C wie folgt angegeben wird:

ω_C= 1/2Cr_e (4)

Wenn der in die Konstantstromquelle A2 fließende Strom in diesem Fall mit 2I angenommen wird, dann wird der Emitterstrom jedes der Transistoren Q1 und Q2 zu I. Zwischen dem Emitterstrom I und dem Emitterwider stand r_e existiert somit folgende Beziehung (5):

wobei k die Boltzmann-Konstante, T die absolute Temperatur und Q die Ladung eines Elektrons bedeuten.

Wenn die obige Gleichung (5) in die Gleichungen (3) bzw. (4) eingesetzt wird, erhält man die nachstehenden Gleichungen (6) und (7):

Demgemäß dient die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 als Tiefpaßfilter, dessen Grenzfrequenz ω_C dadurch geändert werden kann, daß die Höhe des Stromes 2I der Konstantstromquelle A1 geändert wird.

In diesem Falle kann der Strom I in der Gleichung (7) in einer nachstehend noch beschriebenen Art und Weise derart genau eingestellt werden, daß verhindert ist, daß die Grenzfrequenz ω_C streut, und daß außerdem verhindert ist, daß der Temperaturgang des Filters sich verschlechtert. Obwohl die Kapazität C klein ist, kann ferner die Grenzfrequenz ω_C durch Vermindern des Stromes I auf einen niedrigen Wert eingestellt werden. Demgemäß kann der der niedrigen Grenzfrequenz ω_C entsprechende Kondensator C in eine integrierte Schal tung einbezogen werden, was bedeutet, daß die gute Wirkung der integrierten Schaltung realisiert wird.

Da die Grenzfrequenz ω_C bei diesem Ausführungsbeispiel durch den Strom I bestimmt wird, kann überdies die Grenzfrequenz ω_C schnell über einen weiten Bereich durch Ändern des Stromes I verändert werden. Überdies ist das Gleichspannungspotential am Eingangsanschluß T1 gleich dem Potential am Ausgangsanschluß T2, und außerdem ist die Ausgangsimpedanz aufgrund der Verwendung des Transistors Q3 niedrig, so daß diese in Fig. 2 dargestellte Filterschaltung ohne weiteres mit anderen Schaltungen in einer vielstufigen Anordnung verbunden werden kann.

Obwohl der Emitterwiderstand r_e der Transistoren Q1 und Q2 durch den Signalstrom i_s etwas geändert wird, werden die Emitterwiderstände r_e der Transistoren Q1 und Q2 in entgegengesetzten Richtungen zueinander verändert, so daß die Widerstandsänderungen in diesem Fall gegeneinander aufgehoben werden können. Damit verschwindet die scheinbare Änderung des Widerstands r_e, die durch den Strom i_s hervorgerufen wird, so daß ein guter Verzerrungs- bzw. Klirrfaktor und ein weiter Dynamikbereich erzielt werden.

In Fig. 3 ist ein drittes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dargestellt, wobei dieselben Bezugs zeichen wie in Fig. 2 dazu herangezogen sind, dieselben Elemente zu bezeichnen. Bei dem vorliegenden Ausfüh rungsbeispiel ist ein Transistor Q4 vorgesehen, dessen Emitter an Masse bzw. Erde liegt und der als Konstant stromquelle A1 dient. Die Emitter der Transistoren Q1 und Q2, die miteinander verbunden sind, sind mit dem Kollektor des Transistors Q4 verbunden, dessen Basis über Widerstände R1, R2 und einen Anschluß T4 eine Steuerspannung von einer Spannungsquelle E her zugeführt wird. Ferner ist ein Transistor Q5 vorgesehen, der am Kollektor des Transistors Q1 angeschlossen ist. Überdies ist ein Transistor Q6 vorgesehen, der als Konstant stromquelle A2 dient und der mit dem Transistor Q2 verbunden ist. Diese Transistoren Q5 und Q6 bilden eine Stromspiegelschaltung.

Bei der in Fig. 3 dargestellten Filterschaltung wird der den Kondensator c durchfließende Signalstrom i_s durch die Stromspiegelschaltung mit zwei multipliziert, so daß die Grenzfrequenz ω_C dieser Filterschaltung folgender Beziehung genügt:

Wenn die Spannung der Spannungsquelle E verändert wird, wird in diesem Fall der Kollektorstrom des Transistors Q4 verändert. Demgemäß kann die Grenzfrequenz ω_C durch Ändern der Spannung der Spannungs quelle E verändert oder eingestellt werden.

Unter Heranziehung der Gleichungen (6) und (7) sei ferner bemerkt daß dann, wenn die Temperatur T beispielsweise ansteigt, die Grenzfrequenz ω_C abnehmen muß. Aufgrund des Temperaturanstiegs steigt zu diesem Zeitpunkt der Kollektorstrom des Transistors Q4 an, und außerdem steigt der Strom I an. Deshalb wird das Absinken der Grenzfrequenz ω_C infolge des Temperaturanstiegs durch den Anstieg des Stromes I aufgeho ben. Demgemäß kann der Temperaturgang der Grenzfrequenz ω_C verbessert werden.

In Fig. 4 ist ein viertes Ausführungsbeispiel der Erfindung veranschaulicht. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind eine Reihenschaltung von n Dioden D11, D12 . . . D1n und eine Reihenschaltung von n Dioden D21, D22. . . D2n (wobei n eine ganze Zahl ist) zwischen dem Emitter des Transistors Q1 und der Konstantstromquelle A1 bzw. zwischen dem Emitter des Transistors Q2 und der Konstantstromquelle A1 vorgesehen. Da 2(n+1), Widerstände r_e in dem Stromweg des Signalstromes i_s vorhanden sind, genügt demgemäß bei der Filterschaltung gemäß Fig. 4 die Grenzfrequenz ω_C folgender Beziehung:

Demgemäß kann die Grenzfrequenz ω_C der in Fig 4 dargestellten Filterschaltung niedrig gemacht werden im Vergleich zu der Grenzfrequenz der in Fig. 3 dargestellten Filterschaltung. Die Absenkung der betreffenden Grenzfrequenz beträgt hier das 1/(n+1)fache. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß dann, wenn die Grenzfrequenz ω_C bei beiden Ausführungsbeispielen gemäß Fig. 3 und 4 gleich gewählt worden ist, der Strom I gemäß Fig. 4 groß wird im Vergleich zu dem Strom bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3, und zwar um das (n+1)fache. Demgemäß wird die Größe des Stromes I in bezug auf den Signalstrom i_s groß, und damit wird der Dynamikbereich weit.

In Fig. 5 ist ein fünftes Ausführungsbeispiel der Erfindung veranschaulicht, gemäß dem Widerstände R3 und an die Stelle der Dioden D11 bis D1n bzw. D21 bis D2n verwendet werden, wie sie bei der Ausführungsform gemäß Fig. 4 verwendet sind. Der übrige Schaltungsaufbau der in Fig. 5 dargestellten Schaltungsanordnung stimmt weitgehend mit dem Schaltungsaufbau der in Fig. 4 dargestellten Schaltungsanordnung überein. Das in Fig. 5 dargestellte Ausführungsbeispiel bringt somit dieselbe Wirkung mit sich wie die in Fig. 4 dargestellte Schaltungsanordnung.

In Fig. 6 ist ein sechstes Ausführungsbeispiel der Erfindung veranschaulicht. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist eine Reihenschaltung aus Widerständen R5 und R6 als Konstantstromquelle A3 verwendet. Der Verbin dungspunkt zwischen den beiden Widerständen ist mit der Basis des Transistors Q2 verbunden.

Bei den in Fig. 2 bis 5 dargestellten Ausführungsbeispielen wird die am Emitter des Transistors Q3 auftretende Ausgangsspannung Vout negativ auf die Basis des Transistors Q2 zurückgekoppelt, und zwar 100%ig. Demge genüber wird bei dem in Fig. 6 dargestellten Ausführungsbeispiel der Erfindung die Ausgangsspannung lediglich mit dem nachstehend angegebenen Rückkopplungsfaktor K negativ zurückgekoppelt:

Demgemäß lassen sich die Übertragungsfunktion H(ω) und die Grenzfrequenz ω_C der in Fig. 6 dargestellten Filterschaltung durch folgende Beziehungen angeben:

Demgemäß wird mit der in Fig. 6 dargestellten Filterschaltung im Durchlaßband eine 1/K-fache Verstärkung (K ≦ 1) erzielt. Darüber hinaus kann die Grenzfrequenz ω_C der betreffenden Filterschaltung niedrig gewählt werden. Wenn die Grenzfrequenz ω_C gleich der Grenzfrequenz der vorstehend betrachteten Schaltungsanord nung gewählt wird, dann kann der Dynamikbereich weit gemacht werden.

In Fig. 7 ist ein siebtes Ausführungsbeispiel der Erfindung veranschaulicht, gemäß dem ein Tiefpaßfilter aus zwei Systemen gebildet ist. Dies bedeutet, daß bei diesem Ausführungsbeispiel Transistoren Q11 bis Q16 und eine Konstantstromquelle A13 in entsprechender Weise mit den Transistoren Q1 bis Q6 und der Konstantstrom quelle A3 verbunden sind, daß die Basis des Transistors Q11 mit dem Eingangsanschluß T verbunden ist, daß der Emitter des Transistors Q13 mit der Basis des Transistors Q1 verbunden ist bzw. daß der Emitter des Transistors Q3 über einen Kondensator C2 mit der Basis des Transistors Q13 verbunden ist. Die Transistoren Q4 und Q14 bilden zusammen mit dem Transistor Q7 eine Stromspiegelschaltung; sie werden mit einer Vorspannung versorgt. Demgemäß stellt die in Fig. 7 dargestellte Schaltungsanordnung ein aus zwei Systemen bestehendes Tiefpaßfilter dar.

Unter Zugrundelegung der in Fig. 7 dargestellten Schaltungsanordnung sei angenommen, daß die Kollektor ströme der Transistoren Q14 und Q4 mit 2I1 bzw. 2I2 bezeichnet seien. Die Grenzfrequenz ω_C und Q genügen bei diesem Ausführungsbeispiel folgenden Beziehungen:

In Fig. 8 ist eine achte Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht, gemäß der ein Tiefpaßfilter aus zwei Systemen gebildet ist und bei der das Rückkopplungsverhältnis K eingestellt bzw. festgelegt ist.

An Hand der Fig. 9-16 wird eine zweite Gruppe konkreter Ausführungsbeispiele erläutert.

Zunächst sei die in Fig. 9 dargestellte Ausführungsform der einstellbaren Filterschaltung gemäß der Erfindung näher betrachtet. Gemäß dieser Ausführungsform ist ein Eingangsanschluß T über einen Kondensator C mit der Basis des Transistors Q3 verbunden, dessen Kollektor mit der eine Spannung von + V_cc führenden Speisespan nungsklemme T3 verbunden ist und dessen Emitter mit einer Konstantstromquelle A3 verbunden ist und außerdem mit einem Ausgangsanschluß T2. Die vorgesehenen Transistoren Q1 und Q2 sind mit ihren Emittern verbunden an einer veränderbaren bzw. einstellbaren Konstantstromquelle A1 angeschlossen. Die Basis des Transistors Q2 ist mit dem Emitter des Transistors Q3 verbunden, und der Kollektor des Transistors Q2 ist mit der Basis des Transistors Q3 verbunden. Außerdem ist der Kollektor des Transistors Q2 mit einer Konstant stromquelle A2 verbunden. Die Basis des Transistors Q1 ist an einer Vorspannungsquelle V_BB angeschlossen. Der Kollektor des betreffenden Transistors Q1 ist mit dem Anschluß T3 verbunden.

Die Bezeichnung der Transistoren und Konstantstromquellen entspricht jener in Fig. 2.

Unter Zugrundelegung der vorstehend erläuterten Schaltungsanordnung sei angenommen, daß die dem Anschluß T1 zugeführte Eingangsspannung Vin sei und daß die am Anschluß T2 auftretende Ausgangsspannung Vout sei. Da die Signalspannung an der Basis des Transistors Q2 als Ausgangsspannung Vout abgenommen wird, beträgt die Signalspannung an der Basis des Transistors Q3 somit Vout. Nimmt man die Winkelfrequenz des Signals an mit ω, so kann ein den Kondensator C durchfließender Signalstrom i_s demgemäß wie folgt angegeben werden:

Da die am Emitter des Transistors Q3 auftretende Spannung Vout des Basis des Transistors Q2 zugeführt wird, um den Signalstrom i_s durch die Transistoren Q2 und Q1 fließen zu lassen, gelangt man ferner zu der nachstehenden Gleichung (9) - wenn die Emitterwiderstände der Transistoren Q2 und Q1 mit r_e bezeichnet sind:

Die Übertragungsfunktion H(ω) der in Fig. 11 dargestellten Schaltungsanordnung kann aus den Gleichungen (8) und (9) wie folgt angegeben werden:

Diese Gleichung (10) bedeutet, daß die in Fig. 9 dargestellte Schaltungsanordnung ein Hochpaßfilter darstellt, dessen Grenzfrequenz ω_C folgender Beziehung genügt:

ω_C=1/2Cr_e (11)

Wenn in diesem Fall der in die Konstantstromquelle A1 fließende Strom mit 2I angenommen wird, dann wird der Emitterstrom jedes der Transistoren Q2 und Q1 zu I. Zwischen dem Emitterstrom I und dem Emitterwider stand r_e existiert somit folgende Beziehung:

wobei k die Boltzmannkonstante, T die absolute Temperatur und Q die Ladung eines Elektrons bedeuten.

Wenn die obige Gleichung (12) in die Gleichungen (10) und (11) eingesetzt wird, gelangt man zu den nachstehenden Gleichungen (13) und (14):

Demgemäß dient die in Fig. 9 dargestellte Schaltungsanordnung als Hochpaßfilter, deren Grenzfrequenz -C dadurch geändert werden kann, daß die Höhe des Stromes 2I der Konstantstromquelle A1 geändert wird.

In diesem Fall kann der Strom I in der Gleichung (14) in der nachstehend noch näher beschriebenen Art und Weise derart genau eingestellt werden, daß verhindert ist, daß die Grenzfrequenz ω_C streut. Außerdem ist dadurch verhindert, daß der Temperaturgang des Filters sich verschlechtert. Obwohl die Kapazität C klein ist, kann die Grenzfrequenz ω_C durch Vermindern des Stromes I auf einen niedrigen Wert eingestellt werden. Demgemäß kann der der niedrigen Grenzfrequenz ω_C entsprechende Kondensator C in eine integrierte Schal tung einbezogen werden. Dies bedeutet, daß die gute Wirkung der integrierten Schaltung realisiert wird.

Da die Grenzfrequenz ω_C bei diesem Ausführungsbeispiel durch den Strom I bestimmt wird, kann überdies die Grenzfrequenz ω_C schnell über einen weiten Bereich durch Ändern des Stromes I verändert werden. Darüber hinaus ist die Ausgangsimpedanz aufgrund der Verwendung des Transistors Q3 niedrig, so daß die in Fig. 9 dargestellte Filterschaltung ohne weiteres mit anderen Schaltungen in einer vielstufigen Anordnung verbunden werden kann.

Obwohl der Emitterwiderstand r_e der Transistoren Q2 und Q1 durch den Signalstrom i_s etwas verändert wird, werden die Emitterwiderstände r_e der Transistoren Q2 und Q1 in zueinander entgegengesetzten Richtungen geändert, so daß die Widerstandsänderungen in diesem Fall gegeneinander aufgehoben werden können. Des halb verschwindet die durch den Strom i_s hervorgerufene scheinbare Änderung des Widerstands r_e, so daß ein guter Verzerrungs- bzw. Klirrfaktor und ein weiter Dynamikbereich erzielt werden.

In Fig. 10 ist eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht, in der entsprechende Schaltungselemente wie in Fig. 9 durch entsprechende Bezugszeichen bezeichnet sind. Bei dieser Ausführungs form ist ein Transistor Q4 vorgesehen, dessen Emitter an Erde bzw. Masse liegt und der als Konstantstromquelle A1 dient. Die Emitter der Transistoren Q2 und Q1, die miteinander verbunden sind, sind mit dem Kollektor des Transistors Q4 verbunden, dessen Basis über die Widerstände R1 und R2 und einen Anschluß T4 eine Steuer spannung von einer Spannungsquelle E her zugeführt wird. Überdies ist ein Transistor Q5 vorgesehen, der am Kollektor des Transistors Q1 angeschlossen ist. Ferner ist ein Transistor Q6 vorgesehen, der als Konstantstrom quelle A2 dient und der mit dem Transistor Q2 verbunden ist. Die Transistoren Q5 und Q6 bilden eine Stromspiegelschaltung.

Bei der in Fig. 10 dargestellten Filterschaltung wird der den Kondensator C durchfließende Signalstrom i_s durch die Stromspiegelschaltung mit 2 multipliziert, so daß die Grenzfrequenz ω_C dieser in Fig. 10 dargestellten Filterschaltung folgender Beziehung genügt:

Wenn in diesem Fall die Spannung der Spannungsquelle E verändert wird, ändert sich der Kollektorstrom des Transistors Q4. Damit kann die Grenzfrequenz ω_C durch Ändern der Spannung der Spannungsquelle E verän dert oder eingestellt werden.

Wenn unter Zugrundelegung der obigen Gleichungen (13) und (14) die Temperatur T beispielsweise ansteigt, muß überdies die Grenzfrequenz ω_C niedriger werden. Aufgrund des Temperaturanstiegs steigt zu diesem Zeitpunkt der Kollektorstrom des Transistors Q4 an, und der Strom I nimmt zu. Demgemäß hebt sich das Absinken der Grenzfrequenz ω_C infolge des Temperaturanstiegs durch das Ansteigen des Stromes I auf. Damit kann der Temperaturgang der Grenzfrequenz ω_C verbessert werden.

In Fig. 11 ist eine weitere Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht. Bei dieser Ausführungsform sind eine Reihenschaltung von n Dioden D11, D12. . . D1n und eine Reihenschaltung von n Dioden D21, D22 . . . D2n (wobei n eine ganze Zahl ist) zwischen dem Emitter des Transistors Q2 und einer Konstantstromquelle A1 bzw. zwischen dem Emitter des Transistors Q1 und der Konstantstromquelle A2 angeschlossen. Da bei der in Fig. 11 dargestellten Filterschaltung 2(n+ 1) Widerstände r_e im Stromweg des Signalstroms i_s vorhanden sind, wird demgemäß bei der Filterschaltung gemäß Fig. 11 die Grenzfrequenz ω_C zu:

Demgemäß kann die Grenzfrequenz ω_C der in Fig. 11 dargestellten Filterschaltung niedrig gemacht werden im Vergleich zu der in Fig. 10 dargestellten Filterschaltung, und zwar um das 1/(n+1)fache. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß dann, wenn die Grenzfrequenz ω_C bei beiden in Fig. 10 und 11 dargestellten Ausführungsbeispielen gleich gewählt ist, der Strom I bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 11 groß wird im Vergleich zu dem bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 10 fließenden Strom, und zwar um das (n+1)fache. Demgemäß wird die Höhe des Stromes I in Bezug auf den Signalstrom i_s groß, und damit wird der Dynamikbe reich weit.

In Fig. 12 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung veranschaulicht, gemäß dem die Widerstände R3 und R4 an Stelle der Dioden-Reihenschaltungen D11 bis D1n bzw. D21 bis D2n vorgesehen sind, die bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 11 verwendet sind. Im übrigen stimmt der Aufbau der in Fig. 12 dargestellten Schaltungsanordnung weitgehend mit dem Aufbau der in Fig. 11 dargestellten Schaltungsanordnung überein. Die in Fig. 12 dargestellte Ausführungsform bringt somit dieselbe Wirkung mit sich wie die in Fig. 11 dargestell te Schaltungsanordnung.

In Fig. 13 ist ein noch weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung veranschaulicht. Bei diesem Ausführungs beispiel ist eine Reihenschaltung aus Widerständen R5 und R6 als Konstantstromquelle A3 verwendet, und der Verbindungspunkt zwischen den beiden Widerständen ist mit der Basis des Transistors Q2 verbunden.

Bei den in Fig. 9 bis 12 dargestellten Ausführungsbeispielen der Erfindung wird die am Emitter des Transistors Q3 auftretende Ausgangsspannung Vout negativ auf die Basis des Transistors Q3 zurückgekoppelt, und zwar 100%ig. Demgegenüber wird bei dem in Fig. 13 dargestellten Ausführungsbeispiel die Ausgangsspannung lediglich mit dem nachstehend angegebenen Rückkopplungsverhältnis K negativ zurückgekoppelt:

Demgemäß genügen die Übertragungsfunktion H(ω) und die Grenzfrequenz ω_C der in Fig. 12 dargestellten Filterschaltung folgenden Bedingungen:

Demgemäß kann bei der in Fig. 13 dargestellten Filterschaltung die Grenzfrequenz ω_C um das 1/K-fache (mit K ≧ 1) niedriger gewählt werden. Wenn die Grenzfrequenz ω_C gleich der oben betrachteten Schaltungsanord nung gewählt wird, dann kann der Dynamikbereich breit gemacht werden.

In Fig. 14 ist ein noch weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung veranschaulicht, welches als Phasenschie ber wirkt. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird ein Widerstand R6 als Konstantstromquelle A3 verwendet, und ein Widerstand R7 (= R6) liegt zwischen dem Eingangsanschluß T1 und dem Widerstand R6. Der Kollektor des Transistors Q3 ist mit dem Ausgangsanschluß T2 verbunden, von dem ein Ausgangsstrom Iout abgegeben wird.

Bei diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung werden demgemäß der durch die Filterschaltung gewonnene Strom und der durch den Widerstand R7 gewonnene Strom zum Ausgangsstrom Iout zusammengesetzt, so daß die Phase dieses Stroms durch den Strom 2I geändert wird.

In Fig. 15 ist eine noch weitere Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht, die als spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) oder als einstellbarer Quarzoszillator (Vxo) dient, indem der oben beschriebene Phasenschie ber mit einer Schwingschaltung verbunden wird. Dies bedeutet, daß ein Widerstand R8 (= R6) mit dem Kollek tor des Transistors Q3 verbunden wird, wodurch eine in der Phase verschobene Ausgangsspannung als Span nung abgeleitet wird. Diese phasenverschobene Ausgangsspannung wird der Basis eines Transistors Q8 zuge führt. Das am Emitter des Transistors Q3 auftretende Ausgangssignal wird der Basis des Transistors Q7 zugeführt. Die Transistoren Q7 und Q8 bilden zusammen mit einer Konstantstromquelle A4 einen Differenzver stärker. In diesem Fall wird das am Kollektor des Transistors Q8 auftretende Ausgangssignal über einen Transistor Q9 an den Ausgangsanschluß T2 abgegeben und über einen Quarzoszillator X an den Kondensator C und den Widerstand R zurückgekoppelt.

Da der Betrag der Phasenverschiebung des Phasenschiebers durch die Spannung an einem Anschluß T4 geändert wird, kann bei der in Fig. 15 dargestellten Ausführungsform der Erfindung am Ausgangsanschluß T2 eine Ausgangsspannung mit einer variablen bzw. einstellbaren Frequenz erhalten werden.

In Fig. 16 ist eine noch weitere Ausführungsform der Erfindung dargestellt, bei der es sich um eine Farbwert regelschaltung für einen Farbfernsehempfänger unter Verwendung von zwei Phasenschiebern der oben genann ten Art handelt. Dies bedeutet, daß die Kollektor-Emitter-Spannung eines Transistors Q10 durch Widerstände R9 und R10 aufgeteilt wird, nämlich dadurch, daß die Widerstände R9 und R10 mit dem Kollektor bzw. dem Emitter des Transistors Q10 verbunden sind. Dies führt dazu, daß die an die Basis des Transistors Q10 abgegebe ne Spannung phasenverschoben ist und am Kollektor bzw. Emitter des betreffenden Transistors auftritt. Am Kollektor des Transistors Q10 ist ein Kondensator C1 angeschlossen. Der Emitter des Transistors Q10 ist mit der Basis des Transistors Q3 verbunden. Die Transistoten Q1 bis Q9 sowie der Quarzoszillator X sind darüber hinaus in entsprechender Weise geschaltet wie bei der oben erläuterten Schaltungsanordnung. Das von dem Quarzos zillator X abgegebene Signal wird der Basis des Transistors Q10 zurückgekoppelt. Damit ist die Vxo-Schaltung gebildet. Eine Schaltung A10 zur automatischen Phasenregelung liefert eine automatische Phasenregelspannung an die Basis des Transistors Q4.

In der in Fig. 16 dargestellten Ausführungsform sind die Transistoren Q11 bis Q16 und der Kondensator C2 in entsprechender Weise mit den Transistoren Q1 bis Q6 und dem Kondensator C1 zur Bildung des Phasenschie bers verbunden. Das am Emitter des Transistors Q11 auftretende Ausgangssignal wird einer Farbdemodula tionsschaltung A11 als Bezugssignal (Farbträger) zugeführt, und eine Steuerspannung wird der Basis des Transistors Q14 von einem einstellbaren Widerstand R11 der Farbwert-Regelschaltung zugeführt Demgemäß wird bei der in Fig. 16 dargestellten Ausführungsform die Phase des Schwingungssignals von der Vxo-Schaltung auf das Burstsignal synchronisiert, und zwar durch die automatische Phasenregelspannung. Das Signal wird durch die Transistoren Q11 bis Q16 verändert und dann der Farbdemodulationsschaltung A11 zugeführt.

Wenn bei den vorstehend unter Bezugnahme auf Fig. 9 bis 16 erläuterten Schaltungsanordnungen der Kon densator C durch eine induktive Reaktanz ersetzt wird, dann zeigen die betreffenden Schaltungsanordnungen eine Tiefpaßeigenschaft.

In Fig. 17 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung veranschaulicht, gemäß der ein Hochpaßfilter und ein Bandpaßfilter durch Verwendung der oben erläuterten Filterschaltungen gemäß der Erfindung geschaf fen sind. Demgemäß sind in Fig. 9 mit H1 und H2 die obigen Tiefpaßfilter bezeichnet, während mit H3 ein Verstärker und mit H4 eine Subtrahierschaltung bezeichnet sind. Bei diesem Ausführungsbeispiel handelt es sich bei dem an einem Ausgangsanschluß T7 abgegebenen Ausgangssignal um ein Signal, welches als Eingangssignal durch die Tiefpaßfilter H1 und H2 geleitet worden ist, so daß dieses Ausgangssignal von einem Tiefpaßcharakter ist. Da dieses Tiefpaß-Ausgangssignal und das Eingangssignal in der Subtrahiereinrichtung H4 voneinander subtrahiert werden, besitzt das an einen Ausgangsanschluß T5 abgegebene Ausgangssignal einen Hochpaßcha rakter. Dieses Ausgangssignal mit Hochpaßcharakter wird sodann durch das Tiefpaßfilter H1 an einen Aus gangsanschluß T6 abgegeben, so daß das am Anschluß T6 auftretende Ausgangssignal einen Bandpaßcharakter aufweist.

Claims

1. Filterschaltung, deren Grenzfrequenz steuerbar ist, mit einem einen ersten Transistor (Q1) und einen zweiten Transistor (Q2) umfassenden Differenzverstärker, mit einer den Emitterstrom für die beiden Transistoren (Q1, Q2) liefernden Konstantstromquelle (A1) und mit einer mit dem Differenzverstärker verbundenen Reaktanzeinrichtung (C),
dadurch gekennzeichnet,
daß die Basis des ersten Transistors (Q1) an einen ersten Eingangsanschluß (T1) angeschlossen ist, dem eine erste Eingangsspannung (V1) zuführbar ist,
daß die Reaktanzeinrichtung (C) zum einen am Kollektor des zweiten Transistors (Q2) und zum anderen an einen zweiten Eingangsanschluß (T8) angeschlossen ist, dem eine zweite Eingangsspannung (V2) zuführbar ist,
daß die Grenzfrequenz mittels des in der Konstantstromquelle (A1) fließenden Stromes (2I) steuerbar ist und daß ein dritter Transistor (Q3) vorgesehen ist, dessen Basis mit dem Kollektor und dessen Emitter mit der Basis des zweiten Transistors (Q2) verbunden sind und daß der Emitter des dritten Transistors (Q3) mit dem Ausgangsanschluß (T2) verbunden ist.

2. Filterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß es sich bei der Reaktanzeinrichtung um einen Kondensator (C) handelt.

3. Filterschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Eingangsanschluß (T8) mit dem Masse-Potential der Schaltung verbunden ist, und daß der erste Eingangsanschluß (T1) mit dem Eingangssignal (Vin) in Verbindung steht.

4. Filterschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß am ersten Eingangsanschluß (T1) eine konstante Spannung (VBB) anliegt und der zweite Eingangsanschluß (T8) mit dem Eingangssignal (Vin) in Verbindung steht.