DE2915126C1 - Fernlenkbarer Flugkörper - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf Punktziel-Verteidi­ gungssysteme, vornehmlich für Schiffe, bei welchen radar­ gelenkte Geschosse oder Raketen verwendet werden, welche an­ greifende Flugzeuge oder Raketen bzw. Geschosse abfangen und zerstören.

Im einzelnen betrifft die Erfindung einen fernlenkbaren Flug­ körper mit einer Zielverfolgungseinrichtung, mittels welcher Lenksignale für die Endphase einer Flugbahn des Flugkörpers in Richtung auf den Treffpunkt mit einem ausgewählten Ziel­ objekt erzeugbar sind und welche ein Radarsystem mit einer kardanisch gehalterten Antenne enthält, deren Richtdiagramm auf das Zielobjekt ausrichtbar ist, sowie mit einem Lenksystem das einen Empfänger und Dekodierer enthält, welcher während der Zeit vor dem Eintritt des Flugkörpers in die Endphase der Flugbahn auf Steuersignale einer Steuersignalquelle außerhalb des Flugkörpers anspricht und Lenkbefehlssignale für den fern­ gelenkten Flugkörper erzeugt.

Ein derartiger fernlenkbarer Flugkörper ist in der älteren deutschen Patentanmeldung P 28 27 056.6 entsprechend der Of­ fenlegungsschrift 28 27 056.6 angegeben.

In dem fernlenkbaren Flugkörper gemäß dem älteren Vorschlag ist im Zielsuchbetrieb ein halbaktives Radarsystem des Flug­ körpers wirksam, welches Echosignale aufgrund einer Bestrah­ lung des Zielobjektes durch eine entfernte Radarstation empfängt. Der Übergang vom Fernlenkbetrieb auf den Zielsuch­ betrieb erfolgt bei dem fernlenkbaren Flugkörper gemäß dem älteren Vorschlag willkürlich auf Befehl von einer Boden­ station aus, ohne daß festgestellt werden könnte, ob die Be­ dingungen für den Empfang der Echosignale vom Zielobjekt her am Orte des Flugkörpers optimal sind.

Durch die Erfindung soll die Aufgabe gelöst werden, einen fernlenkbaren Flugkörper der eingangs kurz beschriebenen Art so auszubilden, daß der Übergang vom Fernlenkbetrieb zum Ziel­ suchbetrieb selbsttätig erfolgt und für den Zielsuchbetrieb die Bedingungen für den Empfang der Echosignale vom Zielobjekt her verbessert werden.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß das Lenksystem während der Zeit vor dem Eintritt des Flugkörpers in die Endphase der Flugbahn auch Ausrichtbefehlssignale für die kardanisch gehalterte Antenne des Radarsystems erzeugt, daß das Radarsystem Anzeigeeinrichtungen enthält, welche eine Anzeige liefern, sobald Echosignale von einem ausgewählten Zielobjekt her empfangen werden und daß ferner Mittel zum Abschalten des Empfängers und Dekodierers des Lenksystems nach Empfang der Echosignale vorgesehen sind, derart, daß danach die Lenkbefehlssignale für den fernlenkbaren Flugkör­ per von dem Radarsystem abgeleitet werden.

Der hier beschriebene fernlenkbare Flugkörper eignet sich besonders gut für ein Abschußverfahren, bei dem der Flugkör­ per zunächst von einer Abschußrampe aus vertikal gestartet wird, danach der Raketenmotor gezündet wird und die Flugbahn von größerer Höhe über einer Wasseroberfläche in der Phase des Fernlenkbetriebes allmählich auf die Richtung zum Ziel­ objekt hin einschwenkt, um die Umschaltung zum Zielsuchbe­ trieb vorzubereiten, während welchem der Flugkörper von oben herab tief anfliegende Zielobjekte abfängt, ohne durch Spie­ gelfehler oder Rauschechosignale empfindliche Störungen sei­ nes Radarsystems zu erleiden.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform ist der Empfänger des Pulsradarsystems ein Monopulsempfänger. Nachfolgend wird eine Ausführungsform des hier angegebenen fernlenkbaren Flugkörpers in Zusammenwirkung mit einem Punktziel-Verteidigungssystem an­ hand der Zeichnung erläutert. Es stellen dar:

Fig. 1 eine Skizze zur Erläuterung verschiedener Betriebsweisen eines Punktziel-Verteidi­ gungssystems, in welchem ein fernlenkbarer Flugkörper der hier angegebenen Art Ver­ wendung findet, unter Zugrundelegung ver­ schiedener taktischer Situationen,

Fig. 2 ein Blockschaltbild der wichtigsten Bau­ teile der Radarsteuereinheit des Punktziel- Verteidigungssystems gemäß Fig. 1,

Fig. 3 ein vereinfachtes Blockschaltbild der Speiseschaltung für den Sender des Schiffs- Radarsystems,

Fig. 4 und 5 vereinfachte Blockschaltbilder des Mono­ pulsempfängers des Schiffs-Radarsystems,

Fig. 6 eine schematische Abbildung des fernlenk­ baren Flugkörpers in Gestalt einer Abfang­ rakete,

Fig. 7 und 8 vereinfachte Blockschaltbilder des Such­ kopfes der Abfangrakete nach Fig. 6 für den Empfänger und den Signalverarbeitungs­ teil des Suchkopfes und

Fig. 9 ein vereinfachtes Blockschaltbild der phasengeführten Regelschleife in der Signalformerschaltung des Empfängers und des Signalverarbeitungsteiles der Schal­ tungen nach den Fig. 7 und 8.

In Fig. 1 ist eine angenommene taktische Situation gezeigt, an­ hand welcher die allgemeinen Merkmale des hier vorgeschlagenen Punktziel-Verteidigungssystems erläutert werden sollen. Zur Er­ zielung einer besseren Übersichtlichkeit sind die Bezugslinien, von welchen aus die Höhenwinkel der dargestellten fliegenden Zielobjekte gemessen werden, in unterschiedlichen Ebenen verlau­ fend dargestellt. Die apparativen Einrichtungen, welche zur Verwirklichung des vor­ geschlagenen Verteidigungssystems vorgesehen sind, werden nach­ folgend in Einzelheiten beschrieben.

Auf dem Fahrzeug oder Schiff 100 sind also eine Radarantennen­ anordnung 102, eine Feuerleitstation 104 und ein Raketenfeuer­ stand 106 montiert, welche in geeigneter Weise miteinander ver­ bunden sind, um das vorgeschlagene Punktziel-Verteidigungs­ system zu verwirklichen.

Die Radarantennenanordnung 102 ist an entsprechendem Ort des Schiffes 100 auf einem Podest (nicht näher bezeichnet) befe­ stigt, wobei sich die Anordnung vorzugsweise nahe der Feuer­ leitstation 104 befindet, um die Längen der Verbindungen zwi­ schen der Radarantennenanordnung 102 und der Feuerleitstation 104 zu verringern. Die umlaufenden Antennen (in Fig. 1 nicht gezeigt) können eine kontinuierliche Abtastbewegung in Azimut­ richtung (vorliegend ein Umlauf in der Sekunde) durchführen.

Eine der umlaufenden Antennen (nachfolgend als die Radarantenne bezeichnet) ist eine planare Anordnung von Antennenelementen, welche elektronisch eine Abtastbewegung in Richtung des Höhen­ winkels durchführt. Es sei bemerkt, daß die Abtastbewegung be­ züglich des Höhenwinkels in Abhängigkeit von Steuersignalen er­ folgt, welche von der Feuerleitstation 104 bereitgestellt wer­ den, wobei eine Modifizierung durch Signale von Stellungsfüh­ lern des Schiffes 100 geschieht, nämlich von Fühlern bezüglich der Roll- und Stampfbewegungen des Schiffes, wobei diese Fühler nicht gezeigt sind. Während also die Radarantenne eine konti­ nuierliche Abtastbewegung in Azimutrichtung durchführt, kann der Höhenwinkel des Richtstrahles der Antenne relativ zu einer ge­ eigneten Bezugsebene oder Bezugsrichtung, beispielsweise der Ebene entsprechend dem Horizont des Radarsystems, entsprechend einem gewünschten Programm verändert werden, um eine Überprü­ fung in drei Dimensionen durchzuführen, und zwar (i) bezüglich fliegender Zielobjekte, etwa bezüglich eines angreifenden Flug­ zeugs 110 oder ein er angreifenden Rakete 108, unter einem belie­ bigen Höhenwinkel innerhalb eines gewählten Höhenwinkelbereiches, (ii) bezüglich auf der Wasseroberfläche befindlicher Zielobjekte, etwa bezüglich eines Schiffes 112 oder einer Boje 114, oder (iii) bezüglich anderer Zielobjekte, beispielsweise einer Landmasse 116.

Die angreifende Rakete 108 fliegt von dem mit AM bezeichneten Erfassungspunkt aus direkt auf das Marinefahrzeug oder Schiff 100 zu und folgt dabei einer entsprechend bezeichneten Flugbahn. Der Höhenwinkel EL (AM), unter welchem die angreifende Rakete 108 erscheint, ist in der gewählten Darstellung kleiner als 4°. Die angreifende Ra­ kete 108 wird bestrahlt. Es ergibt sich, daß der tatsächliche Höhenwinkel bezüglich der an­ greifenden Rakete 108 von dem Schiff 100 aus nicht sehr genau gemessen werden kann.

In Fig. 1 ist weiter eine Abfangrakete 108 gezeigt, welche von dem Marinefahrzeug oder Schiff 100 gestartet wurde und in der gewählten Darstellung gerade in die Endphase des Fluges in Rich­ tung auf die angreifende Rakete 108 eintritt. Die Abfangrakete wird nachfolgend genauer beschrieben. Es sei hier zunächst fest­ gestellt, daß die Abfangrakete 118 in der Endphase ihres Fluges unter der Steuerung eines aktiven Radarsuchkopfes steht. Dieser Suchkopf enthält hier einer Pulsradarsender und einen Monopuls­ empfänger mit einer gemeinsamen, kardanisch gelagerten Antenne zur Verfolgung der angreifenden Rakete 108, derart, daß in an sich gebräuchlicher Weise die Sichtlinienfehlergröße zwischen der Abfangrakete 118 und der angreifenden Rakete 108 bestimmt wird. Diese Größe wird dann zur Steuerung der Flugbahn der Ab­ fangrakete 118 auf den Abfangpunkt hin verwendet, an welchem ein Gefechtskopf der Abfangrakete 118 gezündet wird, um die an­ greifende Rakete 108 zu zerstören. Es sei bemerkt, daß in der hier beispielsweise beschriebenen taktischen Situation die Flug­ bahn der Abfangrakete 118 in der Endphase von oben auf die an­ greifende Rakete 108 herabführt. Dieser Flugbahnverlauf ver­ größert den Streifwinkel oder Einfallswinkel des Richtstrahls von der Abfangrakete 118 in solchem Maße, daß Mehrfachwegfe­ flexionen von der angreifenden Rakete 108 her unabhängig vom Zustand der Meeresoberfläche wenig Einfluß haben.

Die ersten Flugphasen der Abfangrakete 118 sind als Startphase und Flugphase im mittleren Flugbahnabschnitt zu bezeichnen. In der erstgenannten Flugphase wird die Abfangrakete 118 entspre­ chend den Befehlssignalen der Feuerleitstation 104 zunächst aus den vorhandenen Abfangraketen der Raketenabschußeinrich­ tung 106 ausgewählt und dann gestartet, was vorliegend pneuma­ tisch erfolgt, wobei die Startrichtung zunächst senkrecht zur Ebene des Decks des Schiffes 100 verläuft. Nachdem die Abfang­ rakete 118 von dem Marinefahrzeug 100 freigekommen ist, wird der in der Zeichnung nicht dargestellte Raketenmotor der Ab­ fangrakete 118 gezündet. Nachdem der Raketenmotor gezündet ist, wird die Abfangrakete 118 zunächst auf die Flugbahn entspre­ chend der Flugphase im mittleren Flugbahnabschnitt ausgerich­ tet, was entweder durch Leitschaufeln im Auslaß des Raketen­ motors oder durch Leitwerkflügel in Abhängigkeit von Befehls­ signalen der Feuerleitstation 104 geschehen kann, wobei die Be­ fehlssignale vor dem Raketenabschuß in einem an Bord befindli­ chen Rechner gespeichert sind. Es sei bemerkt, daß in einfacher Weise bestimmte Faktoren kompensiert werden können, etwa eine Neigung des Schiffsdecks beim Start oder Stärke und Richtung des augenblicklichen Windes, indem die der Abfangrakete 118 zu­ zuführenden Befehlssignale vor Raketenabschuß modifiziert wer­ den.

Es ist ferner festzustellen, daß die Abfangrakete 118 während der Flugphase im mittleren Flugbahnabschnitt bezüglich des Azimutwinkels gegenüber der Flugbahn der angreifenden Rakete 108 versetzt ist, was durch den Winkel AZ (Versatz) deutlich gemacht ist. Dieser Versatz ermöglicht eine Unterbrechung der Suchcharakteristik während jeder Abtastung zur Aufdatierung der Verfolgungsinformation sowohl bezüglich der Abfangrakete 118 als auch bezüglich der angreifenden Rakete 108. Bei maximaler Empfangsgeschwindigkeit der Verfolgungsinformation bezüglich beider Raketen kann die bestmögliche Abschätzung von Fehlern der Flugbahn der Abfangrakete 118 und der Ausrichtung der kar­ danisch aufgehängten Antenne in dieser Rakete an Bord des Marine­ fahrzeugs oder Schiffes 100 durchgeführt werden. Befehlssignale zur Verkleinerung des Fehlers auf ein Minimum werden dann der Abfangrakete 118 übersandt.

Es sei hier erwähnt, daß es möglich sein kann, beispielsweise, wenn sich ein an greifendes Flugzeug oder eine angreifende Rake­ te in niedriger Höhe über eine Landmasse hinweg nähert, daß die Entfernung zum Erfassungspunkt sehr kurz ist. In diesem Falle kann die soeben erwähnte Flugphase im Bereich des mittle­ ren Bahnabschnittes nicht durchgeführt werden, weil die zur Ver­ fügung stehende Zeit hierzu nicht ausreicht. Wenn daher bei dem hier vorgeschlagenen Luftverteidigungssystem eine Zielobjekt­ erfassung in verhältnismäßig geringer Entfernung erfolgt, so werden nur die Startphase und die Endphase gesteuert. Das be­ deutet, daß die Ausrichtung der kardanisch gehalterten Antenne in der ausgewählten Abfangrakete vor dem Abschuß eingestellt wird und kein Versatzwinkel gesteuert wird. Ähnliche Bedingun­ gen herrschen selbstverständlich für die zweite Abfangrakete, wenn ein sogenanntes "Schuß-Beobachtung-Schuß"-Verfahren gegen ein angreifen des Flugzeug oder eine angreifende Rakete einge­ setzt wird, welches bzw. welche zunächst in verhältnismäßig großer Entfernung erfaßt wird.

In Fig. 2 ist die Feuerleitstation 104 dargestellt. Man er­ kennt, daß das wesentliche Bauteil dieser Feuerleitstation eine Radarsteuereinheit 301 ist. Diese Einheit empfängt verschiedene Zustandsmeldesignale von den Bauteilen der Radarantennenanord­ nung 102 (Fig. 1 und 2) sowie Fühlerelementen (auf Roll- und Stampfbewegungen des Schiffes ansprechende Fühler 303 und ein auf die Geradausrichtung des Schiffes ansprechender Fühler 305) sowie auch Befehlssignale von einem Bedienungspult 307. In Reaktion auf die verschiedenen Zustandsmeldesignale werden Befehlssignale und Steuersignale in der Radarsteuereinheit 301 solchermaßen erzeugt, daß a) eine in Verbindung mit Fig. 3 näher beschriebene Anregungsschaltung 309 ausgelöst wird, wel­ che wiederum Hochfrequenzsignale, auch im vorliegenden Beispiel entsprechend einem Programm für den Sender 311 und Lokaloszillatorsignale geeigneter Frequenz für den Mono­ puls-Radarempfänger 313 erzeugt; daß ferner b) Phasenschieber­ befehlssignale für die Phasenschiebertreiber 217 er­ zeugt werden, um das gewünschte Abtastprogramm auch unter Be­ rücksichtigung von Stampf- und Rollbewegungen des Schiffes 100 nach Fig. 1 zu verwiklichen, wobei dieses Abtastprogramm bei­ spielsweise nach einem Programm modifiziert sein kann; daß weiter c) die Informationen von dem Antennenträger- Stellungsanzeiger und dem Schiffrichtungsfühler 305 kombiniert werden, um die wahre Azimutrichtung des Richt­ strahles entweder einer Antennenelementreihe oder einer Freund-Feind-Kennungsantenne zu bestimmen; fernerhin daß d) Steuersignale für eine Signalverarbeitungs­ einrichtung 315 erzeugt werden, welche auf die Ausgangssignale des Monopuls-Radarempfängers 313 anspricht; daß weiterhin e) Freund-Feind-Kennungs-Abfragebefehlssignale für einen IFF-Trans­ ponder erzeugt und Antwortsignale verarbeitet werden; daß schließ­ lich f) Steuer- und Informationssignale für ein Wiedergabegerät 319 erzeugt und bereitgestellt werden; und daß schließlich g) geeignete Befehlssignale für die Raketenabschußstation 106 ( Fig. 1) gebildet werden, um eine Abfangrakete auszuwählen und zu starten.

Es ist bemerkenswert, daß die Radarsteuereinheit 301 ein digi­ taler Vielzweckrechner sein kann. Beispielsweise ist ein Rech­ ner verwendbar, welcher unter der Bezeichnung Raytheon Data Systems RDS-500 auf dem Markt ist.

Der Sender 311 kann gebräuchlicher Art sein. Vorzugsweise han­ delt es sich aber um eine Wanderwellenröhre der Type 751-H, welche als Leistungsverstärker und deren Modulationssignale von der Anregungsschaltung 309 bezogen werden.

Die Signalverarbeitungseinrichtung 315 entspricht vorzugsweise der in der US-Patentschrift 3 875 391 angegebenen Schaltung.

Bevor auf Fig. 3 im einzelnen eingegangen wird, sei nebenbei bemerkt, daß an sich bekannte Leistungsaufteiler in der Zeich­ nung einfach als Punkte im Schaltungsweg für die verschiedenen Hochfrequenzsignale versinnbildlicht sind, wobei Pfeile die Ein­ gänge und Ausgänge dieser Leistungsaufteiler bezeichnen. Es ist davon auszugehen, daß der Fachmann für die einzelnen Hochfre­ quenzsignale die jeweils geeigneten Leistungsaufteiler wählt.

Bei Berücksichtigung des Vorstehenden ersieht man aus Fig. 3, daß die Anregungsschaltung 309 ihrerseits eine Schaltung zur Er­ zeugung sowohl kodierter Sendersignale als auch zur Erzeugung der erfor­ derlichen Lokaloszillatorsignale enthält, welche in jedem der beiden Empfangskanäle des Monopuls-Radarempfängers 313 (Fig. 2) benötigt werden.

Die in Fig. 3 unten rechts gezeigten Schaltungsteile sind so ausgebildet, daß eine Auswahl einer bestimmten von zehn vorge­ gebenen, jeweils einen Frequenzabstand von 40 MHz aufweisenden Frequenzen innerhalb des Frequenzbandes von 7440 MHz bis 7800 MHz getroffen wird. Hierzu ist eine Gruppe von Kristall­ oszillatoren 320 über einen Wähler 322 mit einer Frequenzvervielfa­ chungsschaltung 324 verbunden; welche Signale im C-Band erzeugt. Die Schalter des Wählers 322 werden durch Steuersignale ge­ steuert, welche von der Radarsteuereinheit 301 (Fig. 2) bezo­ gen werden. Ferner wird ein Steuersignal der Radarsteuereinheit 301 in der dargestellten Weise auch zu einer Schaltung 326 zur Bereichsüberstreichung geführt, wobei der Ausgang dieser Schal­ tung zu einem Treiberverstärker 327 gelangt, um schließlich die Frequenz eines im C-Band arbeitenden, spannungsgesteuerten Os­ zillators 328 zu steuern. Dieser Oszillator wird nachfolgend mitunter einfach als VCO-Oszillator 328 bezeichnet. Ein Teil des Ausgangssignales des spannungsgesteuerten Oszillators 328 erreicht über einen 90°-Phasenschieber 329 einen Phasendetek­ tor 325. Als zweites Eingangssignal zum Phasendetektor 325 wird von der Frequenzvervielfachtungsschaltung 324 ein Signal zuge­ führt.

Der Fachmann erkennt, daß die Frequenzmultipliziereinrichtung 324 als Bezugsfrequenzgenerator dient, um die Frequenz des span­ nungsgesteuerten Oszillators 328 mittels einer phasengeführten Regelschleife oder PLL-Regelung zu regeln, wobei die Schleife den Phasendetektor 325, den Treiberverstärker 327, den span­ nungsgesteuerten Oszillator 328 und den 90°-Phasenschieber 329 enthält. Die erforderliche Frequenzbewegung oder -umstellung wird dadurch verwirklicht, daß zunächst der spannungsgesteuerte Oszillator 328 mit seiner Frequenz in den Bereich der gewünsch­ ten Frequenz vermittels eines Steuersignales abgesenkt wird, das von der Radarsteuereinheit 301 (Fig. 2) über die bereichsüber­ streichende Schaltung 326 und den Treiberverstärker 327 dem spannungsgesteuerten Oszillator 328 zugeführt wird. Ein identi­ sches Steuersignal der Radarsteuereinheit 301 erreicht die Schalter des Wählers 322, so daß der entsprechende Kristall­ oszillator aus der Kristalloszillatorgruppe 320 ausgewählt wird. Um die Phasenkopplung zwischen dem spannungsgesteuerten Oszillator 328 und dem Ausgangssignal der Frequenzmultiplizier­ einrichtung 324, welches durch die Frequenz des jeweils ausge­ wählten Kristalloszillators der Oszillatorgruppe 320 bestimmt ist, zu erreichen, senkt die Schaltung 326 die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 328 in denjenigen Bereich ab, in welchem die phasengeführte Regelschleife einrastet, so daß der Einfangbereich für die Phasenkopplung eingeengt wird. Ein Tast- und Haltekreis (nicht dargestellt) innerhalb des Treiber­ verstärkers 327 spricht auf eine Phasenkopplung an, was durch das Ausgangssignal des Phasendetektors 325 gemeldet wird und stellt den spannungsgesteuerten Oszillator 328 so ein, daß er die betreffende Frequenz abgibt, die durch die Ausgangsspannung der Schaltung 326 gewählt oder bestimmt wird. Der Tast- und Haltekreis sperrt also die Schaltung 326, nachdem eine Einra­ stung bezüglich der Phase erreicht ist.

Das Ausgangssignal des im C-Band arbeitenden spannungsgesteuer­ ten Oszillators 328 wird in den Mischer 330 eingegeben und be­ wirkt so die Erzeugung von X-Band- Frequenzen in der zu beschreibenden Weise. Es sei hier nebenbei angemerkt, daß dasselbe Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 328 das erste Lokaloszillatorsignal für die beiden Empfangskanäle des Monopuls-Radarempfängers 313 (Fig. 2) bil­ det, wobei dieses Signal in der Zeichnung und manchmal such in der nachfolgenden Beschreibung mit LO(1) gekennzeichnet ist. Nachdem die Frequenzen in einem ersten und einem zweiten Unterimpuls je­ des ausgesendeten Impulses und auch jedes empfangenen Impulses, um 400 MHz verschieden sind, ergibt sich, daß eine Heterodynüberlagerung der Ausgangsschwin­ gung LO(1) des Oszillators 328 mit den Unterimpulsen jedes empfangenen Impulses zu zwei verschiedenen Zwischenfrequenzsig­ nalen führt. Es kann dann eine geeignete Filterung vorgesehen werden, um die beiden Zwischenfrequenzsignale jeweils unter­ schiedlichen Kanälen des Monopuls-Radarempfängers 313 nach Fig. 2 zuzuteilen.

Die Anregungsschaltung 309 enthält weiter einen eine Frequenz von 42,8 MHz aufweisenden, kristallgesteuerten Oszillator 331, einen eine Frequenz von 60 MHz aufweisenden, kristallgesteuer­ ten Oszillator 332, einen kristallgesteuerten Oszillator 333 mit einer Frequenz von 1120 MHz und einen kristallgesteuerten Oszillator 334 mit einer Frequenz von 1520 MHz. Sämtliche der soeben genannten Oszillatoren sind an sich bekannter Hauart und in der nachfolgend angegebenen Weise so ausgebildet und angeord­ net, daß jeweils erste und zweite Unterimpulse mit Frequenzen von 1180 MHz bzw. 1580 MHz erzeugt werden können. Die Ausgangs­ signale des 42,8 MHz darbietenden, kristallgesteuerten Oszilla­ tors 331 werden aufgespalten, wobei ein Teil als ein Lokalos­ zillatorsignal LO4 den Monopuls-Radarempfänger 313 (Fig. 2) erreicht und ein anderer Teil in den Mischer 335 eingegeben wird. Das 42,8 MHz-Signal wird in dem Mischer 335 mit einem 60 MHz-Signal des entsprechenden, kristallgesteuerten Oszilla­ tors 332 heterodynüberlagert, wodurch ein 17,2 MHz-Bezugssignal entsteht, das ebenfalls dem Monopuls-Radarempfänger 313 aus Gründen zugeführt werden, die im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 5 eine Erläuterung erfahren. Auch die Ausgangssig­ nale des 1120 MHz darbietenden, kristallgesteuerten Oszilla­ tors 333 und des kristallgesteuerten Oszillators 334 mit der Frequenz von 1520 MHz werden in der dargestellten Weise aufge­ spalten und Teile der Signale gelangen zu dem Monopuls-Radar­ empfänger 313 als Lokaloszillatorsignale LO(2) bzw. LO(3).

Die Anregungsschaltung 309 enthält weiter einen eine Frequenz von 1180 MHz darbietenden spannungsgesteuerten Oszillator 336, welcher nachfolgend einfach als Oszillator 336 bezeichnet wird, sowie einen eine Frequenz von 1580 MHz darbietenden spannungs­ gesteuerten Oszillator 337, welcher nachfolgend ebenfalls ver­ einfachend als Oszillator 337 bezeichnet wird. Das Ausgangs­ signal des Oszillators 336 wird in der dargestellten Weise auf­ gespalten und ein Teil gelangt zu dem Mischer 338, in welchem dieser Signalanteil mit einem Teil des Signales heterodynüber­ lagert wird, welches von dem 1120 MHz darbietenden kristallge­ steuerten Oszillator 333 abgegeben wird, um ein Ausgangssignal von 60 MHz bereitzustellen. Das 60 MHz-Signal vom Ausgang des Mischers 338 wird einem Quadraturphasendetektor 339 zugeführt, in welchem eine Untersuchung unter Verwendung eines Bezugssig­ nals durchgeführt wird, das erhalten wird, indem ein Teil des Ausgangssignales des 60 MHz-Kristalloszillators 332 herbeige­ führt wird. Das Ausgangssignal des Quadraturphasendetektors 339 gelangt über ein Tiefpaßfilter (nicht dargestellt) und einen ebenfalls nicht dargestellten Schleifenverstärker zu dem Oszil­ lator 336 um schließlich dessen Frequenz zu steuern. Der Fach­ mann erkennt nun, daß die soeben erwähnten Bauteile einen PLL- Regelkreis oder eine phasengekoppelte Schleife bilden, um die Frequenz des Oszillators 336 auf diejenige des kristallgesteuer­ ten Oszillators 332, nämlich auf 60 MHz festzulegen.

Die Ausgangsfrequenz des Oszillators 337 wird in entsprechender Weise gesteuert. Ein Teil des Ausgangssignales des Oszillators 337 gelangt also zu dem Mischer 341 und wird hier mit einem Teil des 1520 MHz darbietenden kristallgesteuerten Oszillators 334 heterodynüberlagert, so daß als Ausgangssignal ein solches mit einer Frequenz von 60 MHz entsteht. Dieses 60 MHz-Signal wird dem Quadraturphasendetektor 342 vermittelt, in welchem die Phase unter Verwendung eines Bezugssignales untersucht wird, das von dem 60 MHz darbietenden kristallgesteuerten Oszillator 332 bezogen wird. Das Ausgangssignal des Phasendetektors 342 er­ reicht über ein Tiefpaßfilter (nicht dargestellt) und einen Schleifenverstärker (ebenfalls nicht dargestellt) den Oszilla­ tor 337 um die Frequenz dieses Hauteiles zu regeln.

Die Ausgangssignale der Oszillatoren 336 und 337 werden auch in der in der Zeichnung wiedergegebenen Weise einem Paar von Schal­ tern 343 bzw. 344 zugeleitet, die durch Steuersignale gesteuert werden welche die Radarsteuereinheit (Fig. 2) bereitstellt. Um jeweils erste und zweite Unterimpulse mit Frequenzen von 1180 MHz bzw. 1580 MHz zu bilden, wählt die Radarsteuereinheit 301 abwechslungsweise über die Schalter 343 und 344 die Ausgangs signale entweder vom Oszillator 336 oder vom Oszillator 337 aus. Die gewählte Frequenz wird über den Verstärker 345 dem Mischer 330 mitgeteilt, in welchem eine Heterodynüberlagerung des be­ treffenden Signales mit dem Ausgangssignal des C-Band-Oszilla­ tors 328 erfolgt, um die Sendefrequenzen zu bilden. Mit den Schaltern 343 und 344 sind, wie aus Fig. 3 hervorgeht, Belastungen 346 bzw. 347 verbun­ den, welche in Abhängigkeit von Steuersignalen der Radarsteuer­ einheit 301 abwechselnd die Hochfrequenzenergie der Oszillatoren 336 und 337 absorbieren. Schließlich wird ein Schalter 348, der eine, nicht eingezeichnete Belastung enthält, ebenfalls durch Steuersignale der Radarsteuereinheit 301 gesteuert und dient in bestimmtem Maße zur Impulsformung und auch dazu während der Impulszwichenräume eine Weitergabe der kontinuierlichen Signale der Anregungsschaltung 309 zu dem Sender 311 zu verhin­ dern.

Bevor auf die Fig. 4 und 5 im Detail eingegangen wird, sei bemerkt, daß Leistungsaufteiler beispielsweise an sich bekann­ ter Hauart auch hier einfach durch Punkte in den Leitungswegen der verschiedenen Hochfrequenzsignale versinnbildlicht sind und Pfeile jeweils die Eingänge und Ausgänge dieser Leistungsauftei­ ler kennzeichnen. Der Fachmann wird dann die jeweils geeignete Bauart von Leistungsaufteilern für die einzelnen Hochfrequenz­ signale wählen. Weiter sei bemerkt, daß der Monopuls-Radar­ empfänger 313 zwei Kanäle aufweist, von welchen der eine Kanal einem Unterimpuls geringerer Frequenz zugeordnet ist, während der andere Kanal einem Unterimpuls höherer Frequenz entspricht. Der Buchstabe "L" in Verbindung mit einer Bezugszahl dient zur Kennzeichnung von Bauteilen in dem der niedrigeren Frequenz zugeordneten Kanal, während der Buch­ stabe "H" in Verbindung mit einer Bezugszahl ein entsprechendes Bauteil in dem der höheren Frequenz zugeordneten Kanal bezeich­ net.

Aus Fig. 4 geht hervor, daß der Monopuls-Radarempfänger 313 das Monopuls-Summenkanalsignal (Σ) und das Höhenwinkel-Differenalsignal (Δ) empfängt. Das Summen­ signal (Σ) und das Differenzsignal (Δ) werden in geeignete Signale im L-Band heruntergesetzt, in dem eine Heterodynüberla­ gerung in den Mischer 351 (Σ) bzw. 351 (Δ) mit dem Lokal­ oszillatorsignal LO(1) der Anregungsschaltung 309 (Fig. 3) durchgeführt wird. Das im L-Band auftretende Summenkanalsignal erfährt eine Frequenzaufspaltung in ein 1180 MHz-Signal und ein 1580 MHz-Signal, indem es durch ein 1180 MHz-Bandpaßfilter 352L und ein 1580 MHz-Bandpaßfilter 352H geführt wird. Die Signale von 1180 und 1580 MHz werden in 60 MHz-Zwischenfrequenzsignale umgesetzt, indem sie in Mischern 353L bzw. 353H mit einem 1120 MHz-Lokaloszillatorsignal LO(2) bzw. 1520 MHz-Lokaloszillator signal LO(3) der Anregungsschaltung 309 (siehe Fig. 3) ge­ mischt werden. Nach entsprechender Verstärkung in Zwischenfre­ quenzverstärkern 354L bzw. 354H werden die 60 MHz-Summenkanal­ signale durch die Summierverstärker 355L bzw. 355H geleitet.

Auch die Differenzkanalsignale werden frequenzmäßig in zwei ge­ sonderten Kanälen aufgespalten, indem die Signale durch ein 1180 MHz-Bandpaßfilter 356L und ein 1580 MHz-Bandpaßfilter 356H geführt werden. Daraufhin werden die Signale wieder auf 60 MHz- Zwischenfrequenzsignale heruntergesetzt, indem eine Heterodyn­ überlagerung in den Mischern 357L bzw. 357H mit dem 1120 MHz- Lokaloszillatorsignal LO(2) bzw. dem 1520 MHz-Lokaloszillator­ signal LO(3) der Anregungsschaltung 309 erfolgt, wie aus Fig. 4 ohne weiteres zu entnehmen ist. Die 60 MHz-Differenz­ kanalsignale vom Ausgang der Mischer 357L bzw. 357H werden durch Zwischenfrequenzverstärker 358L bzw. 358H verstärkt, be­ vor sie in 17,2 MHz-Zwischenfrequenzsignale herabgesetzt wer­ den, indem eine Heterodynüberlagerung in Mischern 359L bzw. 359H mit dem 42,8 MHz-Lokaloszillatorsignal LO(4) der Anre­ gungsschaltung 309 vorgenommen wird. Es sei bemerkt, daß das 42,8 MHz-Lokaloszillatorsignal (4) die Mischer 359L und 359H über einen Schalter 360 erreicht. Dieser Schalter wird durch ein Signal der Radarsteuereinheit 301 gesteuert und dient zur Sperrung der Summenkanalinformation, wenn sich das Radarsystem im Erfassungsbetrieb befindet. Die 17,2 MHz-Differenzkanalsig­ nale erreichen über 17,2 MHz-Bandpaßfilter 361L bzw. 361H die Summierverstärker 355L und 355H, in welchen sie im Frequenz­ multiplexverfahren mit den entsprechenden Frequenzen im Summen­ kanal kombiniert werden. Das 60 MHz-Summenkanalsignal und das 17,2 MHz-Differenzkanalsignal, welche von dem 1180 MHz-Signal im L-Band abgeleitet worden sind, werden also in dem Summier­ verstärker 355L miteinander kombiniert, während das 60 MHz-Sum­ menkanalsignal und das 17,2 MHz-Differenzkanalsignal, welche von dem 1580 MHz-Signal im L-Band abgeleitet worden sind, eine Kombination in dem Summierverstärker 355H erfahren. Eine Fre­ quenzmultiplexverarbeitung der Summeninformation und der Diffe­ renzinformation für jede der dualen Frequenzen in gemeinsame Kanäle hinein ermöglicht eine gemeinsame Verarbeitung der Sum­ meninformation und der Differenzinformation durch breitbandige Schaltungen zur automatischen Verstärkungsgewinnregelung, so daß die Einflüsse relativer Phasenänderungen und Amplitudenänderun­ gen kleinstmöglich gehalten werden und auch die Fehler bei der Höhenwinkelmessung minimal bleiben.

Die im Frequenzmultiplexverfahren kombinierten Signale vom Aus­ gang der Summierverstärker 355L und 355H werden in eine automa­ tische Verstärkungsgewinnregelung aufweisende Verstärker 362L bzw. 362H eingegeben, welche den dynamischen Bereich des Mono­ puls-Radarempfängers 313 regeln.

Betrachtet man nun Fig. 5, so erkennt man, daß die Summensig­ nale und die Differenzsignale für jede der dualen Frequenzen wieder getrennt werden, indem sie in der dargestellten Weise durch 60 MHz-Bandpaßfilter 363L und 363H bzw. 17,2 MHz-Bandpaß­ filter 364L und 364H geführt werden. Die Summensignale und Diffe­ renzsignale werden hierauf im Zeitmultiplexverfahren weiterver­ arbeitet, indem die Differenzkanalsignale über Verzögerungslei­ tungen 365L bzw. 365H geleitet werden. Die Zeitmultiplexverar­ beitung ermöglicht eine gemeinsame Analog-/Digitalumsetzung der Summenkanalsignale und der Differenzkanalsignale. Es sei hier bemerkt, daß die Verzögerungsleitungen 365L und 365H duale Ver­ zögerungsleitungen sind, d. h. die Verzögerungsleitungen 365L und 365H erzeugen beide Verzögerungen von 7,0 Mikrosekunden und 21,0 Mikrosekunden, wobei die richtige Verzögerung jeweils durch Schalter 366L bzw. 366H ausgewählt wird und die Schalter wiederum durch Signale gesteuert werden, welche von der Radar­ steuereinheit 301 (siehe Fig. 2) zur Verfügung gestellt werden. Der Grund für die duale Verzögerung oder doppelt vorgesehene Verzögerung ist, daß ein Entfernungsbereichsfenster von 7 Mikro­ sekunden im Verfolgungsbetrieb verwendet wird und das System in der Lage sein muß, zwei Zielobjekte innerhalb derselben Ein­ stellung des Antennenrichtstrahles zu verfolgen. Ist also der Entfernungsunterschied zweier verfolgter Zielobjekte geringer als 7,0 Mikrosekunden entsprechend etwa 1170 m, so wird die 21,0 Mikrosekunden-Verzögerung verwendet und die 7,0 Mikrose­ kundenverzögerungsleitung wird für alle anderen Entfernungsun­ terschiede von Zielobjekten zur Wirkung gebracht.

Die Summenkanalsignale für jede der dualen Frequenzen werden in Signale von 17,2 MHz herabgesetzt, indem sie eine Heterodyn­ überlagerung in Mischern 367L bzw. 367H mit dem von der Anre­ gungsschaltung 309 bereitgestellten 42,8 MHz-Lokaloszillator signal LO(4) erfahren, um die nachfolgende Verarbeitung im Videobereich zu vereinfachen. Das 42,8 MHz-Lokaloszillatorsig­ nal LO(4) erreicht die Mischer 367L bzw. 367H über den Schal­ ter 360, so daß die Differenzkanalinformation gesperrt werden kann, wenn sich das System schon erwähnten Erfassungs- oder Suchbetrieb befindet. Die 17,2 MHz-Summenkanalsignale und -Dif­ ferenzkanalsignale für jede der dualen Frequenzen werden mitein­ ander nach Zeitmultiplexverarbeitung in Summierverstärkern 368L und 368H kombiniert.

Vor einer Beschreibung der Quadraturdetektorkreise ist noch fest­ zustellen, daß die 60 MHz-Summenkanalsignale in jedem Frequenz­ kanal (L bzw. H) jeweils Videodetektoren 369L bzw. 369H zuge­ führt werden. Das Signalpaar entspricht der Summenkanalinfor­ mation auf jeder der beiden Frequenzen des Sendefrequenzpaares. Im oberflächennahen Betrieb haben, wie oben angedeutet, die bei­ den zusammenhängend ausgesendeten Impulse eine Impulsbreite von 4,1 Mikrosekunden bzw. 0,1 Mikrosekunden, wobei der erstgenannte Wert für weite Entfernungen und geringe Auflösung verwendet wird, während der zweite Wert für kurze Entfernungen und hohe Auflösung eingesetzt wird. Die Ausgangssignale der Videodetekto­ ren 369L und 369H gelangen zu einem Schalter 370, welcher dazu dient, entweder die kurze oder die lange Wellenform in Abhängig­ keit von einem Steuersignal auszuwählen, welches von der Radar­ steuereinheit 301 (Fig. 2) zur Verfügung gestellt wird. An den Schalter 370 schließt sich ein Umhüllungsdetektor und logarith­ mischer Verstärker 371 an, dessen Ausgangssignale im wesentli­ chen Videodaten sind, die zu der Anzeigeeinrichtung 319 (Fig. 2) weitergeleitet werden.

Die im Zeitmultiplexverfahren verarbeiteten Summenkanalsignale und Differenzkanalsignale werden einem Paar von Quadratur-Detek­ torschaltungen 372L und 372H zugeführt. Der Fachmann erkennt, daß die Quadratur-Detektorschaltungen 372L und 1372H ein Paar nicht dargestellter Phasendetektoren enthalten, welche phasen­ mäßig um 90° verschoben mit dem 17,2 MHz-Bezugssignal gespeist werden, da von der Anregungsschaltung 309 (Fig. 3) bezogen wird. In den Quadratur-Detektorschaltungen 372L und 372H sind weiter ebenfalls nicht dargestellte Tiefpaßfilter enthalten, welche die Komponenten der Lokaloszillatorfrequenz und anderer Frequenzen höherer Ordnung entfernen und außerdem sind Gleich­ stromverstärker vorgesehen, welche als Treiber und zur Einstel­ lung des Verstärkungsgewinns dienen. Diese Bauteile sind sämt­ lich beispielsweise an sich bekannter Bauart. Die in Phase lie­ genden Signalanteile (I) und die um 90° phasenverschobenen Sig­ nalanteile (Q) vom Ausgang der Quadratur-Detektorschaltungen 372L und 372H werden relativ zueinander verzögert, indem die Signalkomponente Q der Quadratur-Detektorschaltung 372L durch eine Verzögerungsleitung 373 geführt wird, welche eine Verzöge­ rung von 300 Nanosekunden einführt, während die Signalkomponen­ ten I und Q vom Ausgang der Quadratur-Detektorschaltung 372H durch eine 700 Nanosekunden Verzögerung einführende Verzöge­ rungsleitung 374 bzw. eine 1,3 Mikrosekunden Verzögerung ein­ führende Verzögerungsleitung 375 geführt werden. Die im Zeit­ multiplexverfahren verarbeiteten Signalkomponenten I und Q wer­ den zu der in Fig. 3 gezeigten Signalverarbeitungsschaltung 315 geführt, in welcher eine Umwandlung in digitale Form mittels eines einzigen, nicht dargestellten Analog-/Digitalumsetzers erfolgt, bevor die Signale einer Weiterverarbeitung zugeführt werden.

Bezugnehmend auf Fig. 6 sei zunächst erwähnt, daß verschiedene Vereinfachungen vorgenommen sind, um eine bessere Übersichtlich­ keit zu erzielen. Beispielsweise sind die Verbindungen zwischen den verschiedenen Baueinheiten nicht eingezeichnet und auch die mechanischen Details, etwa Befestigungskonstruktionen für die Baueinheiten, sind weggelassen. Jedenfalls ist aus Fig. 6 zu erkennen, daß die dargestellte Abfangrakete 118 ein heckgesteuer­ tes Gerät ist, wobei die Lenkung entweder mittels Leitschaufeln oder Umlenkschaufeln 401A und 401B im Abgasstrahl des Raben­ motors 402 oder vermittels Leitwerksflügeln 403A und 403B er­ folgt, was in Abhängigkeit von Lenksignalen geschieht, welche Stelltrieben 404A und 404H zugeführt werden (es versteht sich, daß ein weiteres Paar von Leitschaufeln oder Umlenkschaufeln und ein weiteres Paar von Leitwerksflügeln sowie ein weiteres Paar von Stelltrieben vorgesehen sind, um eine kreuzförmige An­ ordnung von Lenkelementen zu bilden, doch sind diese Einzelteile in der gewählten Darstellung nicht sichtbar). Die Steuersignale für die Stelltriebe 404A und 404B werden vor dem Abschuß oder Start über ein Speisekabel 405 zugeführt und werden nach dem Start vermittels eines Suchkopfs und Autopiloten 407 bereitge­ stellt. Es genügt hier festzustellen, daß der Suchkopf und der Autopilot 407 unter anderem ein Pulsdopplerradar mit Monopuls­ empfänger zur Verwendung während der Endphase des Fluges ent­ halten. Der nach rückwärts gerichtete Empfänger und Dekodierer 406 kommt im mittleren Abschnitt der Flugbahn zum Einsatz, um Zielobjekt-Positionssignale abzuleiten, welche von dem Schiff 100 (Fig. 1) zur nach rückwärts gerichteten Antenne 406A der Abfangrakete gesendet werden. Diese Signale werden dann schließ­ lich im Suchkopf und Autopiloten 407 in Steuersignale für die Stelltriebe 404A und 404B sowie für eine kardanisch aufgehängte Antennenanordnung 407A umgewandelt, welche sich unterhalb eines Radoms oder einer Kappe 408 befindet. Die kardanisch gehalterte Antennenanordnung 407A wird so betätigt, daß ihre Sichtlinie oder ihr Richtstrahl auf die angreifende Rakete 108 (Fig. 1) weist. (Wie zuvor bemerkt, werden, wenn kein mittlerer Abschnitt der Flugbahn der Abfangrakete 118 zu durchfliegen ist, die Steuersignale für die anfängliche Ausrichtung der planaren Antennenelementreihe 407AA vor dem Start oder Abschuß über das Speisekabel 407 zugeführt.

Eine Batterie 409, ein Zünder 110, ein Gefechtskopf 111 und Trägheitsgeräte 112, welche beispielsweise sämtlich an sich be­ kannter Bauart sein können, befinden sich ebenfalls in der Ab­ fangrakete 118. Die erwähnten Hauteile ermöglichen eine Lenkung der Abfangrakete 118 auf der gewünschten Flugbahn.

Nunmehr seien die Fig. 7 und 8 näher betrachtet. Die we­ sentlichsten Bauteile des Suchkopfes und Autopiloten 407, wel­ che in diesen Zeichnungsfiguren wiedergegeben sind, umfassen einen Monopulsempfänger und Signalverarbeiter 413 RP, einen Hauptoszillator 4130, einen Rechner und Autopiloten 413CA, eine Synchronisationsschaltung 414, einen Sender 415 und einen Zir­ kulator 416. Der Fachmann erkennt sogleich, daß die zuvor auf­ gezählten, wichtigsten Hauteile in ihrer Schaltungsverbindung gemäß den erwähnten Zeichnungsfiguren ein Pulsradarsystem dar­ stellen, bei welchem die Teile des Suchkopf es und Autopiloten 407 den Teilen bekannter halbaktiver Radarlenksysteme entspre­ chen. Das bedeutet, daß die Teile des Suchkopfes und Autopiloten 407, falls gewünscht, während des Fluges der Abfangrakete 118 als raketenseitige Teile eines halbaktiven Radarlenksystems be­ trieben werden können, wobei die von dem nach rückwärts gerich­ teten Empfänger und Dekodierer 406 (Fig. 6) abgeleiteten Sig­ nale, welche von der Radarantennenanordnung 102 (Fig. 1) her empfangen werden, dazu dienen können, die erforderlichen Steuer­ signale für die Stelltriebe 404A und 404B (Fig. 6) für die kar­ danisch gehalterte Antennenanordnung 407A (Fig. 6) und auch die erforderlichen Steuersignale für den Hauptoszillator 413O abzu­ leiten, so daß ein erfolgreiches Abfangen oder Treffen eines Zielobjektes, etwa der angreifenden Rakete 108 (Fig. 1) möglich ist.

Es sei kurz erwähnt, daß der Monopulsempfänger und Signalver­ arbeiter 413RP auf ein Summensignal anspricht, welches mittels einer nicht dargestellten Monopuls-Recheneinheit üblicher Bau­ art in der kardanisch gehalterten Antennenanordnung 407A ( Fig. 6) gebildet ist und über den Zirkulator 416 zugeführt wird. Weiter nimmt der Monopulsempfänger und Signalverarbeiter 413RP von der erwähnten Monopuls-Recheneinheit zwei Differenzsignale auf. Die soeben erwähnten drei Hochfrequenzsignale sind in Fig. 4A mit Σ bzw. ΔA_z bzw. ΔE_l bezeichnet, was bedeutet, daß es sich hier um Summensignale bzw. Azimutwinkeldifferenzsignale bzw. Höhenwinkeldifferenzsignale handelt.

In dem Monopulsempfänger und Signalverarbeiter 413RP werden die Signale ΔA_z, ΔE_l und Σ durch Begrenzer 417 ₁ bzw. 417 ₂ bzw. 417 ₃ geführt und in Mischer 418 ₁ bzw. 418 ₂ bzw. 418 ₃ eingegeben, in welchen jeweils eine Heterodynüberlagerung mit einem Lokal­ oszillatorsignal f (LO) des Hauptoszillators 413O und eine Herabsetzung auf eine Zwischenfrequenz von 31 MHz durchgeführt wird. Die so erhaltenen Zwischenfrequenzsignale werden nachfol­ gend durch Verstärker 419 ₁ bzw. 419 ₂ bzw. 419 ₃ verstärkt und über Blindschalter 420 ₁ bzw. 420 ₂ bzw. 420 ₃ geführt, welche mittels eines Steuersignals der Synchronisationsschaltung 414 betätigt werden, um den Monopulsempfänger und Signalverarbeiter 413RP außer Betrieb zu setzen, wenn der Sender 415 in Betrieb ist. Die Zwischenfrequenzsignale vom Ausgang der Blindschalter 420 ₁, 420 ₂ und 420 ₃ werden mittels der Verstärker 421 ₁, 421 ₂ und 421 ₃ abermals verstärkt und dann durch schmalbandige Kri­ stallfilter 423 ₁ bzw. 423 ₂ bzw. 423 ₃ geleitet. Die Filter haben ein Hand von 1 kHz. Das Summenkanalsignal von dem Blindschal­ ter 420 ₃ erfährt eine Aufspaltung in zwei Kanäle, welche nach­ folgend als Schmalbandsummenkanal bzw. Breitbandsummenkanal be­ zeichnet werden. Das Schmalbandsummenkanal ist dasjenige, wel­ ches durch den schmalbandigen 1 kHz-Kristallfilter 423 ₃ geführt wird. Das Breitbandsummenkanalsignal durchläuft nach Verstärkung in dem Verstärker 421 ₄ ein breitbandigeres 10 kHz-Kristallfil­ ter 424. Nach geeigneter nochmaliger Verstärkung in den Verstär­ kern 425 ₁ bis 425 ₄ werden die gefilterten Zwischenfrequenzsigna­ le in eine Zeitmultiplexschaltung 426 eingegeben, in welch er sie in Abhängigkeit von einem von der Synchronisationsschaltung 414 bezogenen Signal MUX auf einem einzigen Kanal vereinigt werden.

Bevor in der Beschreibung fortgefahren wird, sei bemerkt, daß das Breitband-Summenkanalsignal während des Suchbetriebes (vor­ stehend oft auch als Erfassungsbetrieb bezeichnet) des Such­ kopfes und Autopiloten 407 Verwendung findet, während das Schmalband-Summenkanalsignal während des Verfolgungsbetriebes maßgeblich ist. Weiter ist festzustellen, daß der Hauptoszilla­ tor 413O neben dem Lokaloszillatorsignal f (LO) auch ein Sig­ nal f(T) für den Sender 415 bereitstellt. Die Frequenz des letztgenannten Signales unterscheidet sich dann bei Verfolgung eines Zielobjektes, beispielsweise der angreifenden Rakete 108 nach Fig. 1 von der Frequenz des Lokaloszillatorsignals um ei­ nen Betrag gleich der Mittenfrequenz (vorliegend MHz) auf den Zwischenfrequenzkanälen im Monopulsempfänger und Signalverarbei­ ter 413RP zuzüglich der Dopplerverschiebung aufgrund der Rela­ tivgeschwindigkeit zwischen der angreifenden Rakete 108 und der Abfangrakete 118. Diese Dopplerverschiebung wird in dem Mono­ pulsempfänger und Signalverarbeiter 413RP in der nachfolgend zu beschreibenden Weise selbsttätig bestimmt. Es mag hier die Feststellung genügen, daß bei Verfolgung eines Zielobjektes die Frequenz des Lokaloszillatorsignales f(LO) auf dem richti­ gen Frequenzwert konstant gehalten wird, um jedwede Dopplerver­ schiebung zu kompensieren.

Die im Zeitmultiplexverfahren verarbeiteten Signale am Ausgang der Zeitmultiplexschaltung 426 werden durch einen Verstärker 427 mit automatischer Verstärkungsgewinnregelung geführt, wo­ durch der dynamische Bereich des Monopulsempfängers und Signal­ verarbeiters 413RP geregelt wird, und erreichen dann einen Schal­ ter 428, der ein Demultiplexsignal DEMUX von der Synchronisations­ schaltung 414 empfängt. Während eines Suchbetriebes bewirkt der Schalter 428, daß nur das Breitband-Summenkanalsignal zu dem Leistungsaufteiler 429 gelangt. Ein erster Anteil des Breitband- Summenkanalsignals erreicht in der dargestellten Weise vom Aus­ gang des Leistungsaufteilers 429 über einen Verstärker 430 ei­ nen Detektor 431 mit automatischer Verstärkungsgewinnregelung. Das Ausgangssignal des Detektors 431 wird über den Schalter 432 in den Verstärker 427 mit automatischer Verstärkergewinnrege­ lung eingegeben, wie aus Fig. 7 ersichtlich ist. Der Schalter 432 wird in einer nachfolgend noch genauer beschriebenen Art und Weise durch ein Steuersignal der Synchronisationsschaltung 414 gesteuert.

Ein zweiter Anteil des Breitband-Summenkanalsignals vom Ausgang des Leistungsaufteilers 429 fließt über einen Verstärker 433 zu einem nicht näher bezeichneten Quadraturdemodulator, welcher einen sozusagen in Phase arbeitenden Detektor 434I und einen so­ zusagen mit Phasenquadratur arbeitenden Detektor 434Q enthält. Ein Paar elektrisch aufeinander senkrecht stehender Bezugssig­ nale, welche durch Beaufschlagung eines Quadratur-Hybridkopplers 436 mit dem Ausgangssignal eines 31 MHz-Bezugsoszillators 435 erhalten werden, erreicht in der dargestellten Weise ebenfalls die Phasendetektoren 434I und 434Q. Die Ausgangssignale der bei­ den Phasendetektoren 434I und 434Q werden in Verstärker 437I bzw. 437Q und von dort in den Rechner und Autopiloten 413CA ein­ gegeben. Wenn ein phasenmäßiges Einrasten zwischen dem Breit­ band-Summenkanalsignal und dem 31 MHz-Bezugssignal des Oszilla­ tors 435 erzielt ist, nimmt das Ausgangssignal des Phasendetek­ tors 434I ein Maximum an und daher wird ein Teil des Ausgangs­ signales des Phasendetektors 434I einem Vergleicher 438 zuge­ führt, der ein nicht dargestelltes Tiefpaßfilter enthält, um ein die Phaseneinrastung in der phasengeführten Regelschleife anzeigendes Signal für den Rechner und Autopiloten 413CA be­ reitzustellen, wenn die Amplitude des Ausgangssignales des Pha­ sendetektors 437I eine bestimmte Bezugsgleichspannung übersteigt Sobald der Rechner und Autopilot 413CA ein die Phaseneinrastung anzeigendes Signal empfängt, liefert er ein "Bezeichnungsfrei­ gabe"-Signal an die Schleifenformerschaltung 439. In Abwesenheit einer Phaseneinrastung ist das Ausgangssignal des Phasendetek­ tors 434Q nach Größe und Vorzeichen eine Anzeige des Unterschie­ des zwischen dem Breitband-Summenkanalsignal und dem 31 MHz-Be­ zugssignal und ist daher als Dopplerfehlersignal zu bezeichnen. Das Dopplerfehlersignal wird in der dargestellten Weise zusam­ men mit anderen, noch genauer zu betrachtenden Signalen der PLL- Schleifenformerschaltung 439 zugeführt, so daß ein Dopplerfehler- Steuersignal gebildet werden kann, das den Hauptoszillator 413O erreicht und letztlich die Lokaloszillatorfrequenz f(LO) ändert bis das Dopplerfehlersignal zu Null wird. Einzelheiten der PLL- Formerschaltung 439 werden weiter unten erläutert. An dieser Stelle sei nur bemerkt, daß diese Schaltung bewirkt, daß der Erfassungsbereich der Phasenkopplungsschleife ausgedehnt wird, so daß dieser Bereich nicht auf die Eigenschaften des Phasen­ detektors 434Q festgelegt ist.

Während des Suchbetriebes werden die I- und Q-Daten von dem nicht näher bezeichneten Quadraturdemodulator, vorliegend Video­ signale mit einer Bandbreite von 5 kHz, einer in dem Rechner und Autopiloten 413CA befindlichen schnellen Fourier-Transfor­ mations-Spektrumsanalysierschaltung (nicht gezeigt) zugeleitet. Eine solche Spektrumsanalysierschaltung ist bekanntermaßen ana­ log einer Filterreihe und bestimmt die Dopplerfrequenz aufgrund eines Zielobjektes, beispielsweise des Flugzeugs 110 (Fig. 1) mit einer Frequenzauflösung von 200 Hz. Der Rechner und Auto­ pilot 413CA teilt seine Abschätzung der Zielobjektfrequenz auf­ grund der Auswertung in der raschen Fourier-Transformations- Spektrumsanalysierschaltung (nicht dargestellt) der Schleifen­ formerschaltung 439 in Gestalt eines Signales mit, welches als Zielobjektbezeichnung zu benennen ist. Der Verstärkungsgewinn in der Phasenkopplungsregelschleife und die Schleifenformung sind so gewählt, daß ein phasenmäßiges Einrasten auftritt, wenn die zielobjektbedingte Frequenz innerhalb eines Bereiches von 200 Hz der bezeichneten Frequenz nahekommt.

Gleichzeitig mit der Übermittlung des Zielobjektbezeichnungssig­ nales an die Schleifenformerschaltung 439 übermittelt der Rech­ ner und Autopilot 413CA ein Betriebsweisenauswahlsignal an die Synchronisationsschaltung 414, die ihrerseits ein Signal ACQ/­ TRK erzeugt, das bewirkt, daß der Suchkopf und Autopilot 407 von dem Suchbetrieb auf den Verfolgungsbetrieb umgeschaltet wird. Das Signal ACQ/TRK gelangt in der dargestellten Weise zu der Zeitmultiplexschaltung 426 und dem Schalter 432. In dem Verfolgungsbetrieb leitet die Zeitmultiplexschaltung 426 die Schmalband-Summenkanalsignale und die Schmalband-Differenzkanal­ signale über den automatische Verstärkungsgewinnregelung auf­ weisende Verstärker 427 zu dem Schalter 428 in solcher Weise, daß bei jedem weiteren Taktimpuls der Synchronisationsschaltung 414 die Schmalband-Summenkanalsignale dargeboten werden. Der er­ ste Taktimpuls entspricht also dem Schmalband-Summenkanalsignal und der vierte Taktimpuls entspricht dem Azimutwinkel-Differenz­ kanalsignal. In Abhängigkeit von dem Demultiplexsignal der Syn­ chronisationsschaltung 414 läßt der Schalter 428 alternierend die Schmalband-Summenkanaldaten zu dem Leistungsaufteiler 429 und die Differenzkanaldaten zu dem Verstärker 440 durch. Der Leistungsaufteiler 429 spaltet das Schmalband-Summenkanalsignal auf und gibt einen ersten Teil dieses Signales an den nicht nähe bezeichneten, jedoch oben bereits beschriebenen, Quadraturdemodu­ lator weiter, während ein zweiter Teil des aufgespalteten Signa­ les in der dargestellten Weise an den Verstärker 430 geliefert wird. Das Differenzkanalsignal von 31 MHz auf der Ausgangsseite des Verstärkers 440 wird in einen Mischer 441 eingespeist, in welchem eine Herabsetzung auf eine geeignete Videofrequenz vor­ genommen wird, indem eine Heterodynüberlagerung mit dem Schmal­ band-Summenkanalsignal in einer noch zu beschreibenden Weise durchgeführt wird. Las Schmalband-Summenkanalsignal vom Ausgang des Verstärkers 430 wird durch ein 4 kHz-Kristallfilter 442 weiter durch eine Phasentrimmerschaltung 443 und ein en Verstär­ ker 444 geführt, bevor die Eingabe in den Mischer 441 erfolgt. Man erkennt nun, daß, nachdem die Schmalband-Summenkanaldaten von dem Verstärker 430 aufgrund der erforderlichen Zeitmulti­ plexverarbeitung und Demultiplexverarbeitung die Gestalt eines Impulses haben, beim Durchgang dieser Daten durch das 4 kHz- Kristallfilter 442 ein gewisses Einschwingen auftritt. Aufgrund eben dieses Impulseinschwingens wird erreicht, daß am Mischer 441 das Schmalband-Summenkanalsignal gegenwärtig bleibt, während über den Schalter 428 das Differenzkanalsignal angeschaltet wird. Die Phasentrimmerschaltung 443 dient dazu, den erforderlichen Phasenabgleich bzw. die Anpassung zwischen dem Summenkanal und den Differenzkanälen aufrecht zu erhalten. Die Summenkanaldaten vom Ausgang des Mischers 441 werden über einen Verstärker 445 geleitet und dem Schalter 446 zugeführt. Die Steuerung des Schalters 446 geschieht durch die Demultiplex-Steuersignale der Synchronisationsschaltung 414 in solcher Weise, daß die Azimut­ winkel-Differenzsignale über den Verstärker 447 und die Höhen­ winkel-Differenzsignale über den Verstärker 448 den Rechner und Autopiloten 413CA erreichen, wo eine Umwandlung in Gierstellungs- bzw. Neigungsfehlersignale erfolgt, um die notwendigen Steuer­ signale für die Stelltriebe 404A und 404B (Fig. 6) sowie für die kardanisch gehalterte Antennenanordnung 407A ableiten zu können.

Es sei hier nebenbei darauf aufmerksam gemacht, daß im Verfol­ gungsbetrieb der Schalter 432 so eingestellt ist, daß das Aus­ gangssignal von dem für die automatische Verstärkungsgewinnrege­ lung vorgesehenen Detektor 431 zur Steuerung des Verstärkers 427 dient. Nachdem das Eingangssignal für den Detektor 449 von der Phasentrimmerschaltung 443 bezogen wird, kann man sich den Im­ puls-Einschwingeffekt, welcher zuvor erwähnt wurde, zunutze ma­ chen, so daß sich dem Detektor 449 praktisch ein kontinuierli­ ches Signal darbietet.

Die soeben erwähnte Methode des Herabsetzens der Differenzkanal­ daten bietet einen gewissen Vorteil gegenüber bekannten Verfah­ ren, bei welchen ein Bezugssignal von dem Bezugsoszillator (vor­ liegend dem Hauptoszillator 413O der phasengekoppelten Regel­ schleife bezogen wurde, um die Differenzkanalsignale nach ab­ wärts umzusetzen. In einer wechselnden Umgebung kann also ein VGPO-Störsender oder ein "Velocity Gate Pull Off"-Störsender be­ wirken, daß in der phasengekoppelten Regelschleife die Phasen­ sperrung oder Phasenkopplung aufgebrochen wird, wobei dann der Bezugsoszillator nicht richtig eingestellt ist, um die Diffe­ renzkanalsignale nach abwärts umzusetzen, wodurch sich Verfol­ gungsfehler oder sogar ein Verlieren des Zieles ergeben können, während bei der hier vorgeschlagenen Konstruktion das Schmal­ band-Summenkanalsignal zum Abwärtsumsetzen der Differenzkanal­ daten dient, so daß derartige Störungen oder ein Verlieren des verfolgten Zieles nicht auftreten kann.

Es sei nunmehr auf Fig. 9 Bezug genommen. Die Formerschaltung 439 der PLL-Regelschaltung erhält von dem Rechner und Autopilo­ ten 413CA sowohl das Zielbezeichnungssignal als auch das Be­ zeichnungsfreigabesignal. Das Zielbezeichnungssignal ist eine Spannung, welche zunächst der zu erwartenden Dopplerfrequenz aufgrund eines Zielobjektes, beispielsweise des Flugzeugs 110 nach Fig. 1 entspricht, wobei diese Frequenz durch die Radar­ steuereinheit 301 (Fig. 2) errechnet wird. Das Signal wird dem Suchkopf und Autopiloten 407 (Fig. 7) über das Versorgungska­ bel 405 vor dem Abschuß der Rakete zugeführt. Das Zielbezeich­ nungssignal wird dann durch ein Signal aufdatiert oder auf neuesten Stand gebracht, welches von einem nicht dargestellten Spektrumsanalysator zur raschen Fourier-Transformation inner­ halb des Rechners und Autopiloten 413CA (Fig. 7) abgeleitet wird und bewirkt, daß eine Einstellung der phasengekoppelten Regelschleife (in Fig. 7 dargestellt, jedoch nicht näher be­ zeichnet), auf einen Bereich innerhalb 200 Hz der Dopplerfrequenz aufgrund des Zielobjektes vorgenommen wird. Aus der Zeichnung ist zu entnehmen, daß das Zielobjektbezeichnungssignal über ei­ nen Schalter 451 in einen Verstärker 452 und einen Speicherkon­ densator C1 eingespeist wird. Der Schalter 451 wird durch das Bezeichnungsfreigabesignal gesteuert, welches in der Weise wirk­ sam ist, daß der Schalter 451 geöffnet wird, sobald der Rechner und Autopilot 413CA von dem Vergleicher 438 (Fig. 8) das die phasenmäßige Einrastung anzeigende Signal empfängt.

Das Ausgangssignal des Verstärkers 452 überträgt sich über ei­ nen die Widerstände R2 und R3 enthaltenden Spannungsteiler zu dem Verstärker 453. Die Widerstandswerte der Widerstände R2 und R3 sind so gewählt, daß ein Versatz des Verstärkungsgewinns des Verstärkers 453 entsteht, welcher durch die Rückkopplungswider­ stände R8 und R9 bestimmt ist. Der Verstärkungsgewinn auf dem Wege durch den Verstärker 452 und den Widerstand R2 ist Eins und daher sind die an dem Verstärker 453 anstehenden Spannun­ gen V_DES identisch mit denjenigen Spannungen, welche in dem Speicherkondensator C1 gespeichert sind. Das zweite Eingangs­ signal zu dem Verstärker 453 ist das Dopplerfehlersignal, das über den Verstärker 437Q (Fig. 6) von dem Phasendetektor 434Q (Fig. 6) bezogen wird.

Das Dopplerfehlersignal gelangt in der aus Fig. 9 ersichtli­ chen Weise über die Widerstände R4 und R5 zu dem Speicherkon­ densator C2 sowie zu dem Verstärker 454. Die Spannung an dem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R6 und R7 liefert eine Rückkopplungsspannung für den Verstärker 454. Auch hier ist der Verstärkungsgewinn durch den Verstärker 454 und den Widerstand R8 gleich Eins und daher ist die an dem Verstärker 453 anstehende Spannung V_ERR identisch der Spannung, welche in den Speicherkondensator C2 gespeichert ist. Der Verstärker 453 liefert eine Ausgangsspannung V_D (oder das Dopplerfehlersteuer­ signal), welche die algebraische Summe der beiden Eingangsspan­ nungen V_DES und V_ERR ist und diese Spannung gelangt zu dem Hauptoszillator 413O (Fig. 7) um die Lokaloszillatorfrequenz f(LO) zu ändern und schließlich das Dopplerfehlersignal zu Null zu machen.

Nachdem der Widerstand R1 zwischen dem Ausgang des Verstärkers 453 und dem Speicherkondensator C1 liegt, bewirkt jedwede Span­ nungsdifferenz zwischen diesen Schaltungspunkten einen Strom­ fluß durch den Widerstand R1, bis das Gleichgewicht zwischen den Schaltungspunkten wiederhergestellt ist. Wird das Bezeich­ nungsfreigabe-Spannungssignal dem Schalter 451 zugeführt, so bildet sich innerhalb der Schleifenformerschaltung 439 eine Schleife vermittels des Widerstandes R1. Die auf diese Weise hergestellte innere Schleife zwingt den Phasendetektor 434Q zum Betrieb um seinen Nullpunkt (Ausgangsspannungen sind Null).

Claims (2)

1. Fernlenkbarer Flugkörper mit einer Zielverfolgungseinrich­ tung, mittels welcher Lenksignale für die Endphase einer Flug­ bahn des Flugkörpers in Richtung auf den Treffpunkt mit einem ausgewählten Zielobjekt erzeugbar sind und welche ein Radarsys­ tem mit einer kardanisch gehalterten Antenne enthält, deren Richtdiagramm auf das Zielobjekt ausrichtbar ist, sowie mit einem Lenksystem, das einen Empfänger und Dekodierer enthält, welcher während der Zeit vor dem Eintritt des Flugkörpers in die Endphase der Flugbahn auf Steuersignale einer Steuersignal­ quelle außerhalb des Flugkörpers anspricht und Lenkbefehlssig­ nale für den ferngelenkten Flugkörper erzeugt, dadurch gekenn­ zeichnet, daß das Lenksystem außerdem während der Zeit vor dem Eintritt des Flugkörpers in die Endphase der Flugbahn Ausricht­ befehlssignale für die kardanisch gehalterte Antenne des Radarsystems erzeugt, daß das Radarsystem Anzeigeeinrichtungen enthält, welche eine Anzei­ ge liefern, sobald Echosignale von einem ausgewählten Zielob­ jekt her empfangen werden, und daß ferner Mittel zum Abschalten des Empfängers und Dekodierers des Lenksystems nach Empfang der Echosignale vorgesehen sind, derart, daß danach die Lenkbe­ fehlssignale für den ferngelenkten Flugkörper von dem Radar­ system abgeleitet werden.

2. Flugkörper nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger des Pulsradarsystems ein Monopulsempfänger ist.