DE2915124C1 - Empfänger für Monopuls-Radarsysteme - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Empfänger für Monopuls- Radarsysteme mit den Merkmalen des Oberbegriffes von Patentanspruch 1. Empfänger dieser Art sind beispiels­ weise aus der französischen Patentschrift 1 477 715 bekannt. Eine nach Zwischenfrequenz-Umsetzung der Empfangssignale vorgenommene Verstärkung mit automa­ tischer Verstärkungsgewinnregelung in einem einzigen Kanal gemäß der bekannten Schaltung hat den Vorteil minimaler relativer Phasenverschiebungen und Amplitu­ denverschiebungen der Summensignale und der Differenz­ signale im Monopuls-Empfänger.

Ausgehend von diesem Stande der Technik soll durch die Erfindung die Aufgabe gelöst werden, einen Empfän­ ger für Monopuls-Radarsysteme mit den Merkmalen des Oberbegriffes von Anspruch 1 so auszugestalten, daß die Vorteile einer für die Summensignale und die Differenzsignale gemeinsamen Verstärkungsgewinnrege­ lung auch dann ausgenützt werden können, wenn das Radarsystem Radarimpulse mit zeitlich gestaffelten Radarimpulsteilen unterschiedlicher Frequenz aussen­ det und daß bei der Verarbeitung der Echosignale eine Vereinfachung der Analog-/Digitalumsetzung erreicht werden kann.

Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil von Patentanspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Eine vorteilhafte Ausgestaltung der im hier angegebe­ nen Empfänger verwendeten Detektoreinrichtungen ist in Patentanspruch 2 gekennzeichnet.

Nachfolgend wird ein Ausführungsbeispiel unter Bezug­ nahme auf die Zeichnung näher erläutert. Es stellen dar:

Fig. 1 eine schematische Abbildung von ver­ schiedenen Bauteilen der Radarantennen­ anordnung für ein auf einem Schiff be­ findliches Radarsystem,

Fig. 2 ein Blockschaltbild der wichtigsten Bauteile der Radarsteuereinheit des vorliegenden Systems,

Fig. 2A ein vereinfachtes Blockschaltbild der Speiseschaltung für den Sender des Schiff-Radarsystems und

Fig. 3B und 3c vereinfachte Blockschaltbilder des Monopuls-Empfängers des vorliegenden Radarsystems.

Bevor speziell auf Fig. 1 Bezug genommen wird, sei bemerkt, daß zur Vereinfachung der Beschreibung und Darstellung die Ele­ mente der Radarantennenanordnung 102 in solcher Weise darge­ stellt sind, daß die Funktionsmerkmale dieser Elemente und nicht so sehr ihre körperlichen Merkmale dargestellt werden. Diese Darstellungsweise rechtfertigt sich aus der Annahme, daß die baulichen Einzelheiten der verschiedenen Elemente der Radar­ antennenanordnung 102 und die Art und Weise der Beschaltung und Anordnung für den Fachmann beim Fortschritt der Erläuterungen zu Fig. 1 verständlich werden.

Unter Berücksichtigung des Vorstehenden ergibt sich aus Fig. 1, daß in der Radarantennenanordnung 102 zwei Antennen vorgesehen sind, nämlich eine planare Antennenelementreihe 201 und eine Freund-Feind-Kennungsantenne 203. Die Antennen sind innerhalb einer gemeinsamen Abdeckung oder einem Radom 207 untergebracht, welcher auf einer rotierenden Plattform 209 befestigt ist. Die Plattform ist mittels nicht näher bezeichneter Lager gegenüber einem Podest drehbar gelagert und abgestützt, wobei in Fig. 1 Teile des Podestes mit 211 bezeichnet sind. Im Betrieb wird die Plattform 209 mittels eines Azimut-Antriebsmotors 213 über einen Plattformantriebsmechanismus 215 beispielsweise an sich bekannter Konstruktion kontinuierlich in Umdrehung versetzt. Es ergibt sich also, daß bei einer Umdrehungsgeschwindigkeit von einer Umdrehung je Sekunden die planare Antennenelementreihe 201 und die Freund-Fein-Kennungsantenne 203 jeweils eine vollstän­ dige Azimutabtastung von 360° in einer Sekunde durchführen.

Die planare Antennenelementanordnung oder -reihe 201 ist vor­ liegend eine Anordnung von 1792 Dipolelementen, welche nicht dargestellt sind und aufgeteilt zwischen 28 identischen, hori­ zontal orientierten Streifenleitungsschaltungen (nicht darge­ stellt) liegen, welche in Vertikalrichtung gestapelt sind. Je­ de der 28 Streifenleitungsschaltungen ist wiederum mit einem der Dipolelemente verbunden, welche so angeordnet sind, daß sie eine horizontal polarisierte Strahlung im X-Band (8,6 GHz bis 9,4 GHz) abgeben. Die planare Antennenelementreihe oder -anord­ nung 201 kann daher aus 64 Spalten von Dipolelementen und 28 Reihen von Dipolelementen aufgebaut sein. Wird eine entsprechen­ de Abstufung der Hochfrequenzenergie vorgenommen, welche den Dipolelementen zugeführt wird, so erhält man winkelmäßige Aus­ dehnungen (in beiden Richtungen) der Richtstrahlen bei den ver­ schiedenen Höhenwinkeln. Diese Dimensionen betragen in Azimut­ richtung 2° und in Richtung des Höhenwinkels programmierbare Werte von 4° bis 15°. Die Richtstrahlen werden durch geeignete Steuerphasenschieber (im allgemeinen hier nicht dargestellte gebräuchliche digitale Phasenschieber) erzeugt und ausgerichtet, wobei die Phasenschieber in der Schaltung zu den Dipolelementen und den Streifenleitungsschaltungen liegen. Die Richtstrahlen sind gebündelt und unterscheiden sich nur be­ züglich ihres Höhenwinkels.

Die Steuersignale für die Phasenschieber werden von Phasenschie­ bertreibern 217 abgeleitet. Vorliegend sind 28 derartige Trei­ ber vorgesehen, wobei jeder die Phasenschieber innerhalb einer Zeile beaufschlagt. Die einzelnen Phasenschiebertreiber wiederum werden durch die Signale eines Serien-Parallel-Umsetzers 219 ge­ speist. Vorliegend handelt es sich um 28 Register, welche je­ weils eine solche Kapazität besitzen, daß sie ein Digitalwort zu speichern vermögen, das letztlich die Einstellungen der Pha­ senschieber in jeder Zeile kennzeichnet. Die Register in den Serien-Parallel-Umsetzern werden in Serienverfahren über eine Schleifringanordnung 221 von einer Radarsteuereinheit 301 (Fig. 2) her beschrieben oder geladen.

Ist die Fläche der planaren Antennenelementreihe 201 so geneigt, daß ihre Blickrichtung gegenüber der rotierenden Plattform 209 einen Winkel von 15° einschließt, so ergibt sich sogleich, daß in Abwesenheit von Stampf- oder Rollbewegungen eines Schiffes der Richtstrahl der planaren Antennenelementreihe 201 leicht und rasch elektronisch gegenüber dem Radarhorizont zu ei­ ner Abtastbewegung von minus 30° bis plus 60° veranlaßt werden kann. Diese Möglichkeit gestattet dann auch die Kompensation von Stampf- und Rollbewegungen eines das System tragenden Marinefahrzeugs oder Schiffes einfach dadurch, daß die von der Radarsteuereinheit 301 ausgegebenen Digitalwörter entsprechend der Lage aufgrund des Stampfens oder Rollens des Schiffes modifiziert werden.

Zuvor wurde bereits angemerkt, daß die planare Antennenelement­ anordnung 201 in einem Monopulsradar eingesetzt wird. Bei der­ artigen Radarsystemen ist es üblich, die auszusendenden Signale von einem Radarsender 311 über einen Zirkulator 223 und eine Recheneinheit 225 der planaren Antennenelementreihe oder Anord­ nung 201 zuzuleiten. Empfangene Signale, nämlich die Summensig­ nale und die Höhenwinkel-Differenzsignale werden dann in der dargestellten Weise von der planaren Antennenelementreihe 201 zu einem Monopuls-Radarempfänger 313 geleitet. Ent­ sprechende Drehkupplungen 227 und 229 ermöglichen das Verdrehen der gesamten Radarantennenanordnung 102 in Azimutrichtung.

Es ist festzustellen, daß die Verwendung einer elektronischen Abtastung in Höhenwinkelrichtung eine hochgenaue Messung des Höhenwinkels ermöglicht, unter welchem ein erfaßtes Zielobjekt erscheint. Wird angenommen, daß ein Zielobjekt im Summenkanal des Monopulsradar­ empfängers 313 während einer bestimmten Azimutabta­ stung festgestellt wird, wenn beispielsweise der Richtstrahl entsprechend einem Suchprogramm ausgesendet wird, so ergibt sich folgendes. Zum Zeitpunkt der Erfassung wird der tatsächliche Azimutwinkel des Zielobjektes bestimmt, indem in geeigneter Weise die Ausgangssignale eines Aufnehmers 230 eines Antennenträgerstellungsanzeigers 231 sowie eines Fühlers 305 miteinander kombiniert werden, der auf die Geradaus­ richtung des Schiffes anspricht. Gleichzeitig wird auch eine et­ waige Gleichgewichtsabweichung im Höhenwinkeldifferenzkanal des Monopuls-Radarempfängers gemessen. Diese Signale werden in der Radarsteuereinheit 301 gespeichert und bilden Befehls­ signale für die nächstfolgende Azimutabtastung, wenn sich die Abtastrichtung dem tatsächlichen Azimutwinkel des zuvor erfaßten Zielobjektes nähert.

Die Freund-Feind-Kennungsantenne 203 ist vorzugsweise so mon­ tiert, daß die Mittellinie ihres Richtstrahles parallel zur Sichtlinie der planaren Antennenelementreihe 201 verläuft, wo­ bei Abfragesignale und Antwortsignale in der dargestellten Weise über Drehkupplungen 233 und 235 geführt werden.

In Fig. 2 ist die Feuerleitstation 104 dargestellt. Man er­ kennt, daß das wesentliche Bauteil dieser Feuerleitstation eine Radarsteuereinheit 301 ist. Diese Einheit empfängt verschiedene Zustandsmeldesignale von den Bauteilen der Radarantennenanord­ nung sowie Fühlerelemenenten, nämlich auf Roll- und Stampfbewegungen des Schiffes ansprechende Fühler 303 und ein auf die Geradausrichtung des Schiffes ansprechender Fühler 305, sowie auch Befehlssignale von einem Bedienungspult 307. In Reaktion auf die verschiedenen Zustandsmeldesignale werden Befehlssignale und Steuersignale in der Radarsteuereinheit 301 solchermaßen erzeugt, daß a) eine in Verbindung mit Fig. 2A näher beschriebene Anregungsschaltung 309 ausgelöst wird, wel­ che wiederum Hochfrequenzsignale für den Sender 311 und Lokaloszillatorsignale geeigneter Frequenz für den Mono­ puls-Radarempfänger 313 erzeugt; daß ferner b) Phasenschieber­ befehlssignale für die Phasenschiebertreiber 217 (Fig. 1) er­ zeugt werden, um das gewünschte Abtastprogramm auch unter Be­ rücksichtigung von Stampf- und Rollbewegungen des Schiffes zu verwirklichen, daß weiter c) die Informationen von dem Antennenträger- Stellungsanzeiger 231 (Fig. 1) und dem Schiffrichtungsfühler 305 kombiniert werden, um die wahre Azimutrichtung des Richt­ strahles entweder der planaren Antennenelementreihe 201 ( Fig. 1) oder der Freund-Feind-Kennungsantenne 203 zu bestimmen; fernerhin daß d) Steuersignale für eine Signalverarbeitungs­ einrichtung 315 erzeugt werden, welche auf die Ausgangssignale des Monopuls-Radarempfängers 313 anspricht; daß weiterhin e) Freund-Feind-Kennungs-Abfragebefehlssignale für einen IFF-Trans­ ponder erzeugt und Antwortsignale verarbeitet werden; daß schließ­ lich f) Steuer- und Informationssignale für ein Wiedergabegerät 319 erzeugt und bereitgestellt werden; und daß schließlich geeignete Befehlssignale für eine Raketenabschußstation gebildet werden, um eine Abfangrakete auszuwählen und zu starten.

Es ist bemerkenswert, daß die Radarsteuereinheit 301 ein digi­ taler Vielzweckrechner sein kann. Beispielsweise ist ein Rech­ ner verwendbar, welcher unter der Bezeichnung Raytheon Data Systems RDS-500 auf dem Markt ist.

Der Sender 311 kann gebräuchlicher Art sein. Vorzugsweise han­ delt es sich aber um eine Wanderwellenröhre der Type 751-H, welche als Leistungsverstärker und deren Modulationssignale von der Anregungsschaltung 309 bezogen werden.

Die Signalverarbeitungseinrichtung 315 entspricht vorzugsweise der in der US-Patentschrift 3 875 391 angegebenen Schaltung.

Bevor auf Fig. 2A im einzelnen eingegangen wird, sei nebenbei bemerkt, daß an sich bekannte Leistungsaufteiler in der Zeich­ nung einfach als Punkte im Schaltungsweg für die verschiedenen Hochfrequenzsignale versinnbildlicht sind, wobei Pfeile die Ein­ gänge und Ausgänge dieser Leistungsaufteiler bezeichnen. Es ist davon auszugehen, daß der Fachmann für die einzelnen Hochfre­ quenzsignale die jeweils geeigneten Leistungsaufteiler wählt.

Bei Berücksichtigung des Vorstehenden ersieht man aus Fig. 2A, daß die Anregungsschaltung 309 ihrerseits eine Schaltung zur Er­ zeugung sowohl kodierter Sendersignale als auch zur Erzeugung der erfor­ derlichen Lokaloszillatorsignale enthält, welche in jedem der beiden Empfangskanäle des Monopuls-Radarempfängers 313 (Fig. 2) benötigt werden.

Die in Fig. 2A unten rechts gezeigten Schaltungsteile sind so ausgebildet, daß eine Auswahl einer bestimmten von zehn vorge­ gebenen, jeweils einen Frequenzabstand von 40 MHz aufweisenden Frequenzen innerhalb des Frequenzbandes von 7440 MHz bis 7800 MHz getroffen wird. Hierzu ist eine Gruppe von Kristall­ oszillatoren 320 über einen Wähler 322 mit einer Frequenzvervielfa­ chungsschaltung 324 verbunden, welche Signale im C-Band erzeugt. Die Schalter des Wählers 322 werden durch Steuersignale ge­ steuert, welche von der Radarsteuereinheit 301 (Fig. 2) bezo­ gen werden. Ferner wird ein Steuersignal der Radarsteuereinheit 301 in der dargestellten Weise auch zu einer Schaltung 326 zur Bereichsüberstreichung geführt, wobei der Ausgang dieser Schal­ tung zu einem Treiberverstärker 327 gelangt, um schließlich die Frequenz eines im C-Band arbeitenden, spannungsgesteuerten Os­ zillators 328 zu steuern. Dieser Oszillator wird nachfolgend mitunter einfach als VCO-Oszillator 328 bezeichnet. Ein Teil des Ausgangssignales des spannungsgesteuerten Oszillators 328 erreicht über einen 90°-Phasenschieber 329 einen Phasendetek­ tor 325. Als zweites Eingangssignal zum Phasendetektor 325 wird von der Frequenzvervielfachtungsschaltung 324 ein Signal zuge­ führt.

Der Fachmann erkennt, daß die Frequenzmultipliziereinrichtung 324 als Bezugsfrequenzgenerator dient, um die Frequenz des span­ nungsgesteuerten Oszillators 328 mittels einer phasengeführten Regelschleife oder PLL-Regelung zu regeln, wobei die Schleife den Phasendetektor 325, den Treiberverstärker 327, den span­ nungsgesteuerten Oszillator 328 und den 90°-Phasenschieber 329 enthält. Die erforderliche Frequenzbewegung oder -umstellung wird dadurch verwirklicht, daß zunächst der spannungsgesteuerte Oszillator 328 mit seiner Frequenz in den Bereich der gewünsch­ ten Frequenz vermittels eines Steuersignales abgesenkt wird, das von der Radarsteuereinheit 301 (Fig. 2) über die bereichsüber­ streichende Schaltung 326 und den Treiberverstärker 327 dem spannungsgesteuerten Oszillator 328 zugeführt wird. Ein identi­ sches Steuersignal der Radarsteuereinheit 301 erreicht die Schalter des Wählers 322, so daß der entsprechende Kristall­ oszillator aus der Kristalloszillatorgruppe 320 ausgewählt wird. Um die Phasenkopplung zwischen dem spannungsgesteuerten Oszillator 328 und dem Ausgangssignal der Frequenzmultiplizier­ einrichtung 324, welches durch die Frequenz des jeweils ausge­ wählten Kristalloszillators der Oszillatorgruppe 320 bestimmt ist, zu erreichen, senkt die Schaltung 326 die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 328 in denjenigen Bereich ab, in welchem die phasengeführte Regelschleife einrastet, so daß der Einfangbereich für die Phasenkopplung eingeengt wird. Ein Tast- und Haltekreis (nicht dargestellt) innerhalb des Treiber­ verstärkers 327 spricht auf eine Phasenkopplung an, was durch das Ausgangssignal des Phasendetektors 325 gemeldet wird und stellt den spannungsgesteuerten Oszillator 328 so ein, daß er die betreffende Frequenz abgibt, die durch die Ausgangsspannung der Schaltung 326 gewählt oder bestimmt wird. Der Tast- und Haltekreis sperrt also die Schaltung 326, nachdem eine Einra­ stung bezüglich der Phase erreicht ist.

Das Ausgangssignal des im C-Band arbeitenden spannungsgesteuer­ ten Oszillators 328 wird in den Mischer 330 eingegeben und be­ wirkt so die Erzeugung der X-Band- Frequenzen in der zu beschreibenden Weise. Es sei hier nebenbei angemerkt, daß dasselbe Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 328 das erste Lokaloszillatorsignal für die beiden Empfangskanäle des Monopuls-Radarempfängers 313 (Fig. 2) bil­ det, wobei dieses Signal in der Zeichnung und manchmal auch in der nachfolgenden Beschreibung mit LO(1) gekennzeichnet ist. Nachdem die Frequenzen im ersten und im zweiten Unterimpuls je­ des ausgesendeten Impulses und auch jedes empfangenen Impulses, um 400 MHz verschieden sind, ergibt sich, daß eine Heterodynüberlagerung der Ausgangsschwin­ gung LO(1) des Oszillators 328 mit den Unterimpulsen jedes empfangenen Impulses zu zwei verschiedenen Zwischenfrequenzsig­ nalen führt. Es kann dann eine geeignete Filterung vorgesehen werden, um die beiden Zwischenfrequenzsignale jeweils unter­ schiedlichen Kanälen des Monopuls-Radarempfängers 313 nach Fig. 2 zuzuteilen.

Die Anregungsschaltung 309 enthält weiter einen eine Frequenz von 42,8 MHz aufweisenden, kristallgesteuerten Oszillator 331, einen eine Frequenz von 60 MHz aufweisenden, kristallgesteuer­ ten Oszillator 332, einen kristallgesteuerten Oszillator 333 mit einer Frequenz von 1120 MHz und einen kristallgesteuerten Oszillator 334 mit einer Frequenz von 1520 MHz. Sämtliche der soeben genannten Oszillatoren sind an sich bekannter Bauart und in der nachfolgend angegebenen Weise so ausgebildet und angeord­ net, daß jeweils erste und zweite Unterimpulse mit Frequenzen von 1180 MHz bzw. 1580 MHz erzeugt werden können. Die Ausgangs­ signale des 42,8 MHz darbietenden, kristallgesteuerten Oszilla­ tors 331 werden aufgespalten, wobei ein Teil als ein Lokalos­ zillatorsignal LO4 den Monopuls-Radarempfänger 313 (Fig. 2) erreicht und ein anderer Teil in den Mischer 335 eingegeben wird. Das 42,8 MHz-Signal wird in dem Mischer 335 mit einem 60 MHz-Signal des entsprechenden, kristallgesteuerten Oszilla­ tors 332 heterodynüberlagert, wodurch ein 17,2 MHz-Bezugssignal entsteht, das ebenfalls dem Nonopuls-Radarempfänger 313 aus Gründen zugeführt werden, die im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 2C eine Erläuterung erfahren. Auch die Ausgangssig­ nale des 1120 MHz darbietenden, kristallgesteuerten Oszilla­ tors 333 und des kristallgesteuerten Oszillators 334 mit der Frequenz von 1520 MHz werden in der dargestellten Weise aufge­ spalten und Teile der Signale gelangen zu dem Monopuls-Radar­ empfänger 313 als Lokaloszillatorsignale LO(2) bzw. LO(3).

Die Anregungsschaltung 309 enthält weiter einen eine Frequenz von 1180 MHz darbietenden spannungsgesteuerten Oszillator 336, welcher nachfolgend einfach als Oszillator 336 bezeichnet wird, sowie einen eine Frequenz von 1580 MHz darbietenden spannungs­ gesteuerten Oszillator 337, welcher nachfolgend ebenfalls ver­ einfachend als Oszillator 337 bezeichnet wird. Das Ausgangs­ signal des Oszillators 336 wird in der dargestellten Weise auf­ gespalten und ein Teil gelangt zu dem Mischer 338, in welchem dieser Signalanteil mit einem Teil des Signales heterodynüber­ lagert wird, welches von dem 1120 MHz darbietenden kristallge­ steuerten Oszillator 333 abgegeben wird, um ein Ausgangssignal von 60 MHz bereitzustellen. Das 60 MHz-Signal vom Ausgang des Mischers 338 wird einem Quadraturphasendetektor 339 zugeführt, in welchem eine Untersuchung unter Verwendung eines Bezugssig­ nals durchgeführt wird, das erhalten wird, indem ein Teil des Ausgangssignales des 60 MHz-Kristalloszillators 332 herbeige­ führt wird. Das Ausgangssignal des Quadraturphasendetektors 339 gelangt über ein Tiefpaßfilter (nicht dargestellt) und einen ebenfalls nicht dargestellten Schleifenverstärker zu dem Oszil­ lator 336 um schließlich dessen Frequenz zu steuern. Der Fach­ mann erkennt nun, daß die soeben erwähnten Bauteile einen PLL- Regelkreis oder eine hasengekoppelte Schleife bilden, um die Frequenz des Oszillators 336 auf diejenige des kristallgesteuer­ ten Oszillators 332, nämlich auf 60 MHz festzulegen.

Die Ausgangsfrequenz des Oszillators 337 wird in entsprechender Weise gesteuert. Ein Teil des Ausgangssignales des Oszillators 337 gelangt also zu dem Mischer 341 und wird hier mit einem Teil des 1520 MHz darbietenden kristallgesteuerten Oszillators 334 heterodynüberlagert, so daß als Ausgangssignal ein solches mit einer Frequenz von 60 MHz entsteht. Dieses 60 MHz-Signal wird dem Quadraturphasendetektor 342 vermittelt, in welchem die Phase unter Verwendung eines Bezugssignales untersucht wird, das von dem 60 MHz darbietenden kristallgesteuerten Oszillator 332 bezogen wird. Das Ausgangssignal des Phasendetektors 342 er­ reicht über ein Tiefpaßfilter (nicht dargestellt) und einen Schleifenverstärker (ebenfalls nicht dargestellt) den Oszilla­ tor 337 um die Frequenz dieses Bauteiles zu regeln.

Die Ausgangssignale der Oszillatoren 336 und 337 werden auch in der in der Zeichnung wiedergegebenen Weise einem Paar von Schal­ tern 343 bzw. 344 zugeleitet, die durch Steuersignale gesteuert werden, welche die Radarsteuereinheit 301 (Fig. 2) bereitstellt. Um jeweils erste und zweite Unterimpulse mit Frequenzen von 1180 MHz bzw. 1580 MHz zu bilden, wählt die Radarsteuereinheit 301 abwechslungsweise über die Schalter 343 und 344 die Ausgangs­ signale entweder vom Oszillator 336 oder vom Oszillator 337 aus. Die gewählte Frequenz wird über den Verstärker 345 dem Mischer 330 mitgeteilt, in welchem eine Heterodynüberlagerung des be­ treffenden Signales mit dem Ausgangssignal des C-Band-Oszilla­ tors 328 erfolgt, um die Sendefrequenzen zu bilden.

Mit den Schaltern 343 und 344 sind, wie aus Fig. 2A hervorgeht, Belastungen 346 bzw. 347 verbun­ den, welche in Abhängigkeit von Steuersignalen der Radarsteuer­ einheit 301 abwechselnd die Hochfrequenzenergie der Oszillatoren 336 und 337 absorbieren. Schließlich wird ein Schalter 348, der eine nicht eingezeichnete Belastung enthält, ebenfalls durch Steuersignale der Radarsteuereinheit 301 gesteuert und dient in bestimmtem Maße zur Impulsformung und auch dazu, während der Impulszwischenräume eine Weitergabe der kontinuierlichen Signale der Anregungsschaltung 309 zu dem Sender 311 zu verhin­ dern.

Bevor auf die Fig. 2B und 2C im Detail eingegangen wird, sei bemerkt, daß Leistungsaufteiler beispielsweise an sich bekann­ ter Hauart auch hier einfach durch Punkte in den Leitungswegen der verschiedenen Hochfrequenzsignale versinnbildlicht sind und Pfeile jeweils die Eingänge und Ausgänge dieser Leistungsauftei­ ler kennzeichnen. Der Fachmann wird dann die jeweils geeignete Bauart von Leistungsaufteilern für die einzelnen Hochfrequenz­ signale wählen. Weiter sei bemerkt, daß der Monopuls-Radar­ empfänger 313 zwei Kanäle aufweist, von welchen der eine Kanal dem Unterimpuls geringerer Frequenz zugeordnet ist, während der andere Kanal dem Unterimpuls höherer Frequenz entspricht. Der Buchstabe "L" in Verbindung mit einer Bezugszahl dient zur Kennzeichnung von Bauteilen in dem der niedrigeren Frequenz zugeordneten Kanal, während der Buch­ stabe "H" in Verbindung mit einer Bezugszahl ein entsprechendes Bauteil in dem der höheren Frequenz zugeordneten Kanal bezeich­ net.

Aus Fig. 2B geht hervor, daß der Monopuls-Radarempfänger 313 das Monopuls-Summenkanalsignal (Σ) von dem Zirkulator 223 (siehe Fig. 1) und das Höhenwinkel-Differenzkanalsignal (Δ) von der Drehkupplung 229 (siehe Fig. 1) empfängt. Das Summen­ signal (Σ) und das Differenzsignal (Δ) werden in geeignete Signale im L-Band heruntergesetzt, indem eine Heterodynüberla­ gerung in den Mischer 351 (Σ) bzw. 351 (Δ) mit dem Lokal­ oszillatorsignal LO(1) der Anregungsschaltung 309 (Fig. 2A) durchgeführt wird. Das im L-Band auftretende Summenkanalsignal erfährt eine Frequenzaufspaltung in ein 1130 MHz-Signal und ein 1580 MHz-Signal, indem es durch ein 1180 MHz-Bandpaßfilter 352L und ein 1580 MHz-Bandpaßfilter 352H geführt wird. Die Signale von 1180 und 1580 MHz werden in 60 MHz-Zwischenfrequenzsignale umgesetzt, indem sie in Mischern 353L bzw. 353H mit einem 1120 MHz- Lokaloszillatorsignal LO(2) bzw. 1520 MHz-Lokaloszillator signal LO(3) der Anregungsschaltung 309 (siehe Fig. 2A) ge­ mischt werden. Nach entsprechender Verstärkung in Zwischenfre­ quenzverstärkern 354L bzw. 354H werden die 60 MHz-Summenkanal­ signale durch die Summierverstärker 355L bzw. 355H geleitet.

Auch die Differenzkanalsignale werden frequenzmäßig in zwei ge­ sonderten Kanälen aufgespalten, indem die Signale durch ein 1180 MHz-Bandpaßfilter 356L und ein 1580 MHz-Bandpaßfilter 356H geführt werden. Daraufhin werden die Signale wieder auf 60 MHz- Zwischenfrequenzsignale heruntergesetzt, indem eine Heterodyn­ überlagerung in den Mischern 357L bzw. 357H mit dem 1120 MHz- Lokaloszillatorsignal LO(2) bzw. dem 1520 MHz-Lokaloszillator­ signal LO(3) der Anregungsschaltung 309 erfolgt, wie aus Fig. 2B ohne weiteres zu entnehmen ist. Die 60 MHz-Differenz­ kanalsignale vom Ausgang der Mischer 357L bzw. 357H werden durch Zwischenfrequenzverstärker 358L bzw. 358H verstärkt, be­ vor sie in 17,2 MHz-Zwischenfrequenzsignale herabgesetzt wer­ den, indem eine Heterodynüberlagerung in Mischern 359L bzw. 359H mit dem 42,8 MHz-Lokaloszillatorsignal LO(4) der Anre­ gungsschaltung 309 vorgenommen wird. Es sei bemerkt, daß das 42,3 MHz-Lokalosziilatorsignal die Mischer 359L und 359H über einen Schalter 360 erreicht. Dieser Schalter wird durch ein Signal der Radarsteuereinheit 301 gesteuert und dient zur Sperrung der Summenkanalinformation, wenn sich das Radarsystem im Erfassungsbetrieb befindet. Die 17,2 MHz-Differenzkanalsig­ nale erreichen über 17,2 MHz-Bandpaßfilter 361L bzw. 361H die Summierverstärker 355L und 355H, in welchen sie im Frequenz­ multiplexverfahren mit den entsprechenden Frequenzen im Summen­ kanal kombiniert werden. Das 60 MHz-Summenkanalsignal und das 17,2 MHz-Differenzkanalsigrial, welche von dem udo MHz-Signal im L-Band abgeleitet worden sind, werden also in dem Summier­ verstärker 355L miteinander kombiniert, während das 60 MHz-Sum­ menkanalsignal und das 17,2 MHz-Differenzkanalsignal, welche von dem 1580 MHz-Signal im L-Band abgeleitet worden sind, eine Kombination in dem Summierverstärker 355H erfahren. Eine Fre­ quenzmultiplexverarbeitung der Summeninformation und der Diffe­ renzinformation für jede der dualen Frequenzen in gemeinsame Kanäle hinein ermöglicht eine gemeinsame Verarbeitung der Sum­ nieninformation und der Differenzinformation durch breitbandige Schaltungen zur automatischen Verstärkungsgewinnregelung, so daß die Einflüsse relativer Phasenänderungen und Amplitudenänderun­ gen kleinstmöglich gehalten werden und auch die Fehler bei der Höhenwinkelmessung minimal bleiben.

Die im Frequenzmultiplexverfahren kombinierten Signale vom Aus­ gang der Summierverstärker 355L und 355H werden in eine automa­ tische Verstärkungsgewinnregelung aufweisende Verstärker 362L bzw. 362H eingegeben, welche den dynamischen Bereich des Mono­ puls-Radarempfängers 313 regeln.

Betrachtet man nun Fig. 2C, so erkennt man, daß die Summensig­ nale und die Differenzsignale für jede der dualen Frequenzen wieder getrennt werden, indem sie in der dargestellten Weise durch 60 MHz-Bandpaßfilter 363L und 363H bzw. 17,2 MHz-Bandpaß­ filter 364L und 364H geführt werden. Die Summensignale und Diffe­ renzsignale werden hierauf im Zeitmultiplexverfahren weiterver­ arbeitet, indem die Differenzkanalsignale über Verzögerungslei­ tungen 365L bzw. 365H geleitet werden. Die Zeitmultiplexverar­ beitung ermöglicht eine gemeinsame Analog-/Digitalumsetzung der Summenkanalsignale und der Differenzkanalsignale. Es sei hier bemerkt, daß die Verzögerungsleitungen 365L und 365H duale Ver­ zögerungsleitungen sind, d. h. die Verzögerungsleitungen 36% und 365H erzeugen beide Verzögerungen von 7,0 Mikrosekunden und 21,0 Mikrosekunden, wobei die richtige Verzögerung jeweils durch Schalter 366L bzw. 366H ausgewählt wird und die Schalter wiederum durch Signale gesteuert werden, welche von der Radar­ steuereinheit 301 (siehe Fig. 2) zur Verfügung gestellt werden. Der Grund für die duale Verzögerung oder doppelt vorgesehene Verzögerung ist, daß ein Entfernungsbereichsfenster von 7 Mikro­ sekunden im Verfolgungsbetrieb verwendet wird und das System in der Lage sein muß, zwei Zielobjekte innerhalb derselben Ein­ stellung des Antennenrichtstrahles zu verfolgen. Ist also der Entfernungsunterschied zweier verfolgter Zielobjekte geringer als 7,0 Mikrosekunden entsprechend etwa 1170 m, so wird die 21,0 Mikrosekunden-Verzögerung verwendet und die 7,0 Mikrose­ kundenverzögerungsleitung wird für alle anderen Entfernungsun­ terschiede von Zielobjekten zur Wirkung gebracht.

Die Summenkanalsignale für jede der dualen Frequenzen werden in Signale von 17,2 MHz herabgesetzt, indem sie eine Heterodyn­ überlagerung in Mischern 367L bzw. 367H mit dem von der Anre­ gungsschaltung 30.9 bereitgestellten 42,8 MHz-Lokaloszillator signal LO(4) erfahren, um die nachfolgende Verarbeitung im Videobereich zu vereinfachen. Das 42,8 MHz-Lokaloszillatorsig­ nal LO(4) erreicht die Mischer 367L bzw. 367H über den Schal­ ter 360, so daß die Differenzkanalinformation gesperrt werden kann, wenn sich das System im schon erwähnten Erfassungs- oder Suchbetrieb befindet. Die 17,2 MHz-Summenkanalsignale und -Dif­ ferenzkanalsignale für jede der dualen Frequenzen werden mitein­ ander nach Zeitmultiplexverarbeitung in Summierverstärkern 368L und 368H kombiniert.

Vor einer Beschreibung der Quadraturdetektorkreise ist noch fest­ zustellen, daß die 60 MHz-Summenkanalsignale in jedem Frequenz­ kanal (L bzw. H) jeweils Videodetektoren 369L bzw. 369H zuge­ führt werden. Das Signalpaar entspricht der Summenkanalinfor­ mation auf jeder der beiden Frequenzen des Sendefrequenzpaares. Im oberflächennahen Betrieb haben, wie oben angedeutet, die bei den zusammenhängend ausgesendeten Impulse eine Impulsbreite von 4,1 Mikrosekunden bzw. 0,1 Mikrosekunden, wobei der erstgenannt Wert für weite Entfernungen und geringe Auflösung verwendet wird, während der zweite Wert für kurze Entfernungen und hohe Auflösung eingesetzt wird. Die Ausgangssignale der Videodetekto­ ren 369L und 369H gelangen zu einem. Schalter 370, welcher dazu dient, entweder die kurze oder die lange Wellenform in Abhängig­ keit von einem Steuersignal auszuwählen, welches von der Radar­ steuereinheit 301 (Fig. 2) zur Verfügung gestellt wird. An den Schalter 370 schließt sich ein Umhüllungsdetektor und logarith­ mischer Verstärker 371 an, dessen Ausgangssignale im wesentli­ chen Videodaten sind, die zu der Anzeigeeinrichtung 319 (Fig. 2) weitergeleitet werden.

Die im Zeitmultiplexverfahren verarbeiteten Summenkanalsignale und Differenzkanalsignale werden einem Paar von Quadratur-Detek­ torschaltungen 372L und 372H zugeführt. Der Fachmann erkennt, daß die Quadratur-Detektorschaltungen 372L und 1372H ein Paar nicht dargestellter Phasendetektoren enthalten, welche phasen­ mäßig um 90° verschoben mit dem 17,2 MHz-Bezugssignal gespeist werden, da von der Anregungsschaltung 309 (Fig. 2A) bezogen wird. In den Quadratur-Detektorschaltungen 372L und 372H sind weiter ebenfalls nicht dargestellte Tiefpaßfilter enthalten, welche die Komponenten der Lokaloszillatorfrequenz und anderer Frequenzen höherer Ordnung entfernen und außerdem sind Gleich­ stromverstärker vorgesehen, welche als Treiber und zur Einstel­ lung des Verstärkungsgewinns dienen. Diese Bauteile sind sämt­ lich beispielsweise an sich bekannter Bauart. Die in Phase lie­ genden Signalanteile (I) und die um 90° phasenverschobenen Sig­ nalanteile (Q) vom Ausgang der Quadratur-Detektorschaltungen 372L und 372H werden relativ zueinander verzögert, indem die Signalkomponente Q der Quadratur-Detektorschaltung 372L durch eine Verzögerungsleitung 373 geführt wird, welche eine Verzöge­ rung von 300 Nanosekunden einführt, während die Signalkomponen­ ten I und Q vom Ausgang der Quadratur-Detektorschaltung 372H durch eine 700 Nanosekunden Verzögerung einführende Verzöge­ rungsleitung 374 bzw. eine 1,3 Mikrosekunden Verzögerung ein­ führende Verzögerungsleitung 375 geführt werden. Die im Zeit­ multiplexverfahren verarbeiteten Signalkomponenten I und Q wer­ den zu der in Fig. 2 gezeigten Signalverarbeitungsschaltung 315 geführt, in welcher eine Umwandlung in digitale Form mittels eines einzigen, nicht dargestellten Analog-/Digitalumsetzers erfolgt, bevor die Signale einer Weiterverarbeitung zugeführt werden.

Claims (2)

1. Empfänger für Monopuls-Radarsysteme, bei welchem die glei­ che Frequenz im Hochfrequenzbereich aufweisende Summenkanal­ signale und Differenzkanalsignale jeweils gesondert mittels Mischer- und Filtereinrichtungen (352, 353; 356, 357) nach abwärts auf eine be­ stimmte Zwischenfrequenz versetzt, vom Ausgang der Mischer- und Filtereinrichtungen abgeleitete Signale mittels einer Multiplexeinrichtung einem eine automatische Verstärkungs­ gewinnregelung vornehmenden, gemeinsamen Kanal (362) zugeführt und über eine Demultiplexeinrichtung für die Summenkanalsignale die Differenzkanalsignale getrennten Detektoreinrichtun­ gen (369, 372) zugeführt werden, gekennzeichnet durch weitere Mischer- und Filtereinrichtungen (359, 361) zur Abwärtsversetzung der von den Differenzkanalsignalen abgeleiteten Zwischenfrequenzsignale auf eine zweite Zwischenfrequenz, ferner durch dritte Mi­ scher- und Filtereinrichtungen (367), welche auf die vom Ausgang der Multiplexeinrichtungen abnehmbaren Summenkanalsignale ansprechen und diese Signale nunmehr ebenfalls auf die zweite Zwischenfrequenz herabsetzen, des ferneren durch Filter- und Verzögerungseinrichtungen (365), welche auf die vom Ausgang der De­ multiplexeinrichtungen abnehmbaren, von den Differenzkanal­ signalen abgeleiteten Signale ansprechen derart, daß die Ausgangs­ signale entsprechend den Summenkanalsignalen und Differenz­ kanalsignalen im Zeitmultiplexverfahren (366) verarbeitet und den Detektoreinrichtungen (372) zur sequentiellen Untersuchung zugeführt werden.

2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Detektoreinrichtungen die Gestalt eines Quadra­ turdemodulators (372L bzw. 372H) haben.