DE977940C

DE977940C - Verfahren zur Bestimmung der raeumlichen Richtung der von einem Ziel reflektierten elektromagnetischen Wellen eines Hochfrequenzsenders

Info

Publication number: DE977940C
Application number: DET20001A
Authority: DE
Inventors: Helmut Kummer
Original assignee: Telefunken Patentverwertungs GmbH
Current assignee: Telefunken Patentverwertungs GmbH
Priority date: 1961-04-18
Filing date: 1961-04-18
Publication date: 1973-07-26
Also published as: US3772696A; FR1605195A; GB1327191A

Description

A=h

B-I

2-v'

Hierbei bedeuten

Die Erfindung, betrifft ein Verfahren zur Bestimmung der räumlichen Richtung der von einem Ziel reflektierten elektromagnetischen Wellen des Hochfrequenzsenders einer Doppler-Radaranlage, bei der eine periodische Abtastung des Zielgebietes mittels eines Antennenrichtdiagramms erfolgt. Dieses Verfahren dient insbesondere der Vermeidung des Einflusses von Mehrwegreflexionen der elektromagnetischen Wellen auf die Peilgenauigkeit, die beispielsweise durch Bodenreflexionen der Ortungsenergie bei der Radarortung tieffliegender Objekte auftreten, wenn das Antennenrichtdiagramm den Boden berührt.

Bei der Ortung tieffliegender Objekte mittels h = Flughöhe des Zieles über Grund (m), B = Bandbreite des Dopplerfrequenz-

filters (Hz),

λ = Betriebswellenlänge (m), v= absolute Zielgeschwindigkeit (m/sec) und

Δ den maximal zu erwartenden Ortungsfehler (m),

der in der gewählten Längeneinheit den Radius einer Kugel angibt, deren Zentrum der wahre Zielort ist und die einen Raum umgrenzt, dessen Raum-' punkte von den in der Beschreibungseinleitung erwähnten üblichen Radargeräten als angeblich wahre Zielorte ermittelt werden können. In weleher Richtung und Entfernung zum wahren Zielort der angeblich wahre Zielort hierbei liegt, hängt in der Praxis weitgehend von der Bodenbeschaffenheit (Reflexionseigenschaften) und von der Art ab, in der das Antennenrichtdiagramm den Boden berührt.

Für ein praktisches Beispiel ergibt sich demgemäß mit λ== 0,03m, 5=1000Hz und v = 150m/sec ein Ortungsfehler von Δ :=a 0,1 · hm. Ein solcher Ortungsfehler kann jedoch insbesondere bei Blindlandungen nach einem radargesteuerten Blindlandeverfahren. und auch bei der Bekämpfung von Tieffliegern oder Raketen nicht vernachlässigt werden.
Um die Größe des Ortungsfehlers nach Gleichung (1) zu verringern, könnte man ortungsgeräteseitig die Parameter B und λ verkleinern; die Parameter h und ν sind naturgemäß in diesem Zusammenhang als Konstanten anzusehen, da sie zielobjektabhängig sind. Die Bandbreite B könnte hierzu um eine Größenordnung auf etwa 100 Hz vermindert werden, ohne Schwierigkeiten auf Grund der Zielechofluktuationen zu ergeben, da erfahrungsgemäß unter diesen Voraussetzungen für die Geschwindigkeitstorschaltungen nur eine Minimalbandbreite von 50 bis 100 Hz erforderlich ist, so daß eine Verringerung des Ortungsfehlers infolge Mehrwegreflexionen in angeführtem Beispiel auf etwa I¹¹Vo der Zielhöhe möglich wäre.

Um jedoch gleichzeitig eine gute Ortungsgenauigkeit bei der Winkelortung zu ermöglichen, wird ein periodisches Raumabtastverfahren, beispielsweise mit einem rotierenden Dipol, angewandt. Die Abtastfrequenz braucht im Hinblick auf den erforderlichen Informationsfluß theoretisch nur klein, d. h. in der Größenordnung von 1 Hz zu sein. Jedoch darf sie in der Praxis wegen der bereits erwähnten, unvermeidbaren Echofluktuationen nicht im Fluktuationsspektrum liegen, so daß sich eine minimale Abtastfrequenz von einigen hundert Hertz ergibt, d. h. im praktisch erprobten Beispiel von etwa 300 Hz.

Die Seitenfrequenzen des Nutzsignals, die durch diese Abtastmodulation auftreten, müssen von der Geschwindigkeitstorschaltung bei üblichen Radaranlagen unverzerrt übertragen werden. Aus diesem Grunde liegt die Bandbreite der in diesen Anlagen benutzten Dopplerfrequenzfilter bei etwa 1000 Hz, was die vorerwähnten Nachteile hinsichtlich der Ortungsfehler nach Gleichung (1) bedingt.

Die Verringerung der mittleren Betriebswellenlänge λ ist aus den bekannten Gründen bezüglich der Abhängigkeit der maximalen Reichweite einer Radaranlage von der benutzten Wellenlänge nicht möglich, insbesondere im Hinblick auf die Absorptionseigenschaften der Atmosphäre bei sehr kurzen elektromagnetischen Wellen.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren anzugeben, das diese Nachteile vermeidet und eine hohe Störfestigkeit und Ortungsgenauigkeit audji bei Auftreten von Mehrwegreflexionen aufweist.

Zur Lösung dieser Aufgabe wird ein Verfahren zur Bestimmung der räumlichen Richtung der von einem Ziel reflektierten elektromagnetischen Wellen eines Hochfrequenzsenders durch periodische Abtastung mittels eines Antennenrichtdiagramms vorgeschlagen, bei dem zur Auswahl von Zielen bestimmter Geschwindigkeit sich auf entsprechende Dopplerfrequenzen abstimmende Filter verwendet werden. Dieses Verfahren ist erfindungsgemäß dadurch gekennzeichnet, daß die bei Ablage des Zieles auftretenden Seitenbänder mit dem Frequenzabstand der periodischen Abstastung durch Modulation mit der Abtastfrequenz auf die Empfangsträgerfrequenz umgesetzt werden und daß die Empfangsträgerfrequenz und jede nach obiger Lehre gewonnene Schwingung auf der Empfangsträgerfrequenz über entsprechend der Informationsbreite bemessene Filter geleitet und in bekannter Weise ausgewertet werden.

Wird ein Ziel von einem Bodensender angestrahlt und die reflektierte Welle von einer Rakete, die selbsttätig auf das Ziel zugesteuert werden soll, empfangen, tritt entsprechend der Relativgeschwindigkeit zwischen Ziel und Rakete eine Dopplerverschiebung auf, die bekanntlich eine Trennung verschieden schneller Ziele ermöglicht. Bei der Reflexion an einem bewegten Ziel erhält die monochromatische »Anleuchte-Schwingung Modulationsseitenbänder, so daß man daher bei einem konisch abtastenden Peilverfahren die Umlauffrequenz sehr viel höher wählen muß, als für den Informationsfluß notwendig wäre. Bei Anwendung einer Dopplerselektion müssen folglich die Filter so breit gewählt werden, daß das Spektrum der Nutzmodulation (Umlauffrequenz) verzerrungsfrei übertragen wird. Diese breiten Filter verursachen aber Fehlmessungen bei schlechtem Störabstand und vor allem bei mehrfacher Reflexion — z. B. bei Spiegelung am Erdboden. Diese Störungen werden durch das erfindungsgemäße Verfahren vermieden, und es werden die genannten breiten Filter durch solche mit wesentlich weniger Bandbreite ersetzbar.

An Hand der Abbildungen seien im folgenden Ausführungsbeispiele der Erfindung zur näheren Erläuterung derselben im einzelnen beschrieben.

ίο Hierbei kennzeichnen gleiche Bezugszeichen in verschiedenen Figuren gleiche Teile.

Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild eines bekannten Doppler-Radargerätes;

Fig. 2 zeigt in schematischer Darstellung die Einsatzmöglichkeit eines solchen Radargerätes nach Fig. 1 bei der Bekämpfung eines Luftzieles mit Raketen;

Fig. 3 zeigt das Blockschaltbild eines Teiles der Ortungsanlage innerhalb der Rakete nach Fig. 2; Fig. 4 zeigt das Blockschaltbild eines Teiles einer Radaranlage nach der Erfindung, welches in Verbindung mit den Blockschaltbildern nach Fig. 1 bzw. 3 zu betrachten ist;

Fig. 5 zeigt ein Blockschaltbild eines Teiles einer Radaranlage nach der Erfindung, welches in Verbindung mit dem Blockschaltbild nach Fig. 4 zu betrachten ist;

Fig. 6 zeigt im Blockschaltbild den Einsatz eines Goniometers zur Steuerung der Servomotoren des Radargerätes nach Fig. 1;

Fig. 7 zeigt ein Blockschaltbild eines Teiles eines Radargerätes nach der Erfindung, bei dem die Bandpässe im sogenannten Speedgate mehrfach ausgenutzt werden.

Nach Fig. 1 wird in an sich bekannter Weise vom Sender 1 über den Duplexer 2 und die Antenne 3 die Frequenz f₀ in Richtung auf das Ziel abgestrahlt. Besitzt das Ziel eine radiale Bewegungskomponente zum Radargerät, so ergibt sich an der Antenne 3 als Empfangsfrequenz die Frequenz f_o+fa· Diese Empfangsfrequenz gelangt wiederum über den Duplexer, nunmehr jedoch auf die Mischstufe 4, deren zweitem Eingang die Frequenz f_t des Oszillators 5 zugeführt wird. Am Aus- gang der Mischstufe 4 tritt die Frequenz f₀— Z₁+/ß auf und wird auf den Zwischenfrequenzverstärker 6 gegeben. Die Frequenz f_t des Oszillators 5 wird weiterhin auf eine Mischstufe 7 gegeben und dort mit der Frequenz /₀ des Senders 1 gemischt, so daß am Ausgang der Mischstufe 7 die Frequenz ^₀-/_t auftritt. Diese Frequenz wird auf einen zweiten Zwischenfrequenzverstärker, 8 gegeben. Die Ausgangssignale der Zwischenfrequenzverstärker 6 und 8 werden daraufhin dem Dopplerfrequenzdetektor 9 zugeführt.

Bei der Antenne 3 sind neben den Servomotoren 10 und 11 für die Richtungseinstellung der Antenne nach Elevation bzw. Azimut Mittel zur räumlichen Abtastung vorgesehen, beispielsweise ein rotierender Dipol, der durch den Motor 12 angetrieben wird. Infolgedessen treten am Ausgang des Dopplerfrequenzdetektors 9 nicht nur, wie bisher beschrieben, die Dopplerfrequenzen auf, sondern auch Seitenfrequenzen der Abtastfrequenz Ώ, wenn die Antenne nicht direkt zum Ziel zeigt. Dieses Signal hat die Form:

E [1 + m cos (Ωt + φ)].cös 2uf_Dt, (2)

5 6

Hierbei bedeuten: Eliminierung erfolgt durch Regelung der Verstär ■

-r, _,,,.., , ,_T . , kung des Zwischenfrequenzverstärkers 6 in Abhän-

E = Feldstarke des Nutzsignals, _{gigkeit der am Ausgang des} Demodulators 21 auf-

m = Modulationsgrad entsprechend der Ziel- tretenden Richtspannung.

ablage von der Antennenachse, 5 F i g. 2 zeigt in schematischer Form die räum-

Q _ Abtastfrequenz ^{liclie La?e des Ortun}g^sg^{erätes 28}> beispielsweise

' des Radargerätes mit der Schaltung nach Fig. 1,

φ = Winkel der Zielablage gegen ein Refe- _am Erdboden 29, des Zielobjektes 30 in der Luft

renzsystem (Referenzgenerator 27), _und der zwischen dem Ziel und dem Ortungsgerät

fn — Dopplerfrequenz. ¹⁰ befindlichen Rakete 31. Von dem Ortungsgerät 28

wird über die Antenne32 die Frequenz/₀ abge-

Innerhalb des durch die gestrichelte Linie 13 an- strahlt. Diese Energie dient zur Beleuchtung des

gedeuteten Kästchens 13 befindet sich in der Schal- Zieles 30, das bei Annahme einer in Richtung auf

tung nach Fig. 1 die Geschwindigkeits-Torschal- das Ortungsgerät weisenden Bewegungskompo-

tung zur Selektion des Nutzsignals. Das Nutzsignal 15 nente einen Teil der vom Ortungsgerät abgestrahl-

am Ausgang des Dopplerfrequenzdetektors 9 wird ten Energie mit einer gemäß dem Dopplerprinzip

dieser Geschwindigkeits-Torschaltung über die Lei- positiv um die Frequenz f_D2 verschobenen Frequenz

tung 14, welche auf die Mischstufe 15 führt, züge- reflektiert. In Pfeilrichtung ist neben dem Ziel 30

führt. die radiale Geschwindigkeit v_rSQ angezeigt. Die

Auf den zweiten Eingang dieser Mischstufe 15 20 Frequenz f_D2 hat die Größe wird die Frequenz des variablen Oszillators 16

gegeben, der durch die Nachstimmvorrichtung 17 f_ß — ^v* _m laufend auf eine solche Frequenz automatisch nach- λ geregelt wird, daß von der Mischstufe 15 ein Signal mit einer Trägerfrequenz auf das Filter 18 ge- 35 Somit wird von der Empfangsantenne 33 der geben wird, welche der Durchlaßfrequenz ω₀ des Rakete 31 die Frequenz f_o+/_ö 2+Zo₁ aufgenom-Filters 18 entspricht. men, wobei

Durch diesen automatischen Nachlauf wird das ^i

Nutzsignal in die Form gebracht: f_Dl = —-

9>)]cosft>₀i. (3) ³⁰ ^λ

Die durch die Abtastfrequenz, beispielsweise die die Dopplerfrequenz ist, die infolge der radialen

Rotationsfrequenz Ω des Antennendipols von etwa Geschwindigkeitskomponente der Rakete v_rsl von

300 Hz, bedingten Seitenbänder werden vom Filter der Ortungsanlage 28 weg auftritt. Von der zwei-

18 einwandfrei übertragen, da dieses ■— wie be- 35 ten Antenne 34 der Rakete 31 wird gleichzeitig die

reits oben beschrieben—eine Bandbreite von etwa Frequenz f₀ —/^₁ empfangen. 1000 Hz aufweist. Die Ausgangsfrequenz des FiI- F i g. 3 zeigt die Schaltungsanordnung eines Tei-

ters 18 dient zum Steuern der Nachstimmvorrich- les der in der Rakete befindlichen Ortungsanlage,

tung 17. Hierzu ist der Ausgang des Filters über Durch die Blöcke 33 und 34 sind hierbei die an

einen Frequenz-Diskriminator 19 und einen Inte- 40 Hand der Fig. 2 bereits in ihrer Wirkungsweise

grater 20 mit der Nachstimmvorrichtung 17 ver- beschriebenen Antennen mit gleichen Bezugszeichen

bunden. Gleichzeitig ist am Ausgang des Filters 18 symbolisiert. Ihre Eingangssignale werden den

der Demodulator 21 für die Abtastfrequenz ange- Mischstufen 35 und 36 zugeführt, deren zweiten

schlossen. Das vom Demodulator 21 abgegebene Eingängen die Oszillatorfrequenz f_t des Oszillators

Signal wird über ein Filter 22 auf zwei Phasen- 45 37, der dem Oszillator 5 nach Fig. 1 entspricht, zu-

detektoren23 und 24 gegeben. Die Durchlaßfre- geführt werden. Am Ausgang der Mischstufe 36

quenz des Filters 22 entspricht der Abtastfre- tritt demnach die Frequenz/,,—Z₁-^₀₁ und am

quenzß. Den Phasendetektoren 23 und 24" werden Ausgang der Mischstufe 35 die Frequenz Z₀-Z₁+

gleichzeitig über die Leitungen 25 und 26 die nor- fo₂+fDi auf. Diese Ausgangsfrequenzen werden

mierten Referenzsignale sinßf bzw. cosßi züge- _So mittels der Zwischenfrequenzverstärker 37 und 38

führt, die dem mit dem Motor 12 gekoppelten Re- verstärkt, die den Zwischenfrequenzverstärkern 6

ferenzgenerator 27 entnommen werden, so daß den und 8 nach der Fig. 1 entsprechen. In dem ange-

Phasendetektoren 23 und 24 die Ablagewerte χ schlossenen Dopplerfrequenzdetektor 39 wird dar-

und y in kartesischen Koordinaten entnommen aufhin aus den Ausgangssignalen der beiden Zwi-

werden können. Hierbei bedeuten ₅₅ schenfrequenzverstärker 37 und 38 die Frequenz

*«= —»cos? (2f_Dl.+ f_D2)=2

^Δ λ

y =—L w sin φ» mit £ = Feldstärke. ^⁰ gewonnen. Diese Frequenz wird in der an Hand

2 der Fig. 1 beschriebenen Weise weiterverarbeitet.

Um im Speedgate, das in F i g. 1 durch die ge-

Die Ablagewerte, die den Phasendetektoren 23 strichelte Linie 13 hervorgehoben ist, einen Band- und 24 entnommen werden, dienen zur Regelung paß 18 mit einer wesentlich geringeren Bandbreite, der Servomotoren 10 und 11. Die Feldstärke E 65 beispielsweise 100 Hz an Stelle 1000 Hz, verwenmuß zuvor aus dem Ausgangssignal der Phasen- den zu können, wird das Speedgate 13 durch die detektoren eliminiert werden, um die wirkliche Schaltungsanordnung nach Fig. 4 ersetzt bzw. erAblage des Zieles bestimmen zu können. Diese gänzt. In Fig. 4 befindet sich innerhalb der ge-

strichelten Linie 40 das Speedgate nach der Erfindung, und zwar wird das dem Doppeldetektor entnommene Nutzsignal über Leitung 41 auf die Mischstufe 15 gegeben, die wiederum laufend an ihrem zweiten Eingang mit der variablen Frequenz des Oszillators 16 derart beaufschlagt wird, daß die Mittenfrequenz der Ausgangsfrequenzen der "Mischstufe 15 in den Durchlaßbereich des an den Ausgang der Mischstufe 15 angeschlossenen Bandpasses 42 fällt, der nunmehr jedoch eine Bandbreite von nur 100 Hz aufweist. Der Oszillator 16 wird wiederum in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des Filters 42 über einen Diskriminator 19 und eine Nachstimmvorrichtung 17 in der Frequenz automatisch geregelt. Da die Seitenfrequenzen des Nutzsignals, welches auf das Filter 42 gegeben wird, außerhalb der Bandbreite dieses Bandpasses 42 liegen, ergibt sich am Ausgang desselben ein Signal der Form

E cos CO₀ 1. (4)

Dieses Signal wird auf den Demodulator 43 gegeben, dessen Ausgangssignal zur Regelung der Verstärkung des Zwischenfrequenz Verstärkers 37 dient. An die Mischstufe 15 sind zusätzlich zwei Modulatoren 44 und 45 angeschlossen. Diesen Modulatoren werden an ihren zweiten Eingängen die Referenzsignale cos Qt bzw. sini2i des Referenzgenerators 27 zugeführt.

Das mit cosüt referenzmodulierte Signal

E [1 + wcos (Qt + φ)] cos (W₀ί·cos Ωί (5) ergibt:

Eliminierung der Feldstärke erheblich einfacher durchzuführen ist. Zu diesem Zweck eignet sich vorteilhaft die Schaltungsanordnung nach Fig. 5 mit den Phasendetektoren 48 und 49.

Im linken Teil der Fig. 5 sind links neben der gestrichelten Linie 40 die Bandpässe 42, 46 und 47 des Speedgates nach Fig. 4 gezeigt. An den Ausgang des Bandpasses 42 ist ein fest eingestellter Phasenschieber 50 angeschlossen, der das Signal

E · cos co₀ 1 in der Phase um — dreht, so daß an

— cos (ft)₀ + Ω) t + — cos (cj₀ — Ω) t

35

E E

-J m cos φ cos co_o t + — m cos (ω₀1 + 2 Ω t + φ) .

(6)

Am Ausgang des an den Modulator 45 angeschlossenen Filters 46 erscheint somit

m cos φ cos W₀ 1.

(7)

Die Amplitude dieser Schwingung ist demnach ein Maß für die Ablage der Zielsuchantenne in einer Referenzmeßebene. Durch Referenzmodulation mit sinßi (im Modulator 44) erhält man am Ausgang des an den Modulator 44 angeschlossenen Filters 47, das dem Filter 46 entspricht, ein Maß für die Ablage in der dazu senkrechten Meßebene:

r

— m sin φ cos ω₀1.

(8)

Um aus Signal (7) und (8) die wirkliche Ablage zu bestimmen, muß die Feldstärke E eliminiert werden. Dies geschieht üblicherweise durch die oben beschriebene automatische Pegelregulierung; jedoch treten hierbei bekanntlich erhebliche Schwierigkeiten auf, beispielsweise wegen des Fluktuationsspektrums des Echosignals. Deshalb wird vorgeschlagen, bei der Auswertung der Signale (4) und (7) bzw. (4) und (8) die Amplitudenmessung in eine Phasenmessung überzuführen, bei der die seinem Ausgang das Signal E cos co₀ 1 + — zur

Verfügung steht. Dieses Ausgangssignal wird in der Additionsstufe 51 mit dem Ausgangssignal

— m cos φ ■ cos ω₀1 addiert. Nach Addition erfolgt

in der Amplitudenbegrenzerstufe 52 eine Amplitudenbegrenzung. Das Ausgangssignal der Amplitudenbegrenzerstufe 52 dient als ein Eingangssignal der Mischstufe 53. Dem zweiten Eingang der Mischstufe 53 wird das im Amplitudenbegrenzer 54 begrenzte Ausgangssignal des Bandpasses 42 zugeführt. Das sich durch die Mischung dieser beiden Signale in der Mischstufe 53 ergebende Nutzsignal hat die Form

m ■ cos φ

und dient zur Regelung des Servomotors 10.

In analoger Weise wird das Nutzsignal der Form m · sing? gewonnen, das zur Regelung des Servomotors 11 benötigt wird. Hierzu wird das Aus-

E
gangssignal des Bandpasses 47, — muncp ■ cosco₀i,

mit dem Ausgangssignal des Phasenschiebers 50 in der Additionsstufe 55 addiert, anschließend in der Amplitudenbegrenzerstufe 56 amplitudenbegrenzt und in der Mischstufe 57 mit dem Ausgangssignal des Amplitudenbegrenzers 54 gemischt.

Die an den Ausgängen der Mischstufen 53 und 54 gewonnenen Signale entsprechen der Zielablage unabhängig von der Feldstärke.

An die Modulatoren 44 und 45 müssen sehr hohe Anforderungen hinsichtlich ihrer Linearität und ihrer Nullpunktkonstanz gestellt werden. Diese Forderung ist bei elektronischen Modulatoren, welche insbesondere Dioden mit gekrümmten Kennlinien enthalten, nur mit erheblichem Aufwand, wenn überhaupt befriedigend, erfüllbar. Deshalb wird an dieser Stelle die Verwendung von einem elektromechanischen Modulator vorgeschlagen. Dieser Modulator kann an Stelle des Referenzgenerators 27 mit der Motorwelle des Antennenmotors 12 direkt mechanisch gekoppelt sein und beinhaltet gleichzeitig die Modulatoren 44 und 45 (Fig. 4). Der elektromeehanische Modulator kann in Form eines Goniometers 58 (s. Fig. 6) ausgelegt sein. Hierbei wird die rotierende Spule des Goniometers mit der Motorwelle des Antennenmotors 12 mechanisch verbunden und die um 90° versetzt angeordneten festen Spulen des Goniometers mit den Bandpässen 46 und 47 elektrisch.

Als Filter 42, 46 und 47 nach Fig. 4 eignen sich sehr gut mechanische Filter, beispielsweise solche mit einer Mittenfrequenz von 15OkHz und einer Bandbreite von 100 Hz.

In bekannter Weise können die Bandpässe im Speedgate auch für jeweils zwei Informationen aus-

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Fig. 7

genutzt werden, wie im Beispiel der
zeigt ist.

In Fig. 7 ist an den Ausgang des Modulators 45 ein Phasenschieber 59 angeschlossen, der das Ausgangssignal um — in der Phase dreht. Dieses phasenverschobene Signal wird zum Ausgangssignal des Modulators 44 in der Additionsstufe 60 addiert und dem Bandpaß 46 zugeführt. Das Ausgangssignal des Bandpasses 46 wird einmal direkt dem Phasendetektor 62 zugeführt und über einen weite-

ren Phasenschieber 61, wiederum um

in

Phase gedreht, dem Phasendetektor 63. Die Phasendetektoren 62 und 63 werden vom Ausgang des Bandpasses 42 gesteuert. Die Ausgangssignale der Phasendetektoren 62 und 63 entsprechen den Ausgangssignalen der Phasendetektoren 49 und 48 in Fig. 4. Die an. sich bekannte Überführung eines Amplitudenvergleichs in einen Phasenvergleich all-ίο gemein ist hierbei selbst nicht Gegenstand der Erfindung.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Verfahren zur Bestimmung der räumlichen Richtung der von einem Ziel reflektierten elektromagnetischen Wellen eines Hochfrequenzsenders durch periodische Abtastung mittels eines Antennenrichtdiagramms, bei dem zur Auswahl von Zielen bestimmter Geschwindigkeit sich auf entsprechende Dopplerfrequenzen abstimmende Filter verwendet werden, dadurch gekennzeichnet, daß die bei Ablage des Zieles auftretenden Seitenbänder mit dem Frequenzabstand der periodischen Abtastung durch Modulation mit der Abtastfrequenz auf die Empfangsträgerfrequenz umgesetzt werden und daß die Empfangsträgerfrequenz und jede nach obiger Lehre gewonnene Schwingung auf der Empfangsträgerfrequenz über entsprechend der Informationsbreite bemessene Filter geleitet und in bekannter Weise ausgewertet werden.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei Auftreten von Echofluktuationen die Bandbreiten der Filter außer der Informationsbandbreite auch die Fluktuationsbandbreite umfassen, beispielsweise 100 Hz.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß in an sich bekannter Weise mindestens eines der Filter mehrfach ausgenutzt wird.

4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulation dadurch bewerkstelligt wird, daß als von dem Motor für die Abtastbewegung^r mit angetriebener ReferenzspannungspEzeuger ein- Goniometer mit einer Rotorwicklung und zwei um 90° versetzten Statorwicklungen dient, dessen Rotor der Empfangsträger mit Seitenbändern zugeführt wird und von dessen Statorwicklungen die auf die Trägerfrequenz umgesetzten Seitenlinien abgenommen werden.

.5. Verfahren nagh, einem, der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die in der Amplitude der Zielablage entsprechende Schwingung auf Trägerfrequenz um 90° gedreht und zur Schwingung der Trägerfrequenz addiert wird und daß die Ablage durch eine Phasenmessung der hieraus resultierenden Schwingung zur Trägerschwingung bestimmt wird.

Doppler-Radaranlagen ist bereits die Anwendung einer Geschwindigkeitsselektion der Ortungsenergie bekannt, um allein den direkten Energieaustausch zwischen Radaranlage und Meßobjekt auswerten zu können. Die Geschwindigkeitsselektion wird hierbei mittels Dopplerfrequenzfilter enthaltenden Schaltungsanordnungen durchgeführt, deren Dopplerfrequenzfilter, die als Geschwindigkeitstorschaltungen oder in der angloamerikanischen Literatur

ίο als »Speedgates« bekannt sind, sich automatisch jeweils auf die vorgegebene Geschwindigkeit eines Zieles nachstimmen. Die hierbei benutzten Filter weisen im allgemeinen eine Bandbreite von etwa 1000 Hz auf.

is Beim praktischen Einsatz derartiger Radargeräte gegen Tiefflieger und damit bei den Boden berührendem Antennenrichtdiagramm haben sich jedoch Ortungsfehler ergeben, die angenähert folgender Gleichung genügen: