DE2905176A1

DE2905176A1 - Spannungskomparator

Info

Publication number: DE2905176A1
Application number: DE19792905176
Authority: DE
Inventors: James Graham Peterson
Original assignee: TRW Inc
Current assignee: Northrop Grumman Space and Mission Systems Corp
Priority date: 1978-02-14
Filing date: 1979-02-10
Publication date: 1979-08-16
Also published as: GB2014389B; JPS54117655A; US4147943A; FR2417112A1; JPH0264233U; FR2417112B1; GB2014389A

Description

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PATENTANWÄLTE ZENZ & HELBER ■ D 43OO ESiSEiJ 1 · AiVl RUKRSTE.'N 1 · TEL.: (02O1) 4126

Seite - JC - T 88

TRW INC.
10880 Wilshire Boulevard, Los Angeles, Kalifornien 90024, V.St.A.

Spannungskomparator

Die Erfindung bezieht sich auf einen Spannungskomparator und insbesondere einen sehr rasch arbeitenden empfindlichen Spannungskomparator, der zur Verwendung in logischen Schaltungen mit niedrigen Signalpegeln geeignet ist.

Eine wichtige Operation, die von vielen elektronischen Logikschaltungen ausgeführt werden muß, besteht im Vergleich der Amplitude von zwei Spannungen, wobei das sich ergebende Signal für die logische Schaltung geeignet sein muß. Diese Funktion kann einfach durch einen Differenzverstärker erfüllt werden, bei dem ein gegenüber einem vorgegebenen Nullpegel positives oder negatives Ausgangssignal angibt, welche der beiden anstehenden Spannungen hoher ist. Da zum Betreiben von Niedrigpegellogikschaltung ein Ausgangsspannungshub von wenigstens 200 mV benötigt wird, sind Verstärker mit hohem Verstärkungsfaktor notwendig, um die niedrigen Spannungsdifferenzen in der Größenordnung von 2 mV zu vergleichen. Wenn die festzustellende Differenzspannung relativ hoch und/oder die erforderliche Meßgeschwindigkeit relativ gering ist, kann diese einfache Lösung angemessen und ausreichend sein. Wenn dagegen

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die Differenzspannung nur in der Größenordnung von wenigen Millivolt oder darunter liegt und die Messung in wenigen Nanosekunden ausgeführt sein muß, ist es schwierig, die zur zuverlässigen Arbeitsweise erforderliche Schaltungsbandbreite zur Verfugung zu stellen. Dies gilt vor allem für solche Anwendungsfälle, die eine große Anzahl von Komparatoren erforderlich machen, z. B. bei parallelen Hochgeschwindigkeits-A/D-Umsetzern, bei denen der Schaltungsaufbau und die Arbeitsweise besonders einfach gehalten werden müssen.

Generell führen Methoden zur Verbesserung der Ansprechgeschwin— digkeit zu einer Verringerung der Empfindlichkeit. So ist es beispielsweise üblich, eine positive Rückkoppelung über einen Verstärker zu legen, um ihn rasch aus einem Zustand in den anderen umschalten zu können; jedoch wird dabei eine Totzone mit Bezug auf die Eingangsspannung geschaffen, so daß die Auflösung der Eingangsspannung verschlechtert ist.

Eine bekannte Möglichkeit der Beurteilung der relativen Arbeitsweise von Komparatoren besteht in einem Vergleich" effektiver Verstärkungs-Bandbreiten-Produkte (Transit-Frequenzen). Je höher die Transit—Frequenz ist, umso besser ist die Arbeitsweise des zugehörigen Komparators. Bekannte Komparatoren der oben beschriebenen Art haben Transit-Frequenzen in der Größenordnung von 300 bis 400 Megahertz, während die effektive Transit—Frequenz eines Ausführungsbeispiels der Erfindung in der Größenordnung von 30 Gigahertz liegt.

Es ist bekannt, daß das Ansprechverhalten bzw. die Empfindlichkeit eines Komparators der oben beschriebenen Art mit positiver Rückkoppelung dadurch verbessert werden kann, daß die positive Rückkoppelung nur nach Anlegen der Differenzspannung unter Verwendung eines Abtast- oder Taktimpulses angelegt wird, wodurch das durch die positive Rückkoppelung hervorgerufene Problem der toten Zone ausgeräumt wird. Ein solcher Komparator hat einewesentlich verbesserte Transit-Frequenz, und zwar bis zu einer Größenordnung von 25 Gigahertz, ein Wert, der immer

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noch unter demjenigen der Erfindung liegt. Außerdem bietet der erfindungsgemäße Komparator bei gleichem baulichen Aufwand eine wesentlich höhere EingahgSpedanz, die den etwa 3- bis 5-fachen Wert der Eingangsimpedanz von Ruckkoppelungskomparatoren mit Abtastimpulsen bekannter Ausführung hat.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen extrem empfindlichen Hochgeschwindigkeitskomparator zur Verfugung zu stellen, der logische Signale zur Verwendung in Niedrigpegellogikschaltungen erzeugt.

Zu diesem Zweck wird erfindungsgemäß eine zwar gering verstärkende, jedoch rasch ansprechende Gilbert-Gain-Zelle in Verbindung mit einer getakteten Verriegelungsschaltung zur Schaffung eines sehr empfindlichen Hochgeschwindigkeitskomparators benutzt. Die Bestimmung von Spannungsdiffer.enzen kleiner als ein Millivolt in Zeiten von etwa 7 Nanosekunden zur Erzeugung von Niedrigpegellogiksignalen für Systeme, die Logiksignal—Spannungs— hübe in der Größenordnung von 200 bis 400 Millivolt erforderlich machen, kann mit Hilfe der Erfindung erreicht werden.

Die Gilbert-Gain-Zelle arbeitet im Strombetrieb, d. h. ein konstanter Betriebsstrom wird nach Maßgabe der Eingangs-Differenzspannung in zwei Teilströme aufgeteilt. Wenn die Eingangsspannungsdif f er enz zunimmt, nimmt auch der Strom in einem Stromzweig zu, während der Strom im anderen Zweig abnimmt. Die beiden Ströme werden durch zwei Widerstände geleitet, und die sich ergebende Spannungsdifferenz wird an eine Verriegelungsschaltung angelegt, welche auf die Polarität der an sie angelegten Differenzspan— nung anspricht und synchron mit einem Taktimpuls den zugehörigen Logikzustand schaltet.

Wie-oben erwähnt ist es bekannt, eine Zweischrittmethode mit einem Spannungsverstärker und einer Impuls-getasteten Rückkoppelungsschleife zur Verriegelung der Ausgangsspannung zu benutzen. Die Verwendung der erfindungsgemäß vorgesehenen

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Gilbert—Gain-Zelle führt jedoch zu einer wesentlich höheren Eingangsimpedanz (der 3·ϊ· bis 5-fache Wert im Vergleich zu dem bekannten Spannungsverstärkersystem), und zwar, allgemein gesprochen, aufgrund der Verringerung des Miller-Effekts und des verringerten Stroms in den Eingangstransistoren. Die effektive Transitfrequenz (Verstärkungs-Bandbreiten-Produkt) eines erfindungsgemäß aufgebauten Komparators liegt etwas höher als diejenige von Komparatoren bekannter Ausführung.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 ein schematisches Schaltbild eines Ausführungsbeispiels des Komparators; und

Fig. 2 ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der zum Komparator gehörigen Verriegelungsschal— tung.

Die vier Grundbausteine des erfindungsgemäßen Komparators sind: Eine Gilbert-Gain-Zelle, deren Komponenten in dem in Fig. 1 gestrichelt dargestellten Block 100 gezeigt sind, einen im gestrichelt dargestellten Block 101 gezeigten Eingangsdifferenzverstärker, eine Ausgangsverriegelungsschaltung im Block 102 und eine Einrichtung - Block 103 - zum Umschalten zwischen den beiden Betriebszuständen des Komparators. Die Schaltung gemäß Fig. 1 erhält über einen Regler 104, der einen Transistor 14 und einen Widerstand 13 enthält, einen konstanten Versorgungsstrom.

Wie weiter unten genauer beschrieben werden wird, fließt dieser Versorgungsstrom entweder durch einen Transistor 17 und die Verriegelungsschaltung 102 oder über Transistoren 15 und 16 und durch den Verstärker 101 und die Gilbert-Gain-Zelle 100, wobei der Stromweg vom Zustand eines an die Transistoren 15, 16 und 17 angelegten "Takt"—Signals abhängig ist. Die Bedingung, bei

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der Versorgungsstrom durch die Transistoren 15 und 16 fließt, wird "Folgebetrieb" genannt, und die Bedingung, bei der der Strom durch den Transistor 17 fließt, wird "Verriegelungsba— tr ieb" genannt.

Im Folgebetrieb sind der Eingangsverstärker 101 und die Gilbert-Gain—Zelle 100 wirksam, verstärken eine analoge Eingangsdifferenz— spannung an den Eingängen 1 und 2 und entwickeln eine verstärkte Spannungsdifferenz V1-V2, welche die gleiche Polarität wie die Eingangsspannung besitzt.

Im Verriegelungsbetrieb nimmt die bistabile Verriegelungsschaltung 102 den der Polarität von V1-V2 im unmittelbar vorhergehenden "Folgebetrieb" entsprechenden Zustand an. Die Verriegelungsschaltung 102 verriegelt nicht nur die von der Gilbert—Gain-Zelle erzeugte Differenzspannung V1-V2, sondern erhöht sie auch auf einen brauchbaren Pegel. Die Amplitude der Ausgangsspannung des Komparators, die an den Ausgangsanschlüssen 1 und 2 erscheint, ist in der Größenordnung von 200 bis 400 Millivolt im "Verriegelungsbetrieb", und diese Signalamplitude reicht als Logiksignal in Niedrigpegel-Differenzlogiksystemen aus.

Der Betrieb des Komparators wird vom CLOCK-Signal gesteuert, das an die Basiselektroden der Transistoren 15, 16 und 17 angelegt wird. Wenn CLOCK wahr ist, so befindet sich der Komparator im Folgebetrieb, und wenn CLOCK unwahr (CLOCK wahr), so ist der Komparator im Verriegelungszustand. Das an den Ausgangsanschlüssen des Komparators im Verriegelungszustand erscheinende Binärsignal wird von der Polarität des Signals an den Eingangsanschlüssen 1 und 2 unmittelbar vor dem Augenblick bestimmt, an dem CLOCK von wahr auf unwahr umschaltet. Nachfolgende Änderungen in der Polarität des Eingangssignals haben keinen Einfluß auf das Ausgangssignal des Komparators, bis das CLOCK-Signal wieder von unwahr auf wahr wechselt. Der beschriebene Komparator tastet dann tatsächlich das analoge. Eingangssignal zum Zeitpunkt des Übergangs des CLOCK-Signals vom wahren zum unwahren Zustand ab und liefert ein stabiles Binärsig-

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nal, dessen Polarität von der Polarität des analogen Eingangssignals zum Zeitpunkt des Wechsels von CLOCK in den unwahren Zustand abhängig ist.

Der Aufbau und die Betriebsweise des beschriebenen Komparators werden nachfolgend zunächst anhand des Folgebetriebs des Komparators erläutert, wobei die Gilbert-Gain-Zelle 100 und der Eingangsverstärker 101 wirksam sind, und danach wird der Verriegelungsbetrieb beschrieben, bei dem die Verriegelungsschaltung 102 die Steuerung übernimmt.

Die Gilbert-Gain-Zelle 100 ist ein Verstärker, welcher im Strombetrieb arbeitet, d. h. die Zelle bewirkt eine Stromverstärkung anstatt einer Spannungsverstärkung. Die Zelle ist durch.eine relativ niedrige Verstärkung, jedoch ein sehr rasches Ansprechen gekennzeichnet. Der Aufbau der Zelle ist einfach und für große integrierte Schaltungssysteme geeignet. Die Gilbert-Gain-Zelle weist 2 Transistoren 24 und 25 auf, welche mit Hilfe einer V-Vorspannung in ihren linearen Kennlinienbereichen vorgespannt sind. Die Vorspannungsquelle für die V-Vorspannung ist in der Schaltung gemäß Fig. 1 nicht gezeigt, da sie in herkömmlicher Weise ausgebildet sein kann. Bei dem beschriebenen bevorzugten Ausführungsbeispiel der Gilbert-Gain-Zelle haben die Transistoren 24 und 25 im wesentlichen identische Kennlinien. Die Kollektoren der Transistoren 24 und 25 sind an die Betriebsspannung V über im wesentlichen gleiche Lastelemente iryForm von Widerständen 18 und 19 .angeschaltet, welche die Zellen-Ausgangs spannung V1-V2 entwickeln.

Die Emitter der Transistoren 24 und 25, welche die Signaleingangsanschl.üsse der Gilbert-Gain-Zelle bilden, sind mit den Ausgangsanschlüssen des Differenzverstärkers 101 (den Kollektoren der Transistoren 20 und 21) und von dort mit einer einen im wesentlichen festen Strom liefernden Quelle verbunden.

Der Widerstand 13 und die Spannung ^V _REF> die über den Tran-

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sistor 14 angelegt wird, bilden einen Stromregler, der normalerweise als Konstantstromquelle bezeichnet wird und zur Vor— beaufschlagung des Verstärkers 101 und der Zelle 100 mit einem Konstantstrom dient. Dieser Strom wird im Folgebetrieb in zwei Teile aufgeteilt, von denen der eine durch den Transistor 15 und der andere durch den Transistor 16 fließt. (Wie oben erläutert, ist im Folgebetrieb CLOCK wahr und CLOCK unwahr, so daß die Transistoren 15 und 16 leitend sind und der Transistor 17 gesperrt ist.) Die verwendete CLOCK-Spannung ist nicht so hoch, daß diese Transistoren in den Sättigungszustand gelangen, und unter dieser Bedingung bestimmt der Widerstand 28 die durch die Transistoren 24 und 25 über die Signaleingangsanschlüsse der Gilbert-Gain-ZelIe fließenden Anteile des Gesamtstroms. Wie dem Fachmann bekannt ist, wird die Verstärkung einer Gilbert-Gain-Zelle bestimmt von dem Verhältnis der Summe der durch die Eingangsanschlüsse fließenden Ströme zu dem über den gemeinsamen Anschluß fließenden Strom, d. h. von dem Verhältnis des Gesamtstroms durch die Transistoren 24 und 25 zum Gesamtstrom durch die Transistoren 22 und 23. Dieses Verhältnis kann durch geeignete Einstellung oder Auswahl des Widerstandes 28 vorgegeben werden. Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel des Komparators kann durch den gemeinsamen Anschluß (über Transistor 16) der 3- bis 5-fache Strom der Eingangsanschlüsse (über den Transistor 15) fließen.

Zwei kreuzgekoppelte Transistoren 22 und 23 sind kollektorseitig mit den Kollektoren der Transistoren 25 bzw. 24 verbunden und sind mit ihren Basis-Elektroden an die Emitter der Transistoren 24 bzw. 25 angeschlossen. Die Emitter der Transistoren 22 und 23 sind zusammengeschaltet und über den Transistor 16 mit der KonstantetromquelIe verbunden. Wie oben beschrieben, ist der durch den Transistor 16 fließende Strom ein vorgegebener Teil des von der Konstantstromquelle 104 gelieferten Gesamtstroms.

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Die Transistoren 20 und 21 bilden einen Eingangsverstärker, der eine kleine Differenz in der Eingangsspannung in eine Stromdifferenz über die Eingangsanschlüsse der Gilbert-Gain—Zelle umsetzt. Dieser Strom wird sodann von der Gilbert-Gain—Zelle verstärkt. Wenn die Spannung am Eingang 1 gleich der Spannung am
Eingang 2 ist und die Transistoren in der Schaltung angepaßt
sind, so ist das Ausgangssignal (VI—V2) der Gilbert—Gain—Zelle
gleich null, da der über den Transistor 15 zugeführte Strom
unter den Transistoren 20 und 21 gleich aufgeteilt wird.

Wenn die Spannung am Eingang 1 relativ zu derjenigen am Eingang zunimmt, so nimmt der Strom durch den Transistor 20 zu und derjenige durch den Transistor 21 ab. Der Strom durch den Transistor 24 steigt daher, und die Spannung an der Basis des Transistors 22 sinkt ab, wodurch weniger Strom durch den Transistor 22 fließt. Die Wirkung auf die Transistoren 23 und 25 ist entgegengesetzt, so daß bei im wesentlichen gleichbleibendem Gesamtstrom durch den Verstärker und die Gilbert-Gain-Zelle der Strom durch den Widerstand 18 (das ist die Summe der Ströme durch die Transistoren 23 und 24) erhöht und der Strom durch den Widerstand (das ist die Summe der Ströme durch die Transistoren 22 und 25) verringert werden. Die Spannungsverstärkung zwischen den Eingängen 1 und 2 und den Ausgängen 1 und 2 ist relativ gering,
bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel etwa 7. Ein Vorteil
dieser Anordnung besteht darin, daß sie sehr rasch auf Änderungen der angelegten Differenzspannung anspricht. Ein anderer Vorteil der Verwendung einer Gilbert-Gain—Zelle in dieser Gesamtanordnung besteht darin, daß die Transistoren 24 und 25 eine
sehr niedrige Impedanz zu den Transistoren 20 und 21 hin haben, so daß der Miller-Effekt auf die Transistoren des Eingangsverstärkers 101 sehr niedrig und demzufolge auch die Eingangskapa— zität sehr gering ist. Außerdem besteht ein Vorteil darin, daß
der Vorstrom im Verstärker 101 gering gehalten ist, was zu einer Vergrößerung der Eingangsimpedanz führt.

Während die Schaltung in dem zuvor beschriebenen Folgebetrieb
rasch anspricht und eine hohe Eingangs'impedanz hat, ist sie ;

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als Niedrigpegelkomparator nicht gut geeignet, da ihre Ausgangsdifferenzspannung V1-V2 zur Verwendung als Logiksignal zu gering ist. Dieser Nachteil wird bei dem beschriebenen Komparator dadurch ausgeräumt, daß eine Verriegelungsschaltung vorgesehen ist, welche unter der Steuerung des Taktsignals steht und die anfängliche Bestimmung der Spannungsdifferenz nicht merklich verlangsamt oder die Eingangsimpedanz herabsetzt. Vielmehr besteht der wesentliche und vorteilhafte Ef- : fekt dieser Verriegelungsschaltung in der Erhöhung und Aufrech terhaltung der Amplitude der Ausgangsdifferenzspannung auf einen von zwei logischen bzw. binären Pegeln. Bei Nie— drigpegeldifferenzlogikschaltungen entspricht dies einer Differenzspannung von 200 bis 400 Millivolt. Die Verriegelungsschaltung 102 ist mit den Lastwiderständen 18 und 19 am .Ausgang der Gilbert—Gain—Zelle verbunden und nur eingeschaltet, nachdem der Verstärker und die Gilbert-Gain—Zelle die Ein— gangsspannungsdifferenz an den Eingängen 1 und 2 auf eine Spannung V1-V2 verstärkt haben, deren Polarität von der Polarität der Eingangsdifferenzspannung bestimmt ist.

Daher arbeitet der beschriebene Komparator anfänglich im Fol— gebetrieb, bei dem das CLOCK-Signal wahr ist und der Eingangsverstärker 101 und die Gilbert-Gain-Zelle 100 wirksam sind und an den Eingangsanschlüssen 1 und 2 anstehende analoge Signale verstärken. Das Eingangssignal wird verstärkt und erscheint als Spannung V1-V2 an den Ausgangsanschlüssen der Gilbert-Gain—Zelle, nämlich an den Kollektoren der Transistoren 24 und 25. Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel des Komparators führt eine Differenzspannung von einem Millivolt an den Eingangsanschlüssen 1 und 2 zu einer Zellen-Ausgangsspan-·" nung V1-V2 von 7 Millivolt. Die Ausgangsspannung V1-V2 erscheint eine sehr kurze Zeit nach dem Anlegen der Eingangs— differenzspannung, z. B. nach etwa 7 Nanosekunden bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel.

Nachdem der Anfangsvergleich im Folgebetrieb beendet ist, wird der Komparator beim Wechseln auf CLOCK-unwahr bzw. CLOCK-

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wahr in den Verriegelungsbetrieb umgeschaltet. Da durch CLOCK-wahr der Transistor 17 leitend wird, kann Strom durch die Transistoren 26 und 27 fließen, welche die Verriegelungsschaltung 102 bilden. Auch hier wird wiederum der Gesamtstrom durch das über den Transistor 14 wirksame V₀₁₁,,, und den Widerstand 13 bestimmt, er fließt jedoch nicht durch die Transistoren 15 und 16 sondern durch den Transistor 17. Der Strom wird nicht gleichmäßig unter den Transistoren 26 und 27 aufgeteilt, sondern entweder der Transistor 27 oder der Transistor 26 zieht je nach der Polarität an den Ausgangsanschlüssen V. und V„ mehr Strom.

Die Transistoren 26 und 27 sind als zweistufiger Verstärker in Emitterschaltung mit 100% EücJckoppelung geschaltet. Ein solcher Verstärker hat nur zwei stabile Zustände: Entweder der Gesamtstrom fließt durch den einen der Transistoren oder der Gesamtstrom fließt durch den anderen Transistor, wobei der Verstärker rasch von einem zum anderen Zustand umschaltet, sobald.· der Strom nach Durchschalten des Schal!transistors 17 durch die Transistoren 26 und 27 fließt» Wenn zum Zeitpunkt des Durchschaltens des Transistors 17 wegen im vorausgegangenen Folge— betrieb unterschiedlichen Strömen in den Widerständen 18 und 19 Vl größer als V2 ist, so nimmt die Verriegelungsschaltung 102 rasch den Zustand ein_? bei dem der Transistor 27 den gesamten durch den Transistor 17 fließenden Strom durchläßt, während der Transistor 26 voll gesperrt ist. Die dadurch hervorgerufene Erhöhung im Strom-Ungleichgewicht in den Widerständen 18 und 19 führt zu einem Anstieg der Differenzspannung V1-V2 auf den Pegel eines binären Logiksignals für eine Niedrigpegeldifferenzlogik j d» h. 200 bis 400 Millivolt. Wenn dagegen V2 größer als Vl ist, führt das Strom-Ungleichgewicht in den Widerständen 18 und 19 zu dem entgegengesetzten Binärzustand an den Ausgängen 1 und 2« Dieses Binärsignal wird an den Ausgangs— anschlüssen unabhängig von nachfolgenden Änderungen der Eingangsspannung gehalten, bis das CLOCK-Signal wieder wahr wird und der Komparator wieder in seinen Folgebetrieb eintritt«

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Das in den unwahren Zustand wechselnde CLOCK-Signal erzeugt dann ein neues logisches Ausgangssignal entsprechend der Polarität der Eingangsspannung zum Zeitpunkt der Umschaltung aus dem Folgebetrieb in den Verriegelungsbetrieb (CLOCK wahr nach CLOCK unwahr).

Die Arbeitsweise des beschriebenen Komparators gemäß Fig. 1 im Verriegelungsbetrieb beruht darauf, daß die Basis des leitenden Verriegelungstransistors (26 oder 27) auf einem höheren Potential als dessen Kollektor ist. Wenn auch diese Bedingung den langsamen Betrieb der Verriegelungsschaltung nicht berührt, verlangsamt eine solche Durchlaßvorspannung der Kollektordiode eines TransistorsSessen leitenden Zustand die Geschwindigkeit, mit der dieser Transistor gesperrt werden kann, da die'überschüssige Ladung in der Nähe der Kollektordiode vor dem Sperren des Transistors abgeführt werden muß. Ein alternatives Ausführungsbeispiel der Ausgangsverriegelungsschaltung für den beschriebenen Komparator ist in Fig. 2 gezeigt, bei der dieses Problem dadurch ausgeräumt ist, daß zwei zusätzliche Transistoren vorgesehen sind, welche die Basis des leitenden Verriegelungstransistors auf einem niedrigeren Potential halten. Teile der Gilbert-Gain-Zelle 100 und der Takteinrichtung 103 sind auch in Fig. 2 gezeigt, die damit deutlich macht, wie die abgewandelte Verriegelungsschaltung 102' mit den anderen Komponenten der Schaltung verbunden wird.

Die Ausgangsverriegelungsschaltung 102' gemäß Fig. 2 weist zwei Verriegelungstransistoren 26' und 27' auf, welche den Transistoren 26 und 27 des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 1 entsprechen. Statt der direkten Koppelung des Kollektors des Transistors 26' mit der Basis des Transistors 27· sowie des Kollektors des Transistors 27' mit der Basis des Transistors 26' wie bei der Schaltung 102 gemäß Fig. 1 ist eine Koppelung über Emitterfolger vorgesehen, die aus Transistoren 30 und 31 und Widerständen 32 und 33 bestehen«, Da die Basis-Eirii'tterspan-

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nung der Transistoren 30 und 31 in der Größenordnung von 0,5 Volt liegt, ist die Basis des leitenden Transistors (26· oder 27') im Verriegelungsbetrieb auf einem um 0,5 Volt niedrigeren Potential als der entsprechende Transistor in der Verriege lungsschaltung 102 gem. Fig. 1. Diese Verringerung um 0,5 Volt reicht aus, um au verhindern, daß die Kollektordiode des eingeschalteten Verriegelungstransistors in Durchlaßrichtung vorgespannt wird, wodurch die Arbeitsweise des !Comparators verlangsamt wird.

Durch Kombinieren der sehr empfindlichen und rasch ansprechenden Gilbert-Gain-Zelle mit einer getakteten Verriegelungsschaltung wird daher ein extrem empfindlicher und schneller Komparator geschaffen, der binäre bzw. logische Signale 'zur Verwendung in Niedrigpegeldifferenzlogikschaltungen erzeugt.

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Claims

2905Ί76 PATENTANWÄLTE ZENZ & HELBER · D 4300 ESSE-N 1 · AM RUHRSTl=IN 1 · I"£L.: (02 01) 4126 87 Seite - * - T 88 Ansprüche

1.) Spannungskomparator, der in zwei Zuständen betrieben wird, dadurch gekennzeichnet, daß zum Umschalten des Komparators in die beiden Zustände eine Schalteinrichtung (Io3) vorgesehen ist, daß mit der Schalteinrichtung (Io3) eine in dem ersten Zustand des Komparators wirksame Signaleingabestufe (101) gekoppelt ist, die in Abhängigkeit von einer an ihr anliegenden Eingangsspannungsdifferenz erste und zweite Teilströme erzeugt, daß ferner mit der Signaleingabestufe (lOl) ein in dem ersten Zustand des Komparators wirksamer- Differenzstromverstärker (100) verbunden ist, der die Differenz zwischen den ersten und zweiten Teilströraen verstärkt, daß mit dem Diffe~ renzstromverstärker (100) eine Lastschaltung (18, 19) verbunden ist, welche eine Differenzspannung (V1-V2) als Punktion der verstärkten Differenz zwischen den ersten und zweiten Strömen erzeugt, und daß mit der Lastschaltung (18, 19)eine im zweiten Zustand des Komparators wirksame Verriegelungsschaltung (102) gekoppelt ist, die beim Umschalten des Komparators in den zweiten Zustand die Differenzspannung (V1-V2) erhöht und verriegelt.

2» "Spannungskomparator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Differenzstromverstärker (100) erste und zweite Schaltungselemente (24, 25) zur Kopplung der ersten und zweiten Teilströme von der Signaleingabestufe (IOD zur Lastschaltung (18, 19), ferner ein drittes Schaltungselement

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(16) zur Koppelung eines dritten Stroms zum Differenzstromverstärker (100), auf die Differenz zwischen den ersten und zweiten Teilströmen ansprechende vierte Schaltungselemente zum Aufteilen des dritten Stroms in vierte und fünfte Teilströme und Mittel zum Addieren des vierten Teilstroms zum ersten Teilstrom und des fünften Teilstroms zum zweiten Teil — strom aufweist, wobei die Anordnung so getroffen ist, daß die Differenz der zur Lastschaltung übertragenen Ströme größer als die Differenz der beiden ersten und zweiten Teilströme ist.

3. Spannungskomparator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet , daß ein Stromregler (104, 28) vorgesehen ist, der den dritten Strom und die Summe der ersten und zweiten Teilströme im ersten Zustand des !Comparators im wesentlichen konstant hält.

4. Spannungskomparator nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet , daß die ersten und zweiten Schaltungselemente erste (24) und zweite (25) Transistoren sind, deren Emitter jeweils mit der Signaleingabestufe (101) und deren Kollektoren jeweils mit Lastschaltung (18, 19) verbunden sind, daß die vierten Schaltungselemente durch dritte (22) und vierte (23) Transistoren gebildet sind, deren Emitter mit dem dritten Schaltelement (16), deren Basiselektroden mit den Emittern der ersten (24) bzw. zweiten (25) Transistoren und deren Kollektoren mit den Kollektoren der zweiten (25) bzw. ersten (24) Transistoren verbunden sind.

5. Spannungskomparator nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Verrie— gelungsschaltung (102) fünfte (26) und sechste (27) Transistoren aufweist, wobei die Basis des fünften Transistors (26) mit dem Kollektor des sechsten Transistors (27) und die Basis des sechsten Transistors mit dem Kollektor des fünften Transistors und die Emitter der fünften und sechsten Transistoren

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miteinander verbunden sind.

6. Spannungskomparator, dadurch gekennzeichnet, daß ein Stromverstärker (100), der zwei Stromeingangs— anschlüsse, zwei Stromausgangsanschlüsse und einen gemeinsamen Anschluß aufweist, mit den beiden Stromeingangsanschlüssen an zwei Ausgangsanschlüssen eines Eingangsverstärkers (101) angeschaltet ist, daß zwei Lastelemente (18, 19) jeweils zwischen einem Ausgangsanschluß (Vl, V2) des Stromverstärkers (lOO) und einem ersten Stromversorgungsanschluß (V) angeord-

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net sind, daß ferner eine erste Schalteinrichtung zwischen einem zweiten Stromversorgungsanschluß (14, 104) und dem gemeinsamen Anschluß des Stromverstärkers (100) eingeschaltet ist, daß eine zweite Schalteinrichtung (15) zwischen dem zweiten Stromversorgungsanschluß (14, 104) und einem gemeinsamen Anschluß des Eingangsverstärkers (101) angeordnet ist, daß eine Verriegelungsschaltung (Io2) zwischen den beiden Lastelementen (18, 19) angeordnet ist, daß ferner eine dritte Schalteinrichtung (17) zwischen der Verriegelungsschaltung (102) und dem zweiten Stromversorgungsanschluß (14, 104) eingefügt ist und daß Mittel zur Ankoppelung einer Spannungsquelle an die Stronvversorgungsanschlusse vorgesehen sind, wobei die Anordnung so getroffen ist, daß der Eingangsverstärker (IOD und der Stromverstärker (100) in leitendem Zustand der ersten und zweiten Schalteinrichtungen (16, 15) derart wirksam sind, daß sie eine Differenzspannung (V1-V2) zwischen den Lastelementen (18, 19) in Abhängigkeit von einer Differenzspannung an den Eingangsanschlüssen des Eingangsverstärkers (101) erzeugen, und daß die Verriegelungsschaltung (102) in eingeschaltetem Zustand der dritten Schalteinrichtung (17) derart wirksam ist, daß sie die Differenzspannung (V1-V2) zwischen den Lastelementen (18, 19) erhöht und verriegelt.

7. Spannungskomparator nach Anspruch 6, dadurch gekenn ze ichnet , daß der Stromverstärker (101) einen

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ersten Transistor (24), dessen Emitter und Kollektor mit jeweils dem ersten der Stromeingangs- bzw. Stromausgangsanschlüsse verbunden sind, einen zweiten Transistor (25), dessen Emitter und Kollektor jeweils mit dem zweiten der Stromeingangs- bzw. Stromausgangsanschlüsse verbunden sind, einen dritten Transistor (22), dessen Basis mit dem ersten "S'tromeingangsanschluß, dessen Kollektor mit dem zweiten Stromausgangsanschluß und dessen Emitter mit dem gemeinsamen Anschluß des Stromverstärkers (100) gekoppelt sind und einen vierten Transistor (23) aufweist, dessen Basis mit dem zweiten Stromeingangsanschluß, dessen Kollektor mit dem ersten Stromaus— gangsanschluß und dessen Emitter mit dem gemeinsamen Anschluß des Stromverstärkers (100) verbunden sind.

8. Spannungskomparator nach Anspruch 6 oder 7, dadurch ge_ kennzeichnet , daß ein Stromregler (104, 28) zur-Steuerung des den Stromverstärker (100) durchfließenden Stroms vorgesehen ist.

9. Spannungskomparator nach einem der Ansprüche 6 - 8 , dadurch gekennzeichnet, daß die ersten, zweiten und dritten Schalteinrichtungen jeweils aus einem Transistor (16, 15, 17) bestehen, die so ausgelegt sind, daß sie im leitenden Zustand der Schalteinrichtung unterhalb des Sättigungsbereichs arbeiten.

10. Komparator, dadurch gekennzeichnet, daß ein Taktgeber, der ein Taktsignal mit ersten und zweiten Signalzuständen liefert, eine Stromversorgungseinrichtung (104, V), eine in Abhängigkeit von dem Taktsignal arbeitende erste Teilschal tung (16, 15), welche den Strom im ersten Signalzustand des Taktsignals selectiv leitet und in einen ersten Teilstrom und in einen zweiten Teilstrom aufteilt, ferner eine vom Taktsignal abhängig gesteuerte zweite Teilschaltung (17), welche in dem zweiten Signalzustand des Taktsignals Strom führt, eine

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von einer ersten Eingangsspannung und einer zweiten Eingangs— spannung abhängig gesteuerte dritte Teilschaltung (lOl), welche den zweiten Teilstrom in dritte und vierte Teilströme aufteilt, wenn das Taktsignal im ersten Signalzustand ist, eine vierte Teilschaltung (100), die von den dritten, vierten und ersten Teilströmen abhängig gesteuert ist und die dritten und vierten Teilströme verstärkt, eine von den verstärkten dritten und vierten Teilströmen abhängige fünfte Teilschaltung (18, 19), welche dritte und vierte Spannungen (Vl und V2) erzeugt, wobei die Differenz zwischen den dritten und vierten Spannungen der Differenz zwischen den ersten und zweiten Eingangsspannungen entspricht, und eine sechste Teilschaltung (102; 102') mit zwei stabilen Leitungszuständen vorgesehen sind, die in Abhängigkeit von der Polarität der Spannungsdifferenz (V1-V2) wirksam, ist und die Spannungsdifferenz erhöht, wenn sich das Taktsignal im zweiten Signalzustand befindet-

11. Komparator nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet , daß die vierte Teilschaltung (100) erste (24) und zweite (25) Bauelemente zum Durchkoppeln der dritten und vierten Teilströme zur fünften Teilschaltung (18, 19), ferner eine in Abhängigkeit von der Differenz zwischen den dritten und vierten Teilströmen wirksame Einrichtung zur Aufteilung des ersten Teilstroms in fünfte und sechste Teilströme und Mittel zum Ankoppeln der fünften und sechsten Teilströme an die fünfte Teilschaltung (18, 19) aufweist, wobei die dritten und fünften sowie die vierten und sechsten Teilströme jeweils additiv überlagert werden, so daß die Differenz zwischen der Summe der dritten und fünften Teilströme und der Summe der vierten und sechsten Teilströme größer als die Differenz zwischen den dritten und fünften Teilströmen ist.

12» Komparator nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet , daß die ersten und zweiten Bauelemente durch erste (24) und zweite (25) Transistoren gebildet sind, deren Emitter mit der dritten Teilschaltung (lOl) und deren Kollek— U α ο 3 3 / Q / Θ S/

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toren mit der fünften Teilschaltung (18, 19) gekoppelt sind, so daß die dritten und vierten Teilströme durch die ersten und zweiten Transistoren fließen.

13. Komparator nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet , daß dritte (22) und vierte (23) Transistoren vorgesehen sind, deren Basiselektroden mit den Emittern der ersten (24) bzw. zweiten (25) Transistoren und deren Kollektoren mit den Kollektoren der zweiten (25) bzw.· ersten (24) Transistoren gekoppelt sind.

14. Komparator nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet , daß die erste Teilschaltung fünfte

(16) und sechste (15) Transistoren zum Übertragen der ersten bzw. zweiten Teilströme aufweist und daß die zweite Teilschaltung aus einem siebten Transistor (17) besteht, wobei die Anordnung so getroffen ist, daß keiner der fünften, sechsten oder siebten Transistoren gesättigt wird, wenn er in leitendem Zustand ist.

15. Komparator nach einem der Ansprüche 10 bis 14, dadurch gekennzeichnet , daß ein Stromregler (104) vorgesehen ist, der in dem ersten Signalzustand des Taktsignals die ersten und zweiten Teilströme auf einem im wesentlichen konstanten Wert hält.

16. Komparator nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dauurch gekennzeichnet , daß die Verriegelungsschaltung (102; 102') einen ersten (26) und einen zweiten (27) Transistor aufweist, wobei die Basis des ersten Transistors mit dem Kollektor des zweiten Transistors und die Basis des zweiten Transistors (27) mit dem Kollektor des ersten Transistors (26) gekoppelt, die Kollektoren der ersten und zweiten Transistoren mit der Lastschaltung (18, 19) und die Eiaitter der beiden Transistoren (26, 27) gemeinsam an eine Schalteinrichtung (17) angeschaltet sind.

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17. Komparator nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltung (30, 32, 31, 33) zur Erzeugung einer Spannungsdifferenz zwischen dem Kollektor des ersten Transistors (26·) und der Basis des zweiten Transistors (27¹) und auch zwischen dem Kollektor des zweiten Transistors (27¹) und der Basis des ersten Transistors (26·) vorgesehen ist und diese Schaltung so ausgebildet ist, daß die Kollektordioden der ersten und zweiten Transistoren der Verriegelungsschaltung (102) nicht in Durchlaßrichtung vorgespannt sind.

18. Komparator nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die die Spannungsdifferenz erzeugende Schaltung dritte (30) und vierte (31) Transistoren enthält und die Spannungsdifferenz durch die Spannungsabfälle über die Basis-Emitter-Dioden der dritten und vierten Transistoren (30 und 31) gebildet wird.

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