DE2912268A1 - Dekoder-schaltungsanordnung zur dekodierung von digitaler information - Google Patents

Dekoder-schaltungsanordnung zur dekodierung von digitaler information

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Description

Patentanwälte Dipl.-Ing. H. ^'eickmann, Dj?l.-Phys. Dr. K. Fincke
Dipl.-Ing. R A-Weickmann, Dipl.-Chem. B. Huber Dr. Ing. H. Liska 2912268
DXIIIH 8000 MÜNCHEN 86, DEN 2 8 ?#"' "979
POSTFACH 860 820
MÖHLSTRASSE 22, RUFNUMMER 98 3921/22
AMPEX CORPORATION
Broadway, Redwood City, California 94063, V.St.A.
Dekoder-Schaltungsanordnung zur Dekodierung
von digitaler Information
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Beschreibung
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Dekoder-Schaltungsanordnung zur Dekodierung von digitaler Information aus einem nach den Regeln des Bi-Phase-Codes kodierten Signals.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung eignet sich dabei insbesondere zur Dekodierung von seriell über einen Informationskanal übertragenen binären Daten.
Auf dem Gebiet von Digitalrechnern und digitalen Datenverarbeitungsanlagen liegt kodierte Information in Form eines elektrischen Signals vor, das periodisch eine von zwei Ziffern bzw. einen von zwei logischen Zuständen repräsentiert. Die Ziffern v/erden gewöhnlich als Ziffer "1" und als Ziffer "0" bezeichnet. In einem digitalen Gerät dienen weiterhin Taktimpulse zur periodischen Bestimmung, ob beispielsweise das Signal eine signifikante Information enthält. Die logischen Zustände bzw. die Ziffern (welche auch als Datenbits bezeichnet v/erden) können auch als "ja" oder "nein", " + " oder "-", "hoch" oder "tief" und "wahr" oder "nicht wahr" bezeichnet werden. Ist die Information auf einem magnetischen Medium aufgezeichnet, so können die logischen Zustände gegensinnige magnetische Polarisierungen sein. Es ist gebräuchlich, einen Zustand als Referenzpegel und den anderen Zustand als einen davon verschiedenen Pegel festzulegen, wobei in diesem Falle die Anzeige des zweiten Zustandes durch ein erkennbares Signal gegeben sein kann, während der erste Zustand durch das Fehlen eines solchen Signales angezeigt wird. Es ist sowohl eine positive als auch eine negative Logik möglich. Weiterhin macht es im Rahmen der vorliegenden Erfindung keinen Unterschied, welcher der beiden Zustände als "1" und als "0" bezeichnet wird. Digitale Information wird selten über
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beträchtliche Strecken mittels einer Leitung für jede Ziffer bzw. für jedes Datenbit übertragen. Weiterhin wird digitale Information auf einem magnetischen Speicherrnedium oder einem anderen Typ von Speichermedium gewöhnlich in sequentieller bzw. serieller Weise für jeden Kanal der digitalen Information aufgezeichnet. Es ist bereits seit langem erkannt worden, daß eine derartige übertragene oder aufgezeichnete digitale Information kodiert oder auf einen Träger aufmoduliert sein sollte, um die Speicherdichtegrenzen zu erweitern. Es sind verschiedene Arten von Informationskodierungsregeln bekannt. Beispielsweise der aus der US-PS 3 10& 261 bekannte Ililler-Code ist ein selbsttaktender Code, welcher für wenigstens einen Sprung alle zv/ei Ziffern-Perioden vorsieht. Eine Verbesserung gegenüber diesem Miller-Code ist in der US-PS 4 027 335 beschrieben.
Eine andere Möglichkeit der digitalen Datenkodierung ist durch den sogenannten Manchester- bzw. Bi-Phase-Mark-Code gegeben, in dem eine digitale "1" durch einen Sprung entweder aufwärts oder abwärts in Zellenmitte repräsentiert ist, während eine digitale "0" durch das Fehlen eines Sprungs in Zellenmitte angezeigt wird. Im Gegensatz dazu repräsentiert der Bi-Phase-Space-Code eine digitale "0" durch einen Sprung entweder aufwärts oder abwärts in Zellenmitte, während eine digitale "1" durch das Fehlen eines Sprungs in Zellenmitte angezeigt wird. Für die Dekodierung von digitaler Information aus einem nach den Regeln des sog. Manchester-Codes kodierten Signals ist daher gewöhnlich eine Tastung des Signalpegels irgendwo nach der Zellenmitte (gewöhnlich in einem Punkt bei 3/4 der Zelle) erforderlich. Eine Selbsttaktung der nach diesem Code kodierten digitalen Information wird durch Einführung eines Sprungs am Beginn jeder Bitzelle erreicht.
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Bei einem anderen Typ des sog. Manchester-Codes, der als Bi-Phase-Split-Code oder als Manchester-II-Code bekannt ist, werden digitale Daten als Funktion der Richtung von Sprüngen des digitalen Informationssignals kodiert. Eine digitale "1" wird normalerweise durch einen Sprung von tief nach hoch repräsentiert, während eine digitale "0" normalerweise durch einen Sprung von hoch nach tief repräsentiert wird. Ein Sprung in Zellenmitte ist erforderlich, wenn aufeinanderfolgende Ziffern des gleichen Wertes dekodiert werden, während ein Sprung in Zellenmitte nicht erforderlich ist, wenn aufeinanderfolgende Ziffern entgegengesetzter Polarität kodiert werden. Ersichtlich ist es auch dabei notwendig, die kodierten Daten in einem Punkt bei 3/4 der Bitzelle zu tasten.
Es sind verschiedene Arten von Dekoder-Schaltungsanordnungen zur Dekodierung von digitaler Information aus nach den Regeln des sog. Manchester-Codes kodierten Signalen bekannt geworden. Diese bekannten Dekoder-Schaltungsanordnungen enthalten verschiedene Möglichkeiten zur Festlegung des Punktes bei 3/4 der Zelle, um ein derartiges kodiertes Signal genau zu tasten. Eine typische Ausführungsform einer derartigen bekannten Dekoder-Schaltungsanordnung, welche einen monostabilen Multivibrator zur Zeitverzögerung bis zum Punkt bei 3/4 der Zelle enthält, ist in "Electronic Design News" vom 20. April 1975, Seite 70 beschrieben. Durch Verwendung eines monostabilen Multivibrators zur Zeitverzögerung müssen die Werte der Schaltungskomponenten für jede unterschiedliche Übertragungsgeschwindigkeit des kodierten digitalen Informationssignals geändert werden. Eine derartige Schaltungsanordnung eignet sich daher für solche Fälle nicht, in denen das kodierte Signal mit Geschwindigkeiten übertragen wird, welche sich in verschiedenen Zeitpunkten während eines einzigen Ubertragungsintervalls ändern können, oder in denen das kodierte Signal dekodiert werden muß, wenn sich die Übertragungsgeschwindigkeit ändert.
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Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Dekoder-Schaltungsanordnung der in Rede stehenden Art anzugeben, welche sich zur Dekodierung von nach den Regeln des Bi-Phase-Codes kodierten Daten eignet, wenn diese Daten mit unterschiedlichen und sich ändernden Geschwindigkeiten übertragen werden.
Diese Aufgabe wird bei einer Dekoder-Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß durch folgende Merkmale gelöst:
Einen Oszillator zur Erzeugung eines Taktsignals mit einer Frequenz gleich der doppelten Frequenz der Datentakt-Folgefrequenz ,
eine das Taktsignal vom Oszillator und das kodierte Signal aufnehmende Phasenvergleichsstufe zur Erzeugung eines resultierenden Ausgangssignals, das ein Maß für den Phasenzusammenhang zwischen dem Taktsignal und dem kodierten Signal ist und das vom Oszillator zur Erzeugung des Taktsignals mit entsprechender Phase und Frequenz aufgenommen wird, eine auf das Fehlen eines Sprungs in Zellenmitte von kodierten Daten ansprechende Schaltung zur Erzeugung einer Signalpegelinversion in den auf den Eingang der Phasenvergleichsstufe gegebenen kodierten Daten vor dem Ende des Zellenintervalls, in dem der Sprung fehlt, und eine vom Oszillator und den kodierten Daten angesteuerte Schaltung zur Abgabe von dekodierten Daten.
Die vorstehend definierte Schaltungsanordnung eignet sich zur Dekodierung von Daten, welche mit unterschiedlichen und sich ändernden Geschwindigkeiten übertragen v/erden. Ein in der Phase festgelegter Oszillator dient dabei zur Steuerung eines Datendekoders. Eine in der Phase festgelegte Schleife spricht auf Änderungen in der Datenübertragungsgeschwindigkeit an, um den zugehörigen in der Phase festgelegten Oszillator
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auf eine entsprechende Frequenz und Phase einzustellen. In Dekodern zur Verarbeitung von kodierten Daten mit fester Geschwindigkeit wird der in der Phase festgelegte Oszillator typischerweise durch in den kodierten Daten enthaltene Sprünge synchronisiert. Datendekoder für Daten mit fester Geschwindigkeit erfordern keine regulär auftretenden kodierten Datensprünge zur Aufrechterhaltung der erforderlichen Synchronisation. Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung für mit variabler Geschwindigkeit übertragene Daten können jedoch die nicht regelmäßig auftretenden Datensprünge von Bi-Phase-Codes nicht als Datengeschwindigkeitsänderungen interpretiert werden. Um den Effekt von nicht regelmäßig auftretenden Datensprüngen zu vermeiden, wird synchron mit dem Datenwert in einem Bruchteil eines Bitzellenintervalls vor dem nächstfolgenden Bitzellenintervall ein Impuls eingeführt. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist eine Schaltung zur Invertierung des Pegels des dekodierten Datensignals vorgesehen, wenn in den kodierten Daten ein Sprung in Zellenmitte nicht auftritt. Bei dieser Ausführungsform ist damit die gewünschte Synchronisation des eingefügten Impulses mit den kodierten Daten sichergestellt.
Weitere Ausgestaltungen des Erfindungsgedankens sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.
Die Erfindung wird im folgenden anhand eines in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Dekoder-Schaltungsanordnung; und
Fig. 2 ein Zeittaktdiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltungsanordnung nach Fig. 1.
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Es wird nun zunächst auf das eine erfindungsgemäße Dekodier-Schaltungsanordnung zeigende Schaltbild nach Fig. 1 Bezug genommen. Die ankommenden Daten, welche nach den Regeln des Manchester-Codes, welcher auch als Bi-Phase-Code bekannt ist, kodiert sind, werden von einer Quelle 12 über eine Leitung 11 auf einen ersten von zwei Eingängen eines Exklusiv-ODER-Gatters 10 gegeben. Die Quelle 12 kann typischerweise durch ein magnetisches Speichermedium, wie beispielsweise ein Magnetband-Auf zeichnungs- und Wiedergabegerät gebildet v/erden. Die nach den Regeln des Manchester-Codes kodierten Daten enthalten nicht nur die Daten sondern auch Taktsignale für diese Daten. Der Zweck der erfindungsgemäßen Dekodier-Schaltungsanordnung. ist daher die Dekodierung von nach den Regeln des Manchester-Codes kodierten Daten, wobei diese kodierten Daten durch die Quelle 12 mit sich ändernden und verschiedenen Geschwindigkeiten geliefert werden können. Es ist weiterhin Zweck dieser Dekodier-Schaltungsanordnung die den ankommenden kodierten Daten zugeordneten Taktsignale zu dekodieren.
Der Ausgang des Exklusiv-ODER-Gatters 10 ist auf einen ersten von zwei Eingängen eines weiteren Exklusiv-ODER-Gatters 14, an eine Klemme eines Widerstandes R10 sowie auf einen invertierenden Eingang eines NAND-Gatters 16 gekoppelt. Die andere Klemme des Widerstandes R10 ist auf einen zweiten Eingang des Gatters 14, an eine Klemme eines Kondensators C10 sowie an einen Eingang eines Inverters 18 gekoppelt. Der Ausgang des Gatters 14 ist auf einen von zwei Eingängen einer Phasenvergleichsstufe 20 gekoppelt. Die zweite Klemme des Kondensators C10 liegt an Bezugspotential (Erde), während der Ausgang des Inverters 18 an den zweiten invertierenden Eingang des NAND-Gatters 16 gekoppelt ist.
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Der ?7iderstand R10 und der Kondensator C10 bilden einen Integrationskreis zur kurzen Verzögerung der Signalsprünge am Ausgang des Gatters 10, wobei die verzögerten Signalsprünge in den zweiten Eingang des Gatters 14 eingespeist werden. Die Kombination des verzögerten und des unverzögerten Ausgangssignals des Gatters 10, welche zusammen in die beiden Eingänge des Gatters 14 eingespeist werden, erzeugen an dessen Ausgang kurze Impulse. Diese kurzen Impulse, welche für jeden Signalsprung am Ausgang des Gatters 10 erzeugt werden, treten mit dem doppelten Wert der Frequenz der kodierten Daten auf, was im folgenden noch genauer erläutert wird.
Gemäß dem Zeittaktdxagramm nach Fig. 2 für die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 repräsentiert ein Signal 22 die nach den Regeln des Manchester-Codes kodierten ankommenden Daten, wobei die Bitzellengrenzen und der Zustand der einzelnen Datenbits oberhalb dieses Signals angegeben sind. Unter der Annahme, daß das Signal 22 ein nach dem Bi-Phase-Mark-Code kodiertes Signal ist, ist für ein "0"-Datenbit kein Sprung in Zellenmitte und für ein "1"-Datenbit ein einziger Sprung in Zellenmitte vorhanden. Das Gegenteil ist der Fall, wenn das Signal 22 ein nach dem Bi-Phase-Space-Code kodiertes Signal ist. Ist das Signal 22 ein nach dem Bi-Phase-Split-Code kodiertes Signal, so sind die kodierten Ziffern gleich 11000111010.
Ein Signal 24 ist das als Funktion des Signals 22 sowie eines v/eiteren auf den zweiten Eingang des Exklusiv-ODER-Gatters 10 gegebenen Signals auftretende Ausgangssignal an diesem Exklusiv-ODER-Gatter 10; das angesprochene auf den zweiten Eingang gegebene weitere Signal wird im folgenden noch genauer erläutert. Bei einem Signal 26 handelt es sich um die am Ausgang des Exklusiv-ODER-Gatters 14 auftretenden Impulse, welche gemäß dem Diagramm für jede über dem Signal 22 angegebene
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Datenbitzelle doppelt auftreten. Das bedeutet, daß die durch das Signal 26 gegebenen Impulse eine Frequenz mit dem doppelten Wert der einfachen Frequenz der kodierten Daten besitzen.
Wie Fig. 1 weiterhin zeigt, ist ein erster Ausgang der Phasen-Vergleichsstufe 20 über ein Paar von in Serie geschalteten Widerständen R12 und R14 an einen Eingang eines spannungsgesteuerten Oszillators 28 angekoppelt. Dem Widerstand R14 liegt eine Diode D10 parallel, während der Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators 28 weiterhin über ein aus einem Widerstand R16 und einem Kondensator C12 gebildetes Serien-RC-Netzwerk an Bezugspotential (Erde) gekoppelt ist. Das durch die Widerstände R12, R14 und R16, die Diode D10 sowie den Kondensator C12 gebildete Netzwerk stellt ein Tiefpaßfilter dar, welches das Ausgangssignal der Phasenvergleichsstufe 20 integriert.
Die Phasenvergleichsstufe 20 und der spannungsgesteuerte Oszillator 28 können typischerweise durch einen einzigen integrierten Schaltkreis gebildet werden, wie er beispielsweise von der Firma Motorola Semiconductor Products, Inc. unter der Typenbezeichnung 14046 geliefert wird. Weitere Einzelheiten über derartige Schaltkreise mit phasenstarrer Schleife können einem von der Firma Motorola herausgegebenen Handbuch mit dem Titel "McMOS Integrated Circuits", Vol. 5, Series A, 1975 Seiten 7-124 und ff. entnommen werden. Das Tiefpaßfilter wird dem integrierten Schaltkreis außen zugeschaltet. Die Wahl der Werte für die einzelnen Komponenten wird im folgenden noch beschrieben. Bei den Pin-Ziffern für den integrierten Schaltkreis handelt es sich um Industrienormen für einen derartigen Schaltkreis mit phasenstarrer Schleife, wobei diese Ziffern in Fig.1 für die Phasenvergleichsstufe 20 und den spannungsgesteuerten Oszillator 28 lediglich als Bezugszeichen angegeben sind.
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Bei der dargestellten Ausführungsform der Erfindung ist zwischen Pin 6 und 7 des spannungsgesteuerten Oszillators ein Kondensator C14, zwischen Pin 11 des spannungsgesteuerten Oszillators und Bezugspotential (Erde) ein Widerstand R18 und Pin 5 direkt an Bezugspotential geschaltet. Ein Ausgangs-Pin 4 des spannungsgesteuerten Oszillators ist auf einen zweiten Eingang (Pin 3) der Phasenvergleichsstufe und auf den Eingang eines Inverteres 30 gekoppelt. Die Phasenvergleichsstufe 20 vergleicht die AuftrittsZeitpunkte der an ihren beiden Eingängen 3 und 14 aufgenommenen Impulse, erfaßt Phasendifferenzen dieser Impulse und erzeugt diesen Vergleich repräsentierende Ausgangssignale. Eilen speziell die in den Eingang 14 eingespeisten Impulse den in den Eingang 3 der Phasenvergleichsstufe eingespeisten Impulse in der Phase vor, so wird am Ausgang 13 ein Signal bzw. ein Impuls mit hohem Pegel und am Ausgang 1 ein Signal bzw. ein Impuls mit tiefem Pegel geliefert. Eilen andererseits die in den Eingang 3 eingespeisten Impulse den in den Eingang 14 der Phasenvergleichsstufe eingespeisten Impulse in der Phase vor, so werden an beiden Ausgängen 1 und 13 Signale mit tiefem Pegel geliefert. Sind die Eingangsimpulse in Phase (d.h. treten sie gleichzeitig auf), so wird am Ausgang 13 der Phasenvergleichsstufe kein Ausgangssignal und am Ausgang 1 ein Signal mit hohem Pegel geliefert.
Ein Signal mit hohem Pegel am Ausgang 13 der Phasenvergleichsstufe 20 erzeugt eine ansteigende Spannung am Eingang 9 des spannungsgesteuerten Oszillators 28, wodurch die Schwingfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators erhöht und damit ein exakter Phasenzusammenhang zwischen den beiden verglichenen Impulsen festgelegt wird. Im Gegensatz dazu erzeugt ein Signal mit tiefem Pegel am Ausgang 13 der Phasenvergleichsstufe eine abnehmende Spannung am
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Eingang 9 des spannungsgesteuerten Oszillators, wodurch dessen Schwingfrequenz herabgesetzt wird. Liefert schließlich der Ausgang 13 der Phasenvergleichsstufe kein Ausgangssignal, wenn die Impulse in Phase sind, so wird die Schwingfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 28 nicht geändert. Ersichtlich hält also der Phasenzusammenhang der Impulse vom spannungsgesteuerten Oszillator Schritt mit der Phase der in den Eingang 4 der Phasenvergleichsstufe 20 eingespeisten Impulse.
Der Ausgang 1 der Phasenvergleichsstufe 20 ist an einen Dateneingang D eines Flip-Flops 32 angekoppelt, während der Ausgang des Inverters 30 an einen Takteingang C des gleichen Flip-Flops angekoppelt ist. Ein Ausgang Q des Flip-Flops 32 stellt den Datenausgang der Dekodier-Schaltungsanordnung dar, welcher an eine Nutzstufe, wie beispielsweise ein Schieberegister 34 angekoppelt ist. Der genannte Ausgang des Flip-Flops 32 liefert die dekodierten Daten, wenn die Daten von der Quelle 10 nach den Regeln des Bi-Phase-Mark-Codes kodiert sind, während ein Ausgang Q dieses Flip-Flops die dekodierten Daten liefert, wenn die Daten von der Quelle 12 nach den Regeln des Bi-Phase-Space-Codes kodiert sind.
Der Ausgang des NAND-Gatters 16, welcher das Taktausgangssignal der Dekoder-Schaltungsanordnung der dekodierten, nach dem Manchester-Code kodierten Daten führt, ist auf einen Takteingang C des Schieberegisters 34 gekoppelt. Anstelle einer Nutzstufe in Form eines Schieberegisters können natürlich auch andere Arten von Nutzstufen in Verbindung mit der erfindungsgemäßen Dekoder-Schaltungsanordnung verwendet werden. Die Zuschaltung der Widerstände R12 und R14 mit der dem Widerstand R14 parallel liegenden Diode D14 bewirkt eine kurze Hochziehzeit des Eingangs 9 des spannungsgesteuerten Oszillators, wenn der Ausgang 13 der Phasenver-
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gleichsstufe einen Sprung nach oben ausführt, sowie eine lange Hochziehzeit, wenn der Ausgang 13 einen Sprung nach unten ausführt. Ein festgestellter Phasenfehler an den Ausgängen der Phasenvergleichsstufe bewirkt daher lediglich eine geringe Änderung in der Wirkung des spannungsgesteuerten Oszillators, während das Fehlersignal am Ausgang 1 der Phasenvergleichsstufe ein dekodiertes "0"-Datenbit anzeigt.
Der Ausgang Q des Flip-Flops 32 ist auf einem Takteingang C eines weiteren Flip-Flops 36 gekoppelt. Ein Ausgang Q des Flip-Flops 36 ist auf den zweiten Eingang des Exklusiv-ODER-Gatters 10 gekoppelt, während ein Dateneingang D des gleichen Flip-Flops an die Eingangsleitung 12 angekoppelt ist. Jede Umschaltung des Flip-Flops 32 in den rückgesetzten Zustand (d.h., der Ausgang Q dieses Flip-Flops 32 nimmt einen hohen Signalpegel an) taktet daher den Augenblickswert auf der Leitung 11 in das Flip-Flop 36. Wenn die von der Quelle 12 gelieferte digitale Information nach den Regeln des Bi-Phase-Split-Codes kodiert ist, so wird die dekodierte Form dieser Information am Ausgang Q des Flip-Flops 36 geliefert. Weiterhin bewirkt eine Änderung im Schaltzustand des Flip-Flops 36 eine Pegelinversion der kodierten Daten durch das Exklusiv-ODER-Gatter 10, was im folgenden noch genauer erläutert wird.
Ein Signal 38 im Zeittaktdiagramm nach Fig. 2 repräsentiert das am Ausgang 4 des spannungsgesteuerten Oszillators 28 gelieferte Signal. Ein Signal 40 repräsentiert das am Ausgang 1 der Phasenvergleichsstufe gelieferte Signal, xrährend ein Signal 42 das am Ausgang Q des Flip-Flops 32 gelieferte Datenausgangssignal repräsentiert. Bei dem Signal 42 handelt es sich um ein l-TRZ-Datenformat, das durch die erfindungs-
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gemäße Dekoder-Schaltungsanordnung aus nach dem Bi-Phase-Mark-Code kodierten, von der Quelle 12 gelieferten Daten dekodiert wird. Ein Signal 44 repräsentiert das am Ausgang Q des Flip-Flops 36 auftretende Signal, während ein Signal 46 das am Ausgang des NAND-Gatters 16 auftretende Signal repräsentiert. Bei dem letztgenannten Signal handelt es sich um das den nach dem Bi-Phase-Code kodierten ankommenden Daten zugeordnete Taktsignal, das durch die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung dekodiert ist.
Die Dekoder-Schaltungsanordnung nach Fig. 1 liefert ein Signal mit hohem Pegel am Ausgang Q des Flip-Flops 32 für ein ' dekodiertes "O"-Datenbit, wenn die ankommenden Daten nach den Regeln des Bi-Phase-Mark-Codes kodiert sind. Zur Dekodierung eines "1"-Datenbits liefert der Ausgang 1 der Phasenvergleichsstufe ein Signal mit hohem Pegel zum Dateneingang D des Flip-Flops 32, das durch das vom Ausgang 4 des spannungsgesteuerten Oszillators 28 (Signal 38) über den Inverter 30 kommende Signal in dieses Flip-Flop getaktet wird. Die Dekodierung eines "0"-Datenbits wird jedoch durch die Phasenvergleichsstufe bewirkt, welche durch das Fehlen eines Eingangsimpulses am Eingang 14 (Signal 26) verglichen mit einem positiven Sprung des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators (Signal 38) eine Fehlerbedingung anzeigt. Speziell ist an einer Flanke 38a des Signals 38 keine entsprechende Flanke der Impulse des Signals 26 vorhanden, da es sich dabei um ein "0"-Datenbit der nach dem Bi-Phase-Mark-Code kodierten Daten handelt. In diesem Fall fällt das Signal am Ausgang 1 der Phasenvergleichsstufe 20 auf einen durch eine Flanke 4 0a des Signals 40 festgelegten tiefen Pegel, wobei beim nächstfolgenden negativen Sprung des Signals 38 an einer Flanke 38b das Signal am Ausgang Q des Flip-Flops 32 mit einer Flanke 42a auf einen tiefen Pegel fällt. Damit entsteht am Ausgang der Dekoder-Schaltungsanordnung ein NRZ-11O"-Datenbit. Gleichzeitig mit dem Abfallen des Signals am Aus-
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gang Q des Flip-Flops 32 auf einen tiefen Pegel an der Kante 42a, steigt dessen Ausgang Q auf einen hohen Pegel. Dieser Sprung auf einen hohen Pegel am 'Ausgang Q des Flip-Flops 32 taktet den Augenblickswert des kodierten Signals (Signal 22) in das Flip-Flop 36 (Flanke 44a des Signals 44), wodurch der Pegel am zweiten Eingang des Exklusiv-ODER-Gatters 10 geändert wird, wodurch wiederum die Pegel des am Ausgang diesesGatters auftretenden Signals invertiert v/erden. Diese Pegelinversion bewirkt einen positiven Sprung am Ausgang des Gatters 10 an einer Flanke 24a des Signals-24, wodurch wiederum am Ausgang des Gatters 14 ein Impuls 27 mit einer Vorderflanke 26a erzeugt wird. Ein Sprung von· einem hohen zu einem tiefen Pegel am Ausgang des Exklusiv-ODER-Gatters 10 (Flanke 24b des Signals 24) ändert das Ausgangssignal des NAND-Gatters 16, wodurch ein Ausgangstaktimpuls 47 im richtigen Zeitpunkt dekodiert wird. Der Impuls 27 erfüllt wiederum die Betriebsbedingung der Phasenvergleichsstufe 20 in der Weise, daß das Signal am Ausgang 1 mit einer Flanke 40b auf einen hohen Pegel zurückkehrt .
Die vorbeschriebene Operationssequenz ist im rechten Teil von Fig. 2 durch die Richtung der Sequenz anzeigenden Pfeile sowie durch Sequenz-Schrittzahlen zusammengefaßt. Es ist darauf hinzuweisen, daß zwischen den einzelnen Schritten der Sequenz eine Ausbreitungszeitverzögerung in der Schaltung vorhanden ist, welche aus Übersichtlichkeitsgründen in der Zeichnung nicht dargestellt ist.
Wie oben bereits ausgeführt, ist bei einem nach dem Bi-Phase-Mark-Code kodierten Signal für ein "1"-Datenbit ein Sprung in Zellenmitte und für ein "0"-Datenbit kein Sprung in Zellenmitte vorhanden. Um festzustellen, ob in einer speziellen Zelle ein "1"- oder ein "O"-Datenbit vorhanden ist, muß
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in einem bestimmten Zeitpunkt hinter dem Zellenmittelpunkt (gewöhnlich in einem Punkt bei 3/4 der Zelle) eine Tastung durchgeführt werden. Dies ist auch zur Dekodierung von nach dem Bi-Phase-Space- und dem Bi-Phase-Split-Code kodierten Daten erforderlich. Es ist festzuhalten, daß für ein "O"-Datenbit ein einziger Sprung pro Bitzelle (an der Zellengrenze) und für ein "1"-Datenbit zwei Sprünge pro Bitzelle vorhanden sind. Weiterhin ist festzuhalten, daß im Signal 38 vier Sprünge pro Bitzelle am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 28 vorhanden sind. Der dritte Sprung des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators (beispielsweise Flanke 38b des Signals 38) liegt in einem Zeitpunkt von 3/4 der Zelle. In diesem Zeitpunkt wird das Signal am Ausgang der Phasenvergleichsstufe 20 in das Flip-Flop 32 getastet (das ist der Tastzeitpunkt).
Wie bereits oben ausgeführt, arbeitet die erfindungsgemäße Dekoder-Schaltungsanordnung für verschiedene und sich ändernde Geschwindigkeiten der über einen Datenkanal übertragenen kodierten Daten. Zu diesem Zweck werden die Werte der einzelnen Komponenten folgendermaßen gewählt:
R10 = 1 KOhm C10 = 220 pF
R12 = 30 KOhm C12 = 0,10 μΡ
R14 =120 KOhm C14 = 220 pF
R16 =1,8 KOhm
R18 = 10 KOhm
Der Bereich der Arbeitsgeschwindigkeit wird primär durch die Geschwindigkeit des spannungsgesteuerten Oszillators 28 im integrierten Schaltkreis mit phasenfester Schleife bestimmt. Beispielsweise bei Verwendung eines CMOS-Schaltkreises mit phasenfester Schleife, wie beispielsweise dem Schaltkreis mit der Typenbezeichnung MC 14046 der Firma Motorola können Daten von etwa 300 χ 10 Baud (Bits pro s)
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bis hinunter zu etwa 0,10 Baud dekodiert werden. Wird beispielsweise ein integrierter Schaltkreis mit der Typenbezeichnung MC 14046B AL der Firma Motorola verwendet,
3 so wird die obere Bereichsgrenze auf etwa 500 χ 10 Baud erweitert, wobei die untere Bereichsgrenze gleich bleibt. Diese Betriebsbereiche werden mit einer Betriebsspannung von 10 Volt für den integrierten CMOS-Schaltkreis realisiert. Wird allerdings die Betriebsspannung auf 15 Volt erhöht, so wird die obere Bereichsgrenze auf etwa 700 X 10 Baud erweitert, während die untere Bereichsgrenze gleich bleibt". Die obere Bereichsgrenze kann bei Verwendung eines TTL-Schaltkreises auf etwa 7,5 χ 10 Baud und bei Verwendung eines ECL-Schaltkreises auf etwa 40 χ 10 Baud erweitert werden.
Die vorstehend beschriebene Dekoder-Schaltungsanordnung eignet sich zur Dekodierung von über einen Informationskanal übertragenen Daten, welche nach den Regelndes Manchester-Codes kodiert sind. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung besitzt dabei die wesentliche Eigenschaft, daß sie kodierte Daten dekodieren kann, welche mit verschiedenen und sich ändernden Geschwindigkeiten über einen Informationskanal übertragen werden. Die kodierten Daten werden in einem Zeitpunkt von 3/4 der Zelle durch eine phasenfeste Schleife getastet, welche einen integrierenden Bestandteil der Dekoder-Schaltungsanordnung bildet. Darüber hinaus werden durch die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung auch den kodierten Daten zugeordnete Taktimpuse dekodiert.
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L e e r s e
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Claims (8)

  1. Patentansprüche
    Dekoder-Schaltungsanordnung zur Dekodierung von digitaler Information aus einem nach den Regeln des Bi-Phase-Codes kodierten Signals, gekennzeichnet durch einen Oszillator (28) zur Erzeugung eines Taktsignals mit einer Frequenz gleich der doppelten Frequenz der Datentakt-Folgefrequenz, durch eine das Taktsignal vom Oszillator (28) und das kodierte Signal aufnehmende Phasenvergleichsstufe (20) zur Erzeugung eines resultierenden Ausgangssignals, das ein Maß für den Phasenzusammenhang zwischen dem Taktsignal und dem kodierten Signal ist und das vom Oszillator (28) zur Erzeugung des Taktsignals mit entsprechender Phase und Frequenz aufgenommen wird, durch eine auf das Fehlen eines Sprungs in Zellenmitte von kodierten Daten ansprechende Schaltung (36) zur Erzeugung einer Signalpegelinversion in den auf den Eingang der Phasenvergleichsstufe (20) gegebenen kodierten Daten vor dem Ende des Zeitintervalls, in dem der Sprung fehlt, und durch eine vom Oszillator (28) und den codierten Daten angesteuerte Schaltung (36) zur Abgabe von dekodierten Daten.
  2. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die auf das Fehlen eines Sprungs in Zellenmitte von kodierten Daten ansprechende Schaltung (36) die Signalpegelinversion hält, bis ein nachfolgendes Fehlen eines Sprungs in einem Zellenintervall festgestellt wird.
  3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 und/oder 2, gekennzeichnet durch eine Impulse aus den Sprüngen des kodierten Signals erzeugende Schaltung (10, R10, C10, 14) mit
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    einem ersten, das kodierte Signal aufnehmenden Eingang, einem zweiten Eingang sowie einem ersten und einem zweiten Ausgang,
    durch eine Schaltung (20, R12, R14, D10, R16, C12) zur Erfassung von Phasenänderungen der Impulse mit einem ersten an den ersten Ausgang der die Impulse erzeugenden Schaltung angekoppelten Eingang (15), mit einem ersten, ein Oszillatorsignal liefernden Ausgang (4) und mit einem zweiten Ausgang (1), über den ein resultierendes den Phasenzusammenhang zwischen den Impulsen und dem Oszillatorsignal repräsentierendes Signal abgegeben wird, durch eine Speicherstufe (32) mit einem an den zweiten Ausgang der Schaltung zur Erfassung von Phasenänderungen angekoppelten Dateneingang (D), mit einem an den ersten Ausgang (4) der Schaltung zur Erfassung von Phasenänderungen angekoppelten Takteingang (C) und mit Ausgängen (Q, Q) zur Abgabe von dekodierten Daten, und durch eine Stufe (36) zur Invertierung des Pegels des kodierten Signals, wenn eine Null-Ziffer aus dem kodierten Signal dekodiert wird, die zwischen einen Ausgang (Q) der Speicherstufe (32) und den zweiten Eingang der die Impulse erzeugenden Schaltung gekoppelt ist.
  4. 4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, gekennzeichnet durch ein Gatter (16), das mit einem Eingang an den zweiten Ausgang der die Impulse erzeugenden Schaltung (10, R10, C10, 14) angekoppelt ist und dessen Ausgang dem kodierten Signal zugeordnete dekodierte Taktsignale liefert.
  5. 5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (20, R12, R14, D10, R16, C12) zur Erfassung von Phasenänderungen eine Schaltung mit phasenstarrer Schleife ist und die
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    Phasenvergleichsstufe (20) enthält, deren erster Ausgang (13) ein resultierendes Phasenvergleichssignal liefert und deren zweiter Ausgang den zweiten Ausgang (1) der Schaltung zur Erfassung von Phasenänderungen bildet.
  6. 6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (20, R12, R14, DlO, RI6, C12) zur Erfassung von Phasenänderungen den spannungscesteuerten Oszillator (28) enthält, dessen Eingang an aen ersten Ausgang (13) der Phasenvergleichsstufe (20) angekoppelt ist und dessen Ausgang den ersten Ausgang (4) der Schaltung zur Erfassung von Phasenänderungen bildet.
  7. 7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (20, R12, R14, D10, RI6, C12) zur Erfassung von Phasenänderungen ein zwischen den ersten Ausgang (13) der Phasenvergleichsstufe (20) und den Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators (28) gekoppeltes Filter (R12, R14, D10, R16, C12) enthält.
  8. 8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die invertierende Stufe (36) eine weitere, zwischen die Speicherstufe (32) und die Impulse erzeugende Schaltung (10, R10, C10, 14) gekoppelte Speicherstufe enthält, wodurch das kodierte Signal auf einem ersten Pegel liegt, wenn die weitere Speicherstufe in einem ersten Schaltzustand steht, und das kodierte Signal auf einem zweiten Pegel liegt, wenn die weitere Speicherstufe als Funktion der Dekodierung einer Null-Ziffer aus dem kodierten Signal in einen zweiten Schaltzustand gesetzt wird.
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