DE2854134C2

DE2854134C2 - Schaltungsanordnung zum Herstellen von Abbildungen eines Objekts

Info

Publication number: DE2854134C2
Application number: DE2854134A
Authority: DE
Inventors: Samuel H. Palo Alto Calif. Maslak
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: HP Inc
Priority date: 1977-12-20
Filing date: 1978-12-15
Publication date: 1988-12-22
Also published as: DE2854134A1; JPS5816892B2; GB2097924A; JPS6227608U; GB2010482B; JPH0127769Y2; FR2412854A1; JPS5496286A; US4140022A; GB2097924B; FR2412854B1; GB2010482A; US4140022B1

Description

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jede Einrichtung zum Ableiten phasenverschobener Wechselspannungssignale folgende Elemente enthält:

einen Mischer (336) mit einem eisten mit einem Meßumformer (134) verbundenem Eingang und einem zweiten mit einem Oszillator (135) verbundenen Eingang und

einen zweiten Mischer (140) mit einem Eingang, der über ein Filter (138) mit dem ersten Mischer verbunden ist zur Auswahl eines der Seitenbänder, das durch den Überlagerungsvorgang im ersten Mischer erzeugt ist, und mit einem zweiten Eingang, der mit einem zweiten Oszillator (144) über einen Phasenwähler (142) verbunden ist, der ein Filter enthält, welches eines der Seitenbänder des zweiten Mischers durchläßt (Fig. 10).

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch

eine zweite Verzögerungsleitung (124) mit Anzapfungen, die wie die Anzapfungen der ersten Verzögerungsleitung (118) grob abgestuft sind, einen zweiten Mischer(114) mit einem mit dem Meßumformer verbundenen ersten Eingang, einen mit einem zweiten Eingang des zweiten Mischers verbundenen Oszillator, wobei der Ausgang des zweiten Mischers mit einer Anzapfung der zweiten Verzögerungsleitung verbunden ist,

eine Einrichtung zur Einstellung der Phase der zweiten Oszillatorfrequenz im Abstand von 90° gegenüber der Phase der ersten Oszillatorfrequenz und

- eine mit den Ausgängen der Verzögerungsleitungen verbundene Einrichtung (121,122,128, 130,132) zum Verknüpfen der Signale an deren Ausgängen (Fig. 9).

u+τη-τ

entsDricht. wobei

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Herstellen von Abbildungen eine:s Objekts gemäß dem Oberbegriff von Anpruch 1.

Derartige Schaltungsanordnungen werden insbesondere zum Erzeugen von Realzeit-Abbildungen von Teilen innerhalb des menschlichen Körpers verwendet. Durch die Wahl des Tastverhältnisses der den Meßumformern zugeführten Impulse der elektrischen Trägerwellen können die Druckwellen für jeden Impuls in einen Strahl umgeformt werden, der sich in irgendeine gewünschte Richtung erstreckt.

Bei solchen Systemen ist es erforderlich, die unterschiedlichen Laufzeiten der von dem abgebildeten

Objekt reflektierten Signale genau durch Verzögerungsglieder vor der Summierung dieser Signale zu kompensieren, da es sonst bei der Überlagerung nicht zu der gewünschten Signalverstärkung kommt. Gemäß US-PS 4140 022, DE-OS 2618178 und DE-OS 26 51786 ist es zu diesem Zweck bekannt, Verzögerungsleitungen zu verwenden, die eine Vielzahl relativ fein abgestufter Anzapfungen enthalten, so daß diskrete Verzögerungen für die zu summierenden Signale realisiert werden. Dabei können entweder eine ^^rielzahl von Anzapfungen auf einer einzigen Hauptverzögerungsleitung vorgesehen werden, oder es können mehrere einseitig verbundene Verzögerungsleitungsabschnitte durch schallbare Anzapfungen angesteuert werden. In allen diesen Fällen werden jedoch nur diskontinuierliche Verzögerungszeiten erreicht. Da eine möglichst gute Phasenkohärenz der zu summierenden Signale erforderlich ist, bedeutet dieses einen enormen Schaltnngsaufwand angesichts der nötigen Vielzahl von Anzapfungen.

Demgegenüber liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff von Anspruch 1 derart zu verbessern, daß das für die Signalverstärkung durch Summation erforderliche Maß an Phasenkohärenz der aus den reflektierten Dnickwellenimpulsen abgeleiteten Wechselspannungssignale in schaltungstechnisch einfacherer Weise, d. h. ohne die bisher erforderliche Feinabstufung der Anzapfungen der Verzögerungseinrichtung erreicht wird.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch das Kennzeichen von Anspruch 1. Dabei wird vor; der Erkenntnis ausgegangen, daß entgegen der bisher geübten Allgemeinpraxis die diskrete Verzögerungseinrichtung (Verzögerungsleitung mit Anzapfungen) so grob abgestuft wird, daß sie nicht die erforderliche Phasenkohärenz der Meßsignale bewirkt, solange es eine ausreichende Überlappung nicht phasengleicher Meßsignale gibt. Die erforderliche Phasenkohärenz wird erst durch die Zwischenschaltung von kontinuierlichen Phasenschiebern erreicht. Diese Phasenschieber können gemäß den Unteransprüchen in verschiedener Weise realisiert werden, beispielsweise auch durch Zwischenfrequenzumsetzer, denen phasenverschobene Oszillatorsignale zugeführt werden.

Aus dem Aufsatz »Wideband Array Antenna Using IF Time Delay Steering«, Oktober 1966, Rome Air Development Center, ist eine Radarantennenanordnung mit Sende/Empfängerpaaren bekannt, bei welcher die empfangenen Signale durch progressiv gestaffelte Abschnitte von Verzögerungsleitungen derart verzögert werden, daß sie am Summierungspunkt phasengleich und unverzerrt auftreten. Gemäß Fig. 2 werden die Meßsignale auf eine Zwischenfrequenz umgesetzt durch Mischer, die zwischen die Meßumformer und die Verzögerungsleitungsabschnitte geschaltet werden; Diesen Mischern werden Modulationsfrequenzen mit gleicher Phase zugeführt, wobei sich die Schwierigkeit ergibt, daß bei der Umsetzung auf eine Zwiscttenfrequenz die Phasenkohärenz verlorengeht, welche an sich durch die entsprechend fein abzustufenden Verzögerungsleitungsabschnitte erreicht würde. Um dieses zu vermeiden, werden den Mischern Modulationssignale mit individuellen Phasenverschiebungen zugeführt, so daß die bei der Zwischenfrequenziinisetzung erfolgende Phasenverschiebung kompensiert wird. Es geht jedoch nicht um die Korrektur einer mangelhaften Phasenkohärenz durch Grobabstufung der diskreten Verzögerungsglieder.

Bei der Lösung gemäß der Erfindung kann der Stand der Anschlüsse der Verzögerungsleitungen viel größer sein, als einem kleinen Bruchteil der Periode einer

Wechselspannungswelle entspricht. Es hat sich ein Abstand als vorteilhaft herausgestellt, der einer Verzögerung entspricht, die etwa die Hälfte der Dauer eines Impulses ist. Auch sind für irgendeinen Meßumformer nur ein oder höchstens einige Anschlußstellen erforder-

to lieh bei der Abtastung von einem minimalen zu einem maximalen Bereich, so daß das Auftreten von Störsignalen beim Umschalten der Anschlüsse praktisch ohne Wirkung bleibt.
Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet. Dabei kann die Frequenz des Oszillators so gewählt werden, daß der Frequenzbereich eines der Zwischenfrequenz-Seitenbänder der Mischerausgänge tief genug ist, um die Verwendung von billigeren elektrischen Verzögerungsleitungen zu gestatten, oder hoch genug, um die Verwendung von akustischen Oberwellen-Verzögerungsleitungen zu gestatten, weiche wesentlich billiger als elektrische Verzögerungsleitungen sind. Bei akustischen Oberflächen-Verzögerungsleitungen vereinfacht die Verwendung von Anschlüssen in größeren Abständen die Auslegung der Schaltungsanordnung, da weniger Anschlüsse störende Reflexionen hervorrufen.

Es sind also viele Systeme für Überlagerungsverfahren entsprechend der Erfindung verwendbar. Bei eini-

gen können eine doppelte Überlagerung und/oder inkrementale Verzögerungsleitungen verwendet werden. Bei anderen kann der Ausgang jedes Meßumformers mit dem Ausgangssignal des Oszillators mit komplementärer Phase überlagert werden, bevor das Signal getrennten Verzögerungsleitungen zugeführt wird.

Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung anhand der Zeichnungen erläutert: es stellen dar:
Fig. 1 schematisch eine Ultraschalleinrichtung

■to gemäß dem Stand der Technik,

Fig. 2 schematisch eine Anordnung und Signal verlaufe zur dynamischen Fokussierung gemäß dem Stand der Technik,
F i g. 3 eine Anordnung und Signalverläufe zur dynamischen Fokussierung unter Verwendung von Phasenschiebern gemäß der Erfindung,

F i g. 4 eine Anordnung und Signalverläufe zum dynamischen Fokussieren durch Überlagerung gemäß der Erfindung,

Fig. 5A schematisch einen Meßumformerkanal gemäß dem Stand der Technik,

Fig. 5B schematisch einen Meßkanal gemäß der Erfindung mit einer idealen Verzögerung,

Fig. 5C und 5D schematisch Meßkanäle gemäß der Erfindung mit ungenauen Verzögerungswerten,

Fig. 6 ein Diagramm zur Erläuterung der zeitlichen Veränderung der Verzögemng bei verschiedenen Meßumformern, wenn diese in einer Richtung von +45° bezüglich der Mittellinie einer Anordnung fokussiert werden,

Fig. 7 ein Blockschaltbild eines Teiles eines Ultraschallsysteme s, in welchem das Überlagerungsverfahren verwendet wird, um die Trägerfrequenz zu ändern und eine Phasenkohärenz herbeizuführen,

Fig. 7A schematisch eine Anordnung zur Verwendung einer akustischen Verzögerungsleitung in Fig. 7, Fig. 8 schematisch einen Abschnitt eines Ultraschallsystemes, bei welchem ein Überlagerungsverfah-

• ren verwendet wird und die Phase der Zwischenfrequenz geändert wird durch Phasenschieber,

Fig. 9 schematisch ein Ultraschallsystem, bei welchem eine komplementäre Phasentechnik verwendet wird,

Fig. 10 schematisch eine Anordnung zur zweifachen Signalüberlagerung und

F i g. 11 eine Anordnung zur zweifachen Signalüberlagerung mit einer inkrementalen Verzögerungsleitung.

Zur Erläuterung der maßgeblichen Gesichtspunkte wird zunächst ausgegangen von einem herkömmlichen Ultraschallsystem gemäß Fig. 1. Es enthält eine ebene Anordnung 2 aus Meßumformern, welche zur Übertragung akustischer Impulse und zu deren Aufnahme verwendet werden kann. Es ist eine Gruppe 4 von Verzögerungsleitungen vorgesehen, von denen jeweils ein Ende mit einem anderen Meßumformer und einem Anschluß verbunden ist, der wiederum mit einem Summierungspunkt S verbunden ist. Die Anordnung 2 ist im Kontakt mit einem Körper 6 dargestellt, der ein inneres Organ O enthält, welches geprüft werden muß. Mittels einer nicht dargestellten Einrichtung werden elektrische Wellen mit einigen Perioden und einer Trägerfrequenz IV₁. den Meßumformern derart zugeführt, daß diese Impulse aus Utrasrhallwellen der Trägerfrequenz w_c in den Körper 6 übertragen. Die zeitliche Relation, in welcher die Meßumformer der Anordnung 2 betätigt werden, bestimmt die Richtung und die Gestalt der Wellenfront des Strahls akustischer Energie, welche dadurch in den Körper gestrahlt wird. Wenn beispielsweise die Meßumformer der Anordnung 2 nacheinander und mit dem bodenseitigen Meßumformer beginnend betätigt werden, kann der Strahl in einer Richtung mit dem Winkel θ bezüglich der Mittellinie der Anordnung ausgesendet werden, so daß der Hauptteil der akustischen Energie in der Form einer Welle mit einer ebenen Wellenfront sich von der Anordnung 2 zwischen unterbrochenen Linien 10 und 12 wegbewegt. Statt einen Strahl akustischer Energie zu bilden, wäre es möglich, die Meßumformer derart zu betätigen, daß die Welle akustischer Energie eine gekrümmte Wellenfront hat. Bezüglich der Erfindung ist indessen die Art und Weise, in welcher akustische Energie in den Körper 6 übertragen wird, nicht ausschlaggebend.

In dem dargestellten Beispiel, bei dem ein Puls akustischer Energie in den Körper 6 mit einem Winkel θ übertragen wird, wird die empfangende Anordnung 2 nacheinander an Punkten/,,/₂,/₃ und/, fokussiert, bis ein maximaler Bereich erreicht wird. Dann wird ein anderer Impuls in einer geringfügig verschiedenen Richtung übertragen, und die Anordnung wird progressiv entlang dieser neuen Richtung fokussiert. Das Verfahren wird dann wiederholt, bis ein gewünschter Sektor abgetastet worden ist. Wenn die reflektierten Impulse akustischer Trägerwellen die Meßumformer erreichen, erzeugen sie entsprechende Impulse elektrischer TrägerweUen, die am Summierungspunkt S addiert werden, nachdem jeder Impuls in geeigneter Weise durch eine der Verzögerungsleitungen 4 verzögert worden ist. Die Spannung am Summierungspunkt S wird verwendet, um die Intensität des Elektronenstrahls in der Kathodenstrahlröhre 14 zu modulieren. Der Strahl der Kathodenstrahlröhre wird derart abgelenkt, daß er radialen Wegen entsprechend den verschiedenen Richtungen folgt, die durch den Fokussierungspunkt der Anordnung 2 abgetastet werden.

Eine perfekte Fokussierung erfordert, daß alle Zyklen der Trägerwelle der Impulse elektrischer Wellen von allen Meßumformern am Summierungspunkt genau in Phase eintreffen. Die Verzögerung T_h U), welche zur genauen Fokussierung jedes Meßumformers einer ebenen Anordnung erforderlich ist, kann definiert werden als die Verzögerung, welche ein Ausgangssignal

erzeugt, wenn ein Signal X U) dessem Eingang zugeführt wird. Dabei gilt:

U - T₁₁) h sin Θ

C²

In dieser Gleichung ist t die Zeit nach der Übertragung eines Impulses vom Zentrum der Anordnung, h der Abstand des Meßumformers von der Mittellinie der Anordnung, c die Durchschnittsgeschwindigkeit der akustischen Welle in dem untersuchten Körper, und Φ der Winkel zwischen der Mittellinie der Anordnung und der radialen Linie vom Zentrum der Anordnung zum Fokussierungspunkt. T₀ ist eine feste Verzögerung, die in jedem Meßumformerkanal enthalten ist und verhindert, daß die ideale Verzögerung T„(i) entsprechend Gleichung (1) jemals negativ wird.

Bei bekannten Anordnungen, beispielsweise in Fig. 1, kann die ideale Verzögerung T_h(i) brauchbar angenähert werden, wenn die Anschlüsse der Verzögerungsleitung nahe genug beeinander sind. Wenn beispielsweise die Zyklen einer Trägerfrequenz von 2,5 MHz innerhalb von ±22,5° der für die perfekte Fokussierung erforderlichen Phase liegen sollen, hätten die Anschlüsse zeitlich einen Abstand von 50 ns aufzuweisen, welcher Abstand räumlich nur sehr teuer zu realisieren wäre.

Es wird nun Bezug genommen auf die F i g. 2,3 und 4 zur Erläuterung von Vorteilen, die durch die Erfindung erreicht werden.

F i g. 2 stellt ein herkömmliches System dar, wie es bereits in Verbindung mit F i g. 1 erläutert wurde, in welchem Meßumformer TR₁ und 77?₂ mit den Enden von Verzögerungsleitungen Z)₁ bzw. D₂ verbunden sind. Die Anschlüsse auf den Verzögerungsleitungen haben einen Abstand, der einem Bruchteil der Länge einer Trägerwelle entspricht. Wenn die Anschlußschalter s_x und S₂ für ^d'^e Verzögerungsleitungen D_x und D₂ zufällig mit Anschlüssen verbunden sind, welche ideale Verzögerungen ergeben, treffen alle Wechselstromzyklen innerhalb der Impulse, die von den Meßumformern 7Ti₁ und TR₂ abgegeben werden, am Summierungspunkt S genau phasengleich ein, wie aus der Kurve I₂ hervorgeht. Es ist jedoch wahrscheinlicher, daß die Anzapfungsschalter S₁ und S₂ keine idealen Verzögerungen, sondern solche ergeben, die um einen kleinen Anteil einer Periode kleiner oder um einen kleinen Anteil einer Periode größer als die ideale Verzögerung sind, um Wellen W_x und W₁ zu erzeugen, die in der Phase nahe genug sind, um wirksam addiert zu werden. Aufgrund der Sicherstellung einer angemessenen Phasenkohärenz durch Justierung der Verzögerungen der durch die Meßumformer TR_x und 77J₂ erzeugten Wechselstromwellen beträgt die Impulsüberlappung der Signale W_x und W₂ nahezu 100%.
Anhand von Fig. 3 wird ein Aspekt der Erfindung

erläutert, nämlich die Verwendung von Phasenschiebern in Verbindung mit grob angezapften Verzögerungsleitungen, um die zum Fokussieren erforderliche Phasenkohärenz zu erreichen. In diesem Fall werden Phasenschieber Φι und Φ₂ zwischen Meßumformern 7Tf₁'und TR₂ und den entsprechenden Verzögerungsleitungen DJ und D₂ eingesetzt. Die Anschlüsse auf diesen Verzögerungsleitungen haben einen so großen Abstand voneinander, wie es im Hinblick auf die erforderliche Impulsüberlappung möglich ist, so daß mit Ausnahme seltener Umstände keine angemessene Phasenkohärenz der Perioden der Trägerwelle am Summierungspunkt eintreten kann. Falls beispielsweise ein Impuls mit einer idealen Verzögerung bei /₃ angezeigt wird, kann der Schalter ^₁ eingestellt werden, um eine geringere Verzögerung als der Schalter J₂ zu bewirken, so daß die entsprechenden Impulse W\ und W₁ am Surnmierungspunkt S' in der angezeigten Weise auftreten. Falls jedoch eine ausreichende Überlappung vorliegt, wie an der Stelle O dargestellt ist, und falls die Phasen der Trägerwellen durch die Phasenschieber Φ] und Φ₂ in geeigneter Weise ausgerichtet sind, können die Zyklen der Trägerwellen innerhalb der Überlappung zu einem nützlichen Signal addiert werden.

Fig. 4 erläutert das Überlagerungsprinzip, um eine Fokussierung gemäß der Erfindung zu erreichen. Die Meßumformer TR" und TR₂ sind mit einem Satz von Eingängen von Mischern AZ₁ bzw. M₂ verbunden, und Oszillatoren O₁ und O₂ sind entsprechend mit dem anderen Satz von Eingängen verbunden. Der Ausgang des jo Mischers M₁ ist durch einen Anschlußschalter j{ mit einem Eingangsanschluß auf einer Hauptverzögerungsleitung AiD und der Ausgang des Mischers M₂ durch einen Ansrhlußschalter .# mit einem anderen Eingangsanschluß auf der Hauptverzögerungsleitung MD verbunden. Die Anschlüsse befinden sich gemäß Fi g. 3 derart im Abstand voneinander, daß allgemein keine idealen Verzögerungen erhalten werden können. Wenn daher eine Zwischenfrequenzwelle mit einer idealen Verzögerung am Summierungspunkt S" auftritt (vgl. ^), können die Impulse der Zwischenfrequenzwellen von den Mischern M_x und M₂ am Summierungspunkt S" zu verschiedenen Zeitpunkten (vgl. W" und W₂) auftreten!

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird die Phasenkohärenz der Zwischenfrequenzwellen in dem überlappenden Abschnitt der Impulse sichergestellt durch entsprechende Einstellung der Phasenwinkel der Ausgangssignale der Oszillatoren O₁ und O₂ bezüglich der Winkel fl, und Q₂, die in einer noch zu beschreibenden Weise bestimmt sind.

Aus Fig. 5A geht schematisch ein Meßumformerkäcs] hervor, bei welchem das elektrische Signa!

EM cos (w_cr + <P*) (2)

von einem Meßumformer 20 durch eine Verzögerungsleitung 22 um einen idealen Betrag T_h(t) verzögert ist und dadurch am Summierungspunkt 5 ankommt in der Form¹

EhU - T„(t)) cos [w_c(t - TM) + *J. (3)

Dieses Signal ist phasengleich mit den durch alle anderen nicht dargestellten Meßumformer-Kanäle abgegebenen Signalen, falls deren Verzögerungsleitungen ideale Verzögerungen haben, die gemäß der Gleichung (1) berechnet sind und falls die Signale durch die Reflexion eines übertragenen Impulses von einem Ziel verursacht sind, das im Bereich c(t - T_o)/2 und im Winkel Θ_Η angeordnet ist. Der Phasenwinkel Q_h ist der Winkel zwischen akustischen Trägerwellen, die vom Zentrum der Anordnung ausgesendet wurden, und reflektierten akustischen Wellen, die an einem Meßumformer ankommen. Dieser Phasenwinkel ist für jeden Meßumformer verschieden, da die Wellen verschiedene Wege zu durchlaufen haben, aber dieser Unterschied wird genau ausgeglichen durch verschiedene Werte von TM-

Obgleich es in der Regel nicht der Fall ist, werden die Signale von allen Kanälen, die am Punkt 5 summiert werden, zum Zwecke der Erläuterung einem Mischer M zugeführt, wo sie mit dem Ausgangssignal cos w_ot eines Oszillators O überlagert werden. Es ist möglich, die Oszillatorfrequenz derart zu wählen, daß die gesamte Signalinformation sich in jedem Seitenband befindet. Falls das Signa! am Ausgang des Mischers M infolge des dargestellten Meßumformer-Kanals von den anderen Signalen getrennt werden könnte, hätte es ein oberej Seitenband (OSB)

O.S.B. = y E_h(t - TM) cos {w_ot + K(/ - TM) +*„]}

(4)
und ein unteres Seitenband (USB)

U.S.B. =-j E_h(t-TM) cos{_Klt-[_Wc(r-TM) +ΦΜ-

(5)

Diese Art der Überlagerung stört die Phasenkohärenz nicht, so daß die oberen Seitenbänder aller Kanäle die Phase haben, die durch Gleichung (4) bestimmt ist, und die unteren Seitenbänder die Phase haben, die durch die Gleichung (5) bestimmt ist.

Wie vorher dargelegt wurde, können es einzelne Ausführungsformen der Erfindung eif^roerlich machen, daß die Wellen von den Meßumformern vor den Verzögerungsleitungen überlagert werden. Falls dieses durchgeführt werden kann, so daß entweder ein oberes oder ein unteres Seitenband mit der gleichen Phase am Ausgang der Verzögerungsleitungen wie die oberen und unteren Seitenbänder gemäß Fig. 5A erzeugt wird, kann die erforderliche Phasenkohärenz erhalten werden.

In Fig. 5B ist schematisch ein Meßumformer-Kanal gemäß einem Aspekt der Erfindung dargestellt, bei dem ähnliche Bauteile wie in Fig. 5A durch die gleichen Nummern oder Buchstaben - mit einem Apostroph versehen - bezeichnet sind. Das durch den Meßumformer 20' abgegebene Signal ist das gleiche wie vorher, d. h. es entspricht Gleichung (2). Der Hauptunterschied ist, daß der Mischer M zwischen dem Meßumformer 20' und der Verzögerungsleitung 22' eingesetzt ist. In diesem Fall wird davon ausgegangen, daß der Oszillator O einen Phasenwinkel 6_h(t) hat, wogegen der Oszillator O in F i g. 5 A einen Phasenwinkel 0 hat. Bei der Berechnung der Phasenwinkel werden ganze Zahlen von Perioden außer Betracht gelassen, modulo 2 π rad, so daß der verbleibende Bruchteil einer Periode die Phase bestimmt. Im folgenden sollte Gleichheit zwischen Phasenwinkeln verstanden werden als Gleichheit modulo 2 π rad. Falls entsprechend dieser Erfindung die Bedingung erfüllt wird:

e*(/-7i(i)) = w_e7i(0, (6)

sind die oberen und unteren Seitenbänder am Summierungsunkt 5" in F i g. 5B die gleichen wie die oberen und

unteren Seitenbänder am Ausgang der Mischers M in Fig. 5A und daher die gleichen wie in Gleichung (4) bzw. Gleichung (5). Durch Verwendung des Phasenwinkels Θ_Λ(Γ) für den Kanal h für jeden Kanal, sind die oberen Seitenbänder aller Kanäle phasengleich am Summierungspunkt S', ebenso wie die unteren Seitenbänder. Da jedes Seitenband die gesamte Signalinformation enthält, brauchen die Verzögerungsleitungen nur eines dieser Seitenbänder hindurchzulassen, was einen Vorteil der Erfindung darstellt.

Falls jedoch in Übereinstimmung mit einem Gesichtspunkt der Erfindung die Anschlüsse auf einer Verzögerungsleitung eine Verzögerung T₁* (t) hervorrufen, die sich wesentlich von der idealen Verzögerung 7",,(O unterscheidet, ergibt sich die Situation gemäß F i g. 5C und F i g. 5D. Die Bauteile in F i g. 5C, die denen von Fig. 5A entsprechen, sind durch den gleichen Buchstaben oder die gleiche Zahl und mit zwei Anführungszeichen bezeichnet, und die Bauteile in F i g. 5D, welche denen in F i g. 5 A entsprechen, sind durch die gleichen Buchstaben und Zeichen mit drei Anführungszeichen versehen. In jedem dieser Fälle wird das Meßumformersignal E_h(t) cos (w_ct + Φλ) überlagert mit einem Oszillator-Ausgangssignal der Form cos (w„t + Ω_hU)), aber die Definition des Phasenwinkels Ü_hU) ist unterschiedlich.

In Fig. 5C wird der Wert Q_n U) erfindungsgemäß derart definiert, daß er die folgende Gleichung erfüllt:

Ü_h(t - Tf U)) = w₀ T_h*(t) + w_c [T_h(t) - TfU)] . (7)

Wie aus der Zeichnung hervorgeht, ist die Phase des unteren Seitenbandes am Summierungspunkt S" gleich der Phase der unteren Seitenbänder gemäß Fig. SA und F i g. 5 B und Gleichung (5). Daher befinden sich die unteren Seitenbänder aller Meßumformerkanäle wie dasjenige in Fig. 5C genau in Phase mit dem Summierungspunki S". jedoch unterscheidet sich der Ausdruck für das obere Seitenband in Fig. 5C

(0) cos lw_ot*[w_cO-T_h(t))*0_l]+2w_c[T_hU)-T_h*(t))} (8)

von dem Ausdruck (4) für die oberen Seitenbänder der Fig. 5A und Fig. 5B durch den Einschluß des Phasenausdrucks

+ 2w_c[T_h(t)-TfU)]-

Daher sind die oberen Seitenbänder der Kanäle am Summierungspunkt S" nicht phasengleich, so daß nur die unteren Seitenbänder verwendet werden können. Die Hüllkurve

Dieser Unterschied der Hüllkurven-Zeitverschiebung selbst beeinträchtigt nicht die Phasenkohärenz unter den Meßumformer-Kanälen. Vielmehr wird dadurch der Betrag der Impulsüberlappung beeinträchtigt.

In Fig. 5D ist der Wert Q_hU) entsprechend dieser Erfindung derart definiert, daß die Gleichung erfüllt wird:

JO

}■>

der Seitenbänder in Fig. 5C unterscheidet sich von der Hüllkurve

-i- E„(t -

der Seitenbänder in Fig. 5A und Fig. 5B wegen einer Zeitverschiebung

40

- Hv[r„(/| - 7;*(O] · (9)

Der Unterschied gegenüber Gleichung (7) besteht darin, daß zwischen den beiden Ausdrücken auf der rechten Seite der Gleichung ein Minuszeichen und kein Pluszeichen steht. Wie aus der Zeichnung hervorgeht, ist die Phase des oberen Seitenbandes die gleiche wie die Phase der oberen Seitenbänder gemäß Fig. 5A und Fig. 5B. wie durch Gleichung (4) beschrieben wird. Daher sind die oberen Seitenbänder aller Meßumformer-Kanäle wie dasjenige in F i g. 5D genau in Phase am Summierungspunkt S"'. Der Ausdruck für das Seitenband in Fig. 5D

E_hU - Tf U)) cos {*·„/ -[η·,(/ - 7J₁(O) + Φ/J - 2 «γ[T₁₁O) - Tf (O]) (10)

unterscheidet sich von dem Ausdruck (5) für die unte- stante Tf*. so daß die Gleichungen (7) und (9) jeweils ren Seitenbänder der Fig. 5A und Fig. 5B durch die so ausgedrückt werden können durch

Einfügung des Phasenausdrucks

Daher sind die unteren Seitenbänder der Kanäle am Summierungspunkt S'" nicht in Phase, so daß nur die oberen Seitenbänder verwendet werden können.

Insoweit die Phasenkohärenz am Summierungspunkt der Wellen des geeigneten Seitenbandes der Zwischenfrequenz nicht länger alleine von den Verzögerungen abhängt, die an den Anschlüssen auftreten, mit denen die Meßumformer verbunden sind, können die Anschlüsse für jeden Meßumformer am Beginn der fokalen Abtastung längs jeder radialen Richtung ausgewählt werden und unverändert bleiben, um eine Verzögerung Tf* einzuführen, bis die Abtastung der nächsten radialen Richtung beginnt. In diesem Fall wird die Variable TfO) in den Gleichungen (7) und (9) eine Kon

55 Q„0 - Tf*) = W₁,7;** + KV[Ti(O - Tf*] (11)

und u_hu - Tf*) = uv. Tf- - w_ciT_kO) - Tf']. (12)

Durch Ersatz des Ausdruckes 7+7J für die freie Variable r kann explizit der Phasenwinkel aus den Gleichungen (11) und (12) bestimmt werden:

a„(t) = H₀ 7",,** + w_ein(t +Tf*) - Tf*] (13) ß*(0 = W₀Tf* - y;_c[T_hO+Tf*) - Γ,**]. (14)

und Falls Gleichung (13) für die Berechnung von Ω_Η (ή ausgewählt wird, muB das untere Seitenband verwendet werden, und falls Gleichung (14) verwendet wird, muß das obere Seitenband verwendet, werden.

Aus der Gleichung ist ersichtlich, daß der Phasenwinkel Q_h, der in irgendeinem Zeitpunkt t zu verwenden ist, aus einem festen Anteil w_oTf* besteht, der die Phasenverschiebung korrigiert, welche durch das Zwischenfrequenzsignal erzeugt wird, wenn dieses durch die Verzögerungsleitung an dem Anschluß hindurchgelangt, an dem der Meßumformer verbunden ist, und einen variablen Anteil

10

enthält, welcher einen Phasenwinkel ezeugt, der sich mit der Zeit derart verändert, daß die Zyklen der Zwischenfrequenz-Wellen, die auf nachfolgende Fokussierungspunkte bezogen sind, am Summierungspunkt phasengleich zueinander auftreten.

In Fig. 6 stellen die ausgezogenen Linien Änderungen der idealen Verzögerung T_h(t) gegenüber der Zeit dar, die gemäß Gleichung (1) erforderlich ist, um jeden der acht Meßumformer zu fokussieren, die symmetrisch um die Mittellinie einer Anordnung von einem Bereich von 1,4 cm bis zu einem Bereich von 15,0 cm entlang einer Richtung θ = +45° angeordnet sind. Der Abstand h vom Zentrum der Anordnung jedes Meßumformers ergibt sich aus der rechten Seite der Darstellung. Die Meßumformer können während jeder fokalen Bilderzeugung vom minimalen zum maximalen Bereich mit einem Anschluß verbunden sein, bei dem die Verzögerung Tf* dem idealen Wert T_h(t) für einen Bereich, beispielsweise 7,5 cm, am nächsten kommt. Falls die Anschlüsse jeweils im Abstand von Ι/μβ angeordnet sind, werden die Meßumformer jeweils bei h= +1,1, +0,68, +0,33, +0,02, -0,02, -0,33, -0,68 und -1,1 cm mit den Anschlüssen verbunden, welche Verzögerungswerte Γ_Λ** von 11, 9, 7,5, 6, 6,4,5, 2,5 und 0,5 ^s haben. Der Wert des festen Ausdrucks W₀T₁** der Gleichung (13) für jeden Meßumformer wird dann erhalten, indem die Werte für 7J,** mit der Oszillatorwinkelfrequenz w„ multiplizert werden.

Die unterbrochenen Linien in Fig. 6 stellen die Änderungen des Ausdrucks T_h(r + Tf*) dar und ergeben sich durch Bewegung der ausgezogenen Linien nach links um die Verzögerung T_h** für jeden Meßumformer. Die gesamte Anzahl der Winkeleinheiten für w_cT_h (t + 7"_Λ**) zu irgendeinem Zeitpunkt t »vird bestimmt durch Multiplikation der entsprechenden Verzögerung der unterbrochenen Kurve zu diesem Zeitpunkt mit dem Wert w^ Dieser Winkelwert tritt um T_h** |zs früher auf, als es der Fall wäre, falls die Kurvenimit den ausgezogenen Linien benutzt würden. Der Grund für diese Zeitverschiebung besteht darin, daß T_h** μ5 erforderlich sind für jede Änderung des Systems der Verzögerungsleitungen, um den Summierungspunkt zu erreichen, und daß die geänderten Signale den Summierungspunkt im gleichen Zeitpunkt erreichen müssen. Es wird dann der Wert w_cT_h** berechnet und von dem Wert abgezogen, der für w_cT_h (f + T₁**) erhalten wird, und dieses Ergebnis wird zu "Ό?* ** addiert. Der Winkelwert um den das Ergebnis von dem nächsten ganzzahligen Vielfachen von zwei abweicht, ist der Wert Q_h(t).

Steuerung der Phasenwinkel Q_h

Es wäre sehr teuer, die Phasenwinkel Q_h kontinuierlieh derart zu verändern, daß eine vollkommene Phasenkohärenz der Perioden der ZwischenfrequenzweUen für alle Bereiche erreicht würde: vielmehr hat sich eine Phasenkohärenz mit einer Toleranz von ±22,5° als zufiiedenstellend ergeben. Beginnt man an einem Anfangszeitpunkt, so können die Phasenwinkel für die Meßumformerkanäle aufwerte eingestellt werden, die jeweils um 22,5° größer sind als die Werte, die für die vollkommene Fokussierung zu diesem Zeitpunkt erforderlich sind. Diese Werte werden aufrechterhalten bis zu dem Zeitpunkt, zu dem s^:e um 22,5° kleiner sind als die für eine vollständige Fokussierung erforderlichen Werte. Zu diesen Zeitpunkten werden die Phasenwinkel um 45° erhöht, so daß sie wiederum um 22,5° größer sind als der für die Fokussierung erforderliche Phasenwinkel. Die Änderungen treten auf, wenn die Verzögerungen T_h (1 + T_h**), die durch die unterbrochenen Linien in Fig. 6 angedeutet sind, sich um ein Achtel der Periode der Trägerfrequenz w_c ändern. Ein noch weniger kostspieliges Verfahren besteht darin, willkürlich die Phasenwinel für alle Meßumformerkanäle bei relativ weniger Bereichen zu ändern, beispielsweise bei den Bereichen A₁ bis A₁₅ in der A b b. 23 in Fig. 6, und zwar bis auf Werte, die dem nächsten Vielfachen von 45° bezüglich der Phase entsprechen, die für eine perfekte Fokussierung an den Mittelpunkten der entsprechenden aufeinanderfolgenden fokalen Zonen A bis N erforderlich sind. Die Bereiche A₁ bis /?₁₅ sind jene, bei denen Änderungen von 45° erforderlich wären, um den Phasenfehler innerhalb von ±22,5° für einen Meßumformer zwischen dem Mittelpunkt und dem Ende der Anordnung zu halten. In diesem Fall würde der Phasenfehler für den Meßumformer zwischen +22,5° und -22,5° schwanken. Größere Phasenfehler würden in den Kanälen für Meßumformer auftreten, die weiter von dem Zentrum der Anordnung entfernt sind, und kleinere Phasenfehler würden in den Kanälen für Meßumformer auftreten, die sich näher an dem Zentrum der Anordnung befinden.

Bevorzugte Ausführungsformen

Aus Fig. 7 geht ein Ultraschallsystem gemäß der Erfindung hervor, bei welchem die Phase der Zwischenfrequenzwellen in Stufen von 25° geändert wird und die Anschlüsse auf der Hauptverzögerungsleitung für jeden Meßumformer zum Beginn der fokalen Bilderzeugung in jeder radialen Richtung eingestellt werden. Es sind nur zwei nebeneinander befindliche Meßumformerkanäle dargestellt, einer für einen Meßumformer 7Tf₁ und einer für einen Meßumformer TR₂, aber in der Praxis werden allgemein 16 oder mehr Meßumformer verwendet. Entsprechende Bauteile für den dem Meßumformer TR₂ zugeordneten Kanal sind durch die gleichen, mit Anführungsstrichen versehenen Zahlen bezeichnet.

Der Meßumformer TR^ wandelt akustische Impulse einer Frequenz w_c in entsprechende elektrische Wellen um, die durch eine Schutzschaltung 24 und einen Verstärker 26 mit veränderlicher Verstärkung zu einem Mischer 28 gelangen, wo sie mit einem von acht Phasensignalen (in Inkrementen von 45°) überlagert werden, die durch einen Oszillator 30 erzeugt und durch einen Phasenwähler 32 ausgewählt werden. Die Ausgangssignale mit acht verschiedenen Phasen des Oszillators 30 können digitale Signale sein, die beispielsweise von einem Johnson-Zähler abgegeben werden, in welchem Fall der Phasenwähler 32 ein einfacher l-aus-8-Datenwähler ist. Die Zwischenfrequenzen (w_o-w_c) und (w₀+wj, die durch den Mischer 28 erzeugt werden, werden einem Addierer 34 zugeführt, wo sie mit den durch

einen Juilichen angrenzenden Kanal erzeugten Zwischenfrequenzen verbunden werden, wie der dem Meßumformer TR₂ zugeordnete Kanal. Zwischen dem Ausgang des Addierers 34 und einem Eingang eines Anschlußwählers 38 ist ein Schalter 36 verbunden. Wenn der Schalter 36 geöffnet ist, wird die durch eine inkrementale Verzögerungsleitung 42 abgegebene Verzögerung zwischen dem Addierer 34 und dem Anschlußwähler 38 eingefügt. Wenn der Schalter 36 geschlossen ist, wird die inkrementale Verzögerungsleitung überbrückt. Der Zusatz von Zwischenfrequenzen angrenzender Kanäle in einem Addierer, beispielsweise bei 34, vermindert die Anzahl der Anschlußwähler und beeinträchtigt das Abbild nicht, da die bezüglich der Phase angeglichenen Zwischenfrequenzsignale der angrenzenden Kanäle sehr ähnlich sind.

Der Anschlußwähler 38 verbindet wahlweise seinen Eingang mit einem aus mehreren Leitern in einem Bus-System 39. Jeder Leiter des Bus-Systems ist mit einem anderen Anschluß auf der Hauptverzögerungsleitung 40 verbunden. Zwischenfrequenzimpulse von anderen, nicht dargestellten Paaren von Meßumformerkanälen werden den Eingängen von Anschlußwählern, beispielsweise dem Eingang 38, zugeführt, und die Ausgänge jedes Anschlußwählers sind entsprechend verbunden mit den Leitern in dem Bus-System 39 über einen der bei 44 angegebenen Eingänge. Viele verschiedene Anschlußwähler können ihre entsprechenden Meßumformer-Kanalpaare mit dem gleichen Anschluß auf der Hauptverzögerungsleitung oder mit verschiedenen Anschlüssen verbinden, wie es erforderlich ist. Wenn die Impulse in die Verzögerungsleitung an einem Punkt eintreten, der durch die Anschlußwahl bestimmt ist, überlagern sie sich den an vorherigen Anschlüssen in die Leitung eingeführten Impulsen, so daß alle Impulse am Summierungspunkt 5 zur Erzeugung eines Video-Signales verknüpft werden. Nach der Verstärkung durch einen Verstärker 46 wird das geeignete Zwischenfrequenzband des Video-Signales durch ein Filter 48 ausgewählt, bevor es über eine Signalverarbeitungseinrichtung 49, welche einen Detektor aufweisen kann, mit der Intensitätssteuerelektrode 50 einer Kathodenstrahlröhre 52 zugeführt wird. Falls die Phasenwinkel ß_A(0 der Gleichung (13) entsprechen, wird das untere Seitenband durch das Filter 48 ausgewählt, und falls die Phasenwinkel der Gleichung (14) entsprechen, wird das obere Seitenband ausgewählt. Es ist lediglich erforderlich, daß die Verzögerungsleitung 40 das durch das Filter ausgewählte Frequenzband hindurchläßt. Der Strahl der Kathodenstrahlröhre wird derart abgelenkt, daß et einem Muster mit radialen Richtungen 54 folgt, das den radialen Richtungen entspricht, längs derer die Anordnung der Meßumformer auf den Körper des untersuchten Patienten fokussiert wird.

Steuerungssystem

Die Steuerung der verschiedenen, durch das Ultraschallsystem gernäß Fig. 7 ausgeführten Funktionen kann in verschiedener Weise erfolgen. Bei diesem System wird die Anordnung der Meßumformer bei jeder der 16 Brennebenen längs jeder von 128 radialen Richtungen fokussiert. Hauptbestandteil des Steuerungssystemes ist ein Brennebenen-Impulsgenerator 56, welcher Impulse P₀ und P\ bis P₁₅ in einer sich wiederholenden Folge erzeugt, so daß nach dem Start jeder sechzehnte Impuls dem Impuls P₀ entspricht. Die Impulse P, bis P,₅ treten in den entsprechenden Bereichen Λ| bis Ä|5 von Fig. 6 auf. Der große Abstand zwischen dem Impuls P₀ und dem Impuls P₁ der ersten Brennebene stellt den Bereich unter dem Minimum dar, für welches das System ausgelegt ist Die Impulse Pj bis P₁₅ sind progressiv weiter voneinander entfernt, als aus der vorherigen B etrachtung der Schaubilder in F i g. 6 folgen würde.

Steuerung der ausgesendeten Impulse

Die Strahlrichtung eines ausgesendeten akustischen

ίο Impulses wird bestimmt durch die relativen Zeiten, zu denen die Meßumformer der Anordnung gespeist werden. Die elektrischen Impulse P₁ bis P₁₅ von dem Generator 56 werden einem Zähler 62 zugeführt, der ein verschiedenes digitales Ausgangswort entsprechend

is jedem Impuls abgibt Die ersten vier Bits 1, 2, 3 und 4 jedes Wortes werden einem NAND-Glied 64 zugeführt, welches einen Ausgangsimpuls bei jedem sechzehnten Impuls abgibt, d. h. jeder Ausgangsimpuls fällt mit einem Impuls P₀ zusammen. Dieser Impuls wird zugeführt, um das Zählen eines zur Verzögerungseinstellung dienenden Zählers 70 auszulösen. Falls die akustischen Impulse nacheinander in 128 verschiedenen Richtungen ausgesendet werden müssen, werden die sieben Bits 5, 6, 7, 8, 9,10 und 11 des Zählers 62 derart zugeführt, daß ein Festwertspeicher 68 mit 8x 128 Bits adressiert wird und eine von 128 Kombinationen aus acht Bits zu dem Zeitpunkt abgibt, in dem jeder Impulspegel auftritt. Jede Kombination von acht Bits bewirkt, daß der Zähler 70 einen Impuls zu einem von 256 verschiede-

JO nen Zeitpunkten nach dem Auftreten eines Impulses P₀ abgibt. Der Ausgangsimpuls vom Zähler 70 wird derart verwendet, daß er ein Teiler-Glied 72 öffnet und zuläßt, daß einige Signalperioden einer Trägerwelle der richtigen Phase und der von dem Frequenzumsetzer 74

J5 durch das Teilerglied 72 abgeleiteten Frequenz w_c zu dem Meßumformer 77Ϊ, über die Schutzschaltung 24 gelangen können. Die Schutzschaltung dient dazu, zu verhindern, daß diese ImpuJse den Empfängerkanal beschädigen. Die Aussendung von Impulsen von Trägerwellen der Frequenz *v_r vom Meßumformer TR₇ wird gesteuert durch entsprechende Bauteile, die durch die gleichen Nummern und einen Anführungsstrich bezeichnet sind. Der Zeitpunkt, zu dem durch den Meßumformer TR₂ der Impuls ausgesendet wird, isi allgemein geringfügig früher als der durch den Meßumformer TR_y ausgesendete Impuls, wie durch ir dem Festwertspeicher 68' enthaltene Information bestimmt wird.

Steuerung der Phasenauswahl

Der Phasenwinkel Ω_Η(ή, welcher für die Signale mil der Frequenz des Überlagerungsoszillators erforderlich sind, wird folgendermaßen gesteuert: Das digitale Ausgangssignal des Brennebenen-Zählers 62 wird der Adresseneingängen eines Festwertspeichers 76 mi) 3 x 2048 Bits zugeführt, so daß eine von acht vorgespeicherten Kombinationen von drei Bits zu dem Zeitpunkt abgegeben wird, zu dem jeder der Impulse P₀ bis P₁₅ ar jedem der 128 Sektorwinkel auftritt. Jede verschiedene Kombination kann bewirken, daß der Phasenwähler 32 eine andere Phase von 45° aus dem Ausgangssignal des Oszillators 30 wählt und dem Mischer 28 zuführt. Die ausgewählte Phase mit 45° ist diejenige, welche derr genauen Winkel am nächsten kommt, der bei dem mittleren Wert von ü_h(t) erforderlich ist, der aus den Glei· chungen (13) oder (14) für die Brennebene nach derr Impuls bestimmt ist. Wenn es 16 Brennebenen entlang jeder der 128 verschiedenen Strahlrichtungen geber

muß, werden die 2048 erforderlichen unterschiedlichen Kombinationen vom Festwertspeicher 76 abgegeben. Der Festwertspeicher 76' arbeitet in der gleichen Weise und bewirkt, daß der Phasenwähler 32' die geeigneten Phasenwerte des Ausgangssignales des Oszillators 30 an den Mischer 28' abgibt.

Steuerung der Anschlüsse
der Hauptverzögerungsleitung

B/ei dieser speziellen Anordnung wird der Anschluß auf der Hauptverzögeningsleitung40 zu dem Zeitpunkt jedes Impulses P₀ ausgewählt und nicht geändert, bis der Impuls P₀ am Anfang der nächsten radialen Leitung einsetzt. Sieben BiU (5,6,7,8,9,10 und 11) des Zählers 62 adressieren einen Festwertspeicher 78 mit 5 x 128 Bits. Das aus fünf Bits bestehende Ausgangssignal des Festwertspeichers bewirkt, daß der Anschlußwähler 38 das Ausgangssignal des Addierers 34 an einen von 32 Anschlüssen der Verzögerungsleitung 40 abgibt, wobei nur 17 Anschlüsse dargestellt sind. Falls jene Anschlüsse gewählt werden sollen, die der erforderlichen Verzögerung bei einem Bereich von 7,5 cm entlang einem Abtastwinkel von +45° am nächsten sind, handelt es sich um die Anschlüsse in F i g. 6. Zusätzliche Festwertspeicher und Anschlußwähler sind für andere nicht dargestellte Phasenpaare erforderlich. Der Schalter 36 ist geschlossen, da die inkrementale Verzögerungsleitung 42 in diesem Beispiel nicht verwendet wird.

Steuerung der Kathodenstrahlablenkung

Um die Ablenkung des Strahls der Kathodenstrahlröhre 52 derart zu steuern, daß diese ein Muster von 128 verschiedenen radialen Linien abtastet, wie bei 54 angedeutet ist, werden die Bits 5,6,7,8,9,10 und 11 des Zählers 62 zwei Festwertspeichern 80 bzw. 82 aus 12 x 128 Bits zugeführt, so daß diese ein aus zwölf Bits bestehendes Wort beim Beginn jedes Strahls abgeben. Die durch den Festwertspeicher 80 abgegebenen Datenwörter bestimmen die Neigung der Spannungswelle H für die Horizontalablenkung von einem D-A Rampengenerator 84 an eine Horizontalablenkungsplatte 86. und die durch den Festwertspeicher 82 abgegebenen Binärsignale bestimmen die Neigung der Vertikalablenkungswelle V von einem Rampengenerator 88 für eine Vertikalablenkungsplatte 89.

Steuerung der Anschlüsse auf der inkrementalen
Verzögerungsleitung

FaIh der Anschluß auf der Hauptverzögerungsleitung 40 zu Beginn der Abtastung jedes Strahls, d. h. im Zeitpunkt jedes Impulses Po ausgewählt wird und während der Abtastung des Strahls nicht geändert wird, kann die Differenz zwischen der idealen Verzögerung T_h(r) und der tatsächlichen Verzögerung 7J₁** infolge des Anschlusses so groß werden und die sich ergebende Überlappung der Impulse so klein werden, daß der Bereich oder die winkelmäßige Auflösung des Abbildes beeinträchtigt wird. Unter diesen Umständen könnten die Anschlüsse auf der Hauptverzögerungsleitung beim Abtasten der Leitung geändert werden, wozu der Festwertspeicher 78 5 X 204.3 Bits haben müßte, und dieser Speicher müßte mit allen elf Bits von dem Zähler 62 adressiert werden, so daß der Anschlußwähler sechzehnmal während der Abtastung jedes Strahls die Anschlüsse ändern kann. Es wird jedoch vorgezogen, daß die Anschlüsse nicht oft geändert werden müsr-an, so daß die Verwendung von teueren Anschlußwähiern zwecks Verminderung des Schaltrauschens nicht erforderlich ist.

Eine andere Alternative besteht darin, die inkrementale Verzögerungsleitung 41 zwischen dem Addierer 34 und dem Anschlußwähler 38 anzuschließen, vgl. DE-OS 27 36 310.6. Die Verzögerung zwischen den Anschlüssen der inkrementalen Verzögerungsleitung 42 ist kleiner oder vergleichbar der differentiellen Verzögerung zwischen den Anschlüssen auf der Hauptverzögerungsleitung 40, so daß die Auswahl eines geeigneten Anschlusses auf der inkrementalen Leitung 42 zu Beginn jeder fokalen Zone zu einer kombinierten Verzögerung Tf (0 beider Leitungen führt, die der idealen Verzögerung 7i(f) besser entspricht. Dieses kann erfolgen, indem der Anschlußwähler 90 derart gesteuert wird, daß ein Anschluß auf der inkrementalen Verzögerungsleitung 42 mit einem Festwertspeicher 92 gewählt wird, der 2048 x 4 Bits enthält und durch den Zähler 62 adressiert wird. Der Schalter 36 müßte geöffnet sein, aber bei einer tatsächlich existierenden Ausführungsform wäre der Schalter nicht erforderlich, da die inkrementale Leitung 42 derart programmiert werden könnte, daß sie lie Verzögerung Null hat. Der Schalter ist dargestellt um anzuzeigen, daß die inkrementale Verzögerungsleitung nicht benutzt zu werden braucht.

Wenn die inkrementale Verzögerungsleitung 42 in der beschriebenen Weise eingefügt wird, unterscheidet sich der Wert des Phasenwinkels ü_h(t) gegenüber dem vorhergehenden Beispiel. Der Anschluß auf der Hauptverzögerungsleitung 40 wird durch den Festwertspeicher 78 und den Anschlußwähler 38 auf die kleinste Verzögerung T_M[) gesetzt, und zwar unter die kleinste ideale Verzögerung l_h(t) für eine spezielle Abtastlinie. Falls die Verzögerung der inkrementalen Leitung Ti₀(I) derart eingestellt ist, wie durch die nachfolgende Gleichung angegeben wird, wäre die tatsächliche Verzögerung durch die Kombination der beiden Verzögerungsleitungen gleich der idealen Verzögerung T_h(t) gemäß Gleichung (1):

7/d(0 = 70-

(t + T_M[)-T_o)

T₀)² ₊ h^_ (i +7k,-F₀)Zi sin β

(15)

Da die Anschlüsse der inkrementalen Verzögerungsleitung gemäß einem Merkmal der Erfindung grob abgestuft sind, kann die kombinierte Verzögerung nur ungefähr gleich der idealen Verzögerung T_h(t) sein. Die Summe von T_lD und T_MD wird als Wert Tf* bei der Berechnung des Phasenwinkels Q_h(t) aus den Gleichungen (13) oder (14) gewählt, wobei ein Signal mit diesem Phasenwinkel durch die Phasenwähler 32 und 32' abgegeben würde.

Steuerung der Kanalverstärkung

Bisher wurde erläutert, daß eine inkrementale Verzögerungsleitung verwendet wird, wenn die Bereichsauflösung durch die Tatsache beeinträchtigt ist, daß die tatsächliche Verzögerung Tf* infolge eines Anschlusses auf der Hauptverzögerungsleitung 40 sich zu sehr von der idealen Verzögerung T_h(t) unterscheidet. Bei einer anderen Ausfuhrungsform kann der Meßumformerka-

nal abgeschaltet werden. Dieses kann erfolgen, indem ein Verstärkungsregler 94 für einen Verstärker 26 mit veränderbarer Verstärkung mittels eines Festwertspeichers 96 mit 2048 x 12 Bits gesteuert wird, der durch das Ausgangssignal von dem Zähler 62 adressiert wird. Diese Bauteile können dazu verwendet werden, um die Verstärkung des Kanales zu erhöhen, wenn der Bereich erhöht wird, so daß die Abschwächung der akustischen Welle bei deren Durchgang durch Körper ausgeglichen wird.

Anpassung einer akustischen Leitung

Das Ultraschallsystem in Fig. 7 kann in der dargestellten Weise verwendet werden mit einer elektrischen oder akustischen Hauptverzögerungsleitung 40; jedoch werden bestimmte Vorteile bei einer akustischen Leitung gemäß Fig. 7A erhalten. Der Anschlußwähler 38 ist im wesentlichen ein Schalter mit mehreren Positionen, der den Eingang mit einer von einer Anzahl von Ausgangsleitungen verbindet. Eine Ausgangsleitung ist für jeden Anschluß auf der Verzögerungsleitung 40 vorgesehen. Zur Vereinfachung sind nur zwei Ausgangsleitungen 41 und 4Γ dargestellt. In F i g. 7A ist die Leitung 41 mit einem Eingang eines Mischers 43 verbunden, und der Ausgang des Mischers 43 ist mit einem Anschluß 45 auf der Verzögerungsleitung 40 verbunden. Der andere Eingang des Mischers 43 ist mit einem voreingestellten Phasenwähler 49 verbunden, der eine Phase eines Oszillators 47 wählt. Falls die Mittenfrequenz der Verzögerungsleitung 20 MHz beträgt und die Zwischenfrequenz (w„ - wJ/2 π 2 MHz beträgt, kann die Frequenz des Oszillators 47 18 MHz sein. In ähnlicher Weise ist die Leitung 4Γ verbunden mit einem Anschluß 45' auf der Hauptverzögerungsleitung durch einen Mischer 43', dem ein Signal mit einer Phase vom Ausgang des Oszillators 47 zugeführt wird, wobei die Phase durch einen voreingestellten Phasenwähler 49' ausgewählt wird.

Wenn eine elektrische Verzögerungsleitung verwendet wird, kann die Verzögerung zwischen den Anschlüssen genau auf einen gewünschten Wert, beispielsweise auf 0,5 |xs eingestellt werden, indem Abschnitte der Verzögerungsleitung hinzugefügt werden, aber dieses ist mit einer akustischen Leitung nicht möglich.

Der Zweck der voreingestellten Phasenwähler 49 und 49' ist es, geringfügige Fehler im Abstand der Anschlüsse 45 und 45' auf der akustischen Verzögerungsleitung 40 auszugleichen. Die Phasenverschiebungen ü_h(t), welche zur Fokussierung erforderlich sind, können durch die erste Überlagerung in den Mischern 28 und 28' in Fig. 7 erreicht werden. Die zur Kompensation des Fehlers infolge des Abstands der Anschlüsse erforderlichen Phasenverschiebungen können durch die Phasenwähler 49 und 49' oder andere Einrichtungen, beispielsweise Schwingkreise, erhalten werden.

Durch Verwendung der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 7A ist es möglich, von einer Verzögerungsleitung mit einer Frequenz auf eine Verzögerungsleitung mit einer anderen Frequenz zu wechseln, ohne irgendeinen > anderen Teil der Schaltung zu ändern, so daß die Festwertspeicher 76 und 76' und deren zugeordnete Phasenwähler 32 und 32' weiter in genau der gleichen Weise arbeiten und die gleichen Phasenwinkel Q_h der Zwischenfrequenzwellenanden Ausgängen der Mischer 28 ι und 28' verursachen. Die Frequenz W₁ des Oszillators 47 ist derart eingestellt, daß ein Band aus Zwischenfrequenzen an den Ausgängen der Mischer 43 und 43' erzeugt wrd, welches in den Durchlaßbereich der Verzögerungsleitung 40 lallt, und die Phasenwähler, beispielsweise 49 und 49*, werden derart gesteuert, daß sie jeweils irgendeinen festen Phasenbestandteil hinzufü-

, gen, der erforderlich sein kann, um bei irgendeinem Fehler im Abstand der Anschlüsse eine zweite feste Phasenkomponente W₁ Tf* hinzuzufügen, wobei Tf* die Verzögerungen infolge der Anschlüsse auf der Hauptverzögerungsleitung 40 bedeutet, mit denen die

ι Mischer, beispielsweise 43 bzw. 43', verbunden sind. Die in Fig. 7 dargestellten Einrichtungen zum Bestimmen der Phase der Oszillatorfrequenz für die Mischer und zur Auswahl der Anschlüsse auf der inkrementalen und der Hauptverzögerungsleitung umfassen getrennte

, Festwertspeicher, in denen die erforderliche digitale Information gespeichert ist. Andererseits könnte die Information in einem Speicher mit weniger Bits gespeichert werden, falls der Speicher entsprechend für die verschiedenen Einrichtungen aufgeteilt würde. Auch

ι ist es möglich, die Information in einem Mikroprozessor in Realzeit zu berechnen. Schließlich könnten auch andere Formate und Steuertechniken zur Verwirklichung der hierin beschriebenen Grundgedanken herangezogen werden.

Bei den verschiedenen Berechnungen wurde davon ausgegangen, daß die Meßumformer auf einer geraden Linie liegen. Wenn die Meßumformer auf einer anders ausgebildeten Linie liegen, wäre die Formel für die ideale Ve-zögerung T_h(t) für einen Meßumformer verschieden, aber die für die Fokussierung erforderliche Phase wäre immer noch auf T_h(t) und Tf* in der gleichen Weise wie in den Gleichungen (13) und (14) bezogen.

Phasenänderungseinrichtung

In den Meßumformerkanälen von Fig. 7 besteht die Einrichtung zur Änderung der Phase ü_h(t) der von dem Meßumformer abgeleiteten und einem Anschluß auf der Verzögerungsleitung zugefuhrten Wellen aus einem Mischer, einem Oszillator und einem Phasenwähler. Die Einrichtung zur Änderung der Phase kann jedoch einen in Reihe mit jedem Mischer geschalteten Phasenschieber aufweisen, falls ein Eingangssignal cos (w_ct + Φ) bei der Verschiebung um den Wert Q{t) ein Signal cos (w_ci + <P+Q(t)) erzeugt. In Fig. 8 ist schematisch ein Meßwertumformerkanal mit einem Meßumformer 95, einem Mischer 97 und einem in Reihe mit einem Eingang eines Addieiers 100 verbundenen Phasenschieber 98 verbunden, und ein ähnlicher benachbarter Kanal umfaßt einen Meßumformer 95', einen Mischer 97' und einen Phasenschieber 98', der in Reihe mit dem anderen Eingang des Addierers 100 geschaltet ist. Der Ausgang des Addierers 100 ist wahlweise mit einem Anschluß auf der Hauptverzögerungsleitung /Wodurch einen Anschlußwähler 102 verbunden, und ein Oszillator 104 gibt ein Signal mit der gleichen Phase einer Oszillatorfrequenz w₀ an die Mischer 97 und 97'. Der Phasenschieber kann digital in bekannter Weise durch Information gesteuert werden, die in dem Festwertspeicher 76 in Fig. 7 enthalten ist. Die Phasenschieber könnten andererseits zwischen den Meßumformern und den Mischern angeordnet sein, wie aus den Rechtecken 105 und 105' mit unterbrochenen Linien hervorgeht. Obgleich dieses weniger wünschenswert für viele Anwendungen ist, könnte die Einrichtung zur Phasenänderung nur aus einem Phasenschieber, jedoch keinem Mischer bestehen, wie in Fig. 3 dargestellt ist.

Quadratursystem

Bei der Erörterung des Systems gemäß Fig. 9 wird davon ausgegangen, daß die Einrichtung zur Steuerung der Zeitpunkte der übertragenen Impulse, der Verstärkung des Verstärkers mit einstellbarer Verstärkung und der Phasenwinkel Q_h(t) und die Anschlüsse auf den Hauptverzögerungsleitungen die gleichen oder ähnlich sind wie diejenigen in Fig. 7. Es ist nur ein Meßumformerkanai dargestellt, während die anderen ähnlich wären.

Durch einen Meßumformer 106 wird ein Signal E_h{t) cos (w_ct + Φλ) erzeugt und über eine Schutzschaltung 108 und einen Verstärker 110 mit einstellbarer Verstärkung an einen Mischer 112 abgegeben, wo das Signal mit dem gleichen Oszillatorsignal cos (w_ot + ß*(0) überlagert wird, gemäß Fig. 5C oder Fig. 7. Das Meßumformersignal wird auch einem Mischer 114 zugeführt, wo es mit einem Oszillatorsignal sin (w„/ + Ω*(0) überlagert wird. Dieses Oszillatorsignal kann von dem vorherigen Oszillatorsignal abgeleitet werden, indem eine Verzögerung 116 eingeführt wird, die eine Viertelperiode der Frequenz w„ entspricht.

Das Ausgangssignal vom Mischer 112 wird einem Anschluß auf einer elektrischen Hauptverzögerungsleitung 118 zugeführt, der durch einen Anschlußwähler 120 bestimmt ist, und nach dem Durchgang durch die Verzögerungsleitung 118 und ein Tiefpaßfilter 121 wird das Ausgangssignal in einem Mischer 122 mit einem Signal cos w,f überlagert. Das Ausgangssignal vom Mischer 114 wird einem identischen Anschluß auf einer identischen elektrischen Hauptverzögerungsleitung 124 zugeführt, der durch einen Anschlußwähler 126 bestimmt ist, und nach dem Durchgang durch die Verzögerungsleitung 124 und ein Tiefpaßfilter 128, welches dem Tiefpaßfilter 121 entspricht, wird das Signal in einem Mischer 130 mit einem Signal sin w_xt überlagert. Durch die Wahl w₀ = w_r erfordern die Verzögerungsleitungen und Tiefpaßfilter Bandbreiten, die nur breit genug zu sein brauchen, um die Hüllkurven E_h(t) der von den Meßwertumformern abgegebenen Signale hindurchzulassen. Die Ausgangssignale der Mischer 122 und 130 werden einem Addierer 132 zugeführt. Falls die Frequenzbedingung w, = w„ gilt, haben die Mischer 122 und 130 die Frequenz w_c. Andererseits kann die Signalverarbeitung an den Ausgängen der Tiefpaßfilter 121 und 128 erfolgen, statt die Signale den Mischern 122 und 130 zuzuführen, d. h. indem die Quadratwurzel der Summe der Quadrate der Mischerausgangssignale verwendet wird. In allen Mischern könnten digitale Signale verwendet werden. Gewünschtenfalls können preiswerte inkrementale Leitungen an den Punkten χ eingefügt werden, wie es gemäß Fig. 7 erfolgte. Auf jeder Seite der Mischer 112 und 114 können Phasenschieber eingefügt werden, die in Verbindung mit Fig. 8 erläutert wurde, so daß ein Oszillator oder ein Taktgeber mit einer konstanten Phase verwendet werden kann und davon Quatlraturphasensignale abgeleitet werden können. Die Quadraturtechnik ist insbesondere nützlich, wenn Verzögerungsleitungen 118 und 124 mit ladungsgekoppelten Einrichtungen verwendet werden.

Doppelte Umformung

In Fig. 10 ist eine Ausführungsform mit doppelter Umformung der Signale dargestellt. Das von einem Meßumformer 134 abgegebene Signal E_h(t) cos (w_ct + <Pi) wird mit dem Ausgangssignal cos W₁ 1 eines Oszillators 135 in einem Mischer 136 überlagert. Das gleiche Oszillatorausgangssignal, welches also die gleiche Phase hat, wird den entsprechenden Mischern aller Kanäle zugeführt. Ein Filter 138 wählt das untere Seitenband (w, - w_c) vom Ausgang des Mischers 136 und führt dieses dem Eingang eines Mischers 140 zu, wo es mit dem Signai cos (w₂r + Φ_Λ(0) überlagert wird, das durch einen Phasenwähler 142 gewählt wird, dir in der gleichen Weise gesteuert ist wie der Phasenwähler 32 in Fig. 7, um das Ausgangssignal eines Oszillators 144 mit der gewünschten Phase zu wählen. Ein Anschlußwähler 146, der in der gleichen Weise wie der Anschlußwähler 38 in F i g. 7 gesteuert ist, verbindet den Ausgang des Mischers 140 mit entsprechenden Anschlüssen auf der Hauptverzögerungsleitung M₀. Das Ausgangssignal von der Verzögerungsleitung M_D wird einem Filter 147 zugeführt, welches das obere Seitenband (w, + w₂ - w_r) wählt. Eine genaue Phasenkohärenz wird erreicht, falls die Verzögerung am Anschluß ideal ist, d. h. gleich T_h(t) und falls der Phasenwinkel (Θα) der Gleichung genügt:

(16)

Dabei wurde w₀ in Gleichung (6) ersetzt durch Um Anschlüsse mit größeren Abständen entsprechend einem Merkmal der Erfindung zuzulassen, wird anstelle des Wertes 0_h(t) der Phasenwinkel Q_h(t) verwendet und in Gleichung (13) oder in Gleichung (14) für w„ der Wert (w^+w₂) eingesetzt. Damit ergibt sich aus Gleichung (13):

Tf* + w_c [T„{t + 7i**) - Ti**] . (17)

Um die Anzahl der auszuwählenden Anschlüsse zu reduzieren, können die Ausgangssignale der zweiten Mischer, beispielsweise des Mischers 140, der Kanäle für angrenzende Meßumformer addiert werden, bevor sie den Anschlußwählern, beispielsweise im Anschlußwähler 146, zugeführt werden. Obgleich damit zusätzliche Kosten verbunden sind, könnte der Phasenwinkel Q_h(t) mit Phasenschiebern versehen werden, die entweder am Eingang oder am Ausgang des Mischers 140 vorgesehen sind, in welchem Fall die Phase des Wertes w₂ konstant gehalten würde, wie in Verbindung mit Fig. 8 erläutert wurde.

Gemäß Fig. 10 werden das untere Seitenband am Ausgang des Mischers 136 und das obere Seitenband am Ausgang des Mischers 140 durch Filter 138 bzw. 147 gewählt. Es könnte jedoch jede Kombination von Seitenbändern verwendet werden, solange der geeignete Wert von fl_A(0 verwendet wird, der sich aus der nachfolgenden Tabelle ergibt, in weichet Fall H 1 dem entsprechenden Symbol in Fig. 10 entspricht. Es kann jede Kombination von w, und w₂ als effektive Oszillatorfrequenz betrachtet und anstelle des Wertes w_B in den verschiedenen Gleichungen eingesetzt werden.

Fall

Seitenband
von 139

Seitenband von 140

#1	W₁ -W₀	**W₂ + W₁ — W₁.**
Ml	W₁ - W₁.	*W₂-W₁+ W_c*
m	*W₁ +W_c*	*W₂-W₁- W_c*
MA	W₁ +W,	*W₂ + Wi + W_c*

In Fig. 11 ist ein Meßumfonnerkanal mit zwei Mischern dargestellt, von denen sich einer vor und einer hinter der inkrementalen Verzögerungsleitung befindet, So daß verschiedene Zwischenfrequenzen für eine die Zeitverzögerung verändernde inkremental Verzögerungsleitung und die Hauptverzögerungsleitung mit einer festen Verzögerung verwendet werden kann. Ein anderer Vorteil ist, daß die »Vorwegnahme« die bei der Phasenkompensation des Wertes Q_h(t) erforderlich ist, dadurch vereinfacht wird, daß die Phasenkompensation nach dem zeitlich veränderlichen Anteil der Zeitverzögerung und nicht davor erfolgt. Ein Meßumformer 148 gibt ein Signal E_h(t) cos (w_r/ + <P_h) an einen Mischer 150 ab, wo es mit einer konstanten Phase von cos uy von einem Oszillator 152 überlagert wird, um Zwischenfrequenzen (W₁-H-,-) und (Η-,+Ην) zu erzeugen. Die gleiche Phase der Oszillatorfrequenz wird den entsprechenden Mischern der anderen Meßumformerkanäle zugeführt. Wie in Fig. 10 wird das untere Seitenband (W₁ - w_c) der sich ergebenden Zwischenfrequenzträgerwelle durch ein Filter 154 ausgewählt, das zwischen dem Ausgang des Mischers 150 und einem Ende einer inkrementalen Verzögerungsleitung 156 mit einer Verzögerung T_ih(t) verbunden ist. Ein Anschlußwähler 158, der wie der Anschlußwähler 90 in F i g. 7 betrieben werden kann, verbindet einen der Anschlüsse der inkrementalen Verzögerungsleitung 156 mit einem Mischer 160, wo die Überlagerung mit dem Ausgangssignal cos w₂t + Q_h(i) erfolgt, das durch einen Phasenwähler 162 von einem Oszillator 164 ausgewählt wurde, um ein Zwischenfrequenzträgersignal und dessen Seitenbänder zu erzeugen. Die Frequenz w₂ mit der Phase Ω,,(ί), welche in diesem Fall erforderlich ist, kann erzeugt werden, indem in einem Festwertspeicher die entsprechende Information eingegeben und zur Steuerung des Phasenwählers 162 in der gleichen Weise verwendet (W₂ + w,) Tf* + w_r [T_h(t + T_h**) - T_h**\

(w₂ - W₁) rr - w_c [T„u+7;**) - τη
(w₂ - w,) η**+w_e[T,u+η**) - τη
(>v₂+W₁) η** - w_c [T_h{t+τη - τη

wird, wie der Festwertspeicher 78 den Anschlußwähler 38 in Fig. 7 steuert. Der Ausgang des Mischers 160 ist mit dem Eingang eines Anschlußwählers 166 verbunden, der wie der Anschlußwähler 38 in F i g. 7 gesteuert wird und die Zwischenfrequenzwellen an einen der Anschlüsse einer Häuptverzögerungsieiiung \{_D mit einer Verzögerung T_UD abgibt. Ein Filter 167 am Ausgang der Verzögerungsleitung M₀ wählt das obere Seitenband (W₁ + W₂-Wj wie in Fig. 10.

Falls der Anschluß bei M₀ mit der Verzögerung T_MD während der fokalen Abtastung eines Bereichs entlang einer Strahlrichtung bleibt, muß die inkrementale Verzögerung T_ih(t) der Leitung 156 der nachfolgenden Gleichung entsprechen, falls die kombinierte Verzögerung der beiden Leitungen gleich der idealen Verzögerung ist:

T_ih(t)= T„U+T_m)-T_MD.

(18)

Da die inkrementale Leitung Anschlüsse hat, ist es

unwahrscheinlich, daß sie die ideale Verzögerung erzeugt. Vielmehr wird eine Verzögerung T£ des dem Wert 7^(i) am nächsten kommenden Anschlusses

ι. erzeugt, so daß die Gleichung gilt:

(19)

In diesem Fall beträgt der Phasenwinkel U_h(r) des Signales vom Oszillator 164, welches dem Mischer 160 zugeführt wird:

Ü_h(t-T_m) = w,T_h*U) + W₁Tu₀ + w_r[T_h(t)-h*U)) . (20)

Wenn der Ausdruck i + T»_D für / eingesetzt wird, ergibt sich

₁. [T_h(t + T_MD) -T_h*U + T₁₁₁

ß/,U) = w, T_h* U + T_m) +

Es kann zu dem Phasenwinkel ein Korrekturwert hinzugefügt werden, um Fehler in der Anordnung der Anschlüsse auszugleichen, wie in Verbindung mii F i g. 7A erläutert wurde.

Aus Gleichung (21) ist ersichtlich, daß der Phasenwinkel Q_hU) Bestandteile hat, welche die Tatsache ausgleichen, daß jede Oszillatorfrequenz verwendet wird. Diese Anteile werden bestimmt, indem die Frequenz mit der tatsächlichen Verzögerung jenseits des Punktes multipliziert wird, an dem die Oszillatorfrequenz eingeführt wird. Der sich ergebende Winkelwert erhält auch einen Bestandteil, der durch Multiplikation der Trägerfrequenz mit der Differenz zwischen der idealerweise für einen bestimmten Meßumformer erforderlichen Verzögerung und der tatsächlichen Verzögerung zum Zwecke der Fokussierung bestimmt wird. Unabhängig von der Komplexität des verwendeten Überlagerungssystemes müssen diese beiden Bestandteile verwendet (21)

werden. Der tatsächlich verwendete Phasenwinkel kann, wie vorher erläutert wurde, am nahesten zu dem Wert von 45° oder einem anderen willkürlich gewählte!] Winkelmaß sein. Der Punkt, an dem die Phaseneinstellung erfolgt, ist so lange unkritisch, wie die sich ergebende Phase der Zwischenfrequenz-Trägerweller innerhalb der willkürlich gewählten Grenze am Eingang zu dem Verzögerungsleitungssystem ist. Wenr daher zwei Überlagerungseinrichtungen verwendei werden, kann die erforderliche Gesamtphasenverschie bung zwischen diesen in irgendeiner gewünschter Weise aufgeteilt werden. Wie in Fig. 10 kann jede Korn bination von Seitenbändern ausgewählt werden solange wie das geeignete Vorzeichen ausgewählt wire für die Ausdrücke

Zusammenfassung

Durch die Steuerung der Phase der von den Meßwertumformern abgeleiteten Wellen und ihrer Zufuhr zu den Eingängen oder Anschlüssen der Verzögerungseinrichtung, unabhängig davon, ob es sich um Trägerwellen oder Zwischenfrequenzwellen handelt, so daß die Wellen am Summierungspunkt mit einer hinreichenden Phasenkohärenz zur Ausbildung eines verwendbaren Video-Signales eintreffen, ist es möglich, eine Verzögerungseinrichtung mit weniger Eingängen oder Anschlüssen zu verwenden, als erforderlich wäre, um die gewünschte Phasenkohärenz zu erzeugen, falls nur eine Verzögerungseinrichtung gemäß dem Stand der Technik verwendet würde. Dadurch werden nicht nur die Kosten bei der Verwendung von elektrischen Verzögerungsleitungen und die bei akustischen Verzögerungsleitungen auftretenden Refiexionsprobleme wesentlich herabgesetzt, sondern es können auch die schädlichen Wirkungen von Rauschen herabgesetzt werden, das durch das Umschalten der Anschlüsse bei herkömmlichen Einrichtungen erfolgt. Beispielsweise wurden gute Ergebnisse erreicht bei einer Oszillatorfrequenz von 4,5 MHz, einer Trägerfrequenz von 2,5 MHz, einer Pulsdauer von 1,5 μ$, einer Anordnung gemäß Fig. 6 mit einer Apertur von 2,2 cm und einer Hauptverzögerungsleitung mit 12 μ$ mit Anschlüssen im Abstand von jeweils 0,5 μβ. Aus Fig. 6 ist ersichtlich, daß dieser Abstand der Anschlüsse bei weitem zu grob ist, um eine venünftige Phasenkohärenz der Zwischenfrequenzwellen mit 2 MHz am Summierungspunkt zu bewirken. Um eine Phasenkohärenz innerhalb von ±22,5° zu erreichen, müßten die Anschlüsse einen Abstand von 50 ns statt 500 ns haben, d. h. es wären zehnmal soviele Anschlüsse erforderlich. Die Anschlüsse könnten sogar in groben Stufen vorgesehen werden, falls weniger Impulsüberlappung ausreicht.

Obgleich durch diese Erfindung die dynamische Fokussierung erleichtert wird, können auch die Kosten eines Systemes mit fester Fokussierung vermindert werden, indem Verzögerungsleitungen mit grob abgestuften Anschlüssen verwendet werden, oder es kann erreicht werden, daß ein festes Fokussierungssystem mit höherer Frequenz bei einem gegebenen Abstand der Anschlüsse arbeitet.

ίο Bei den beschriebenen Ausführungsformen wird die gleiche Anordnung von Meßumformern verwendet zur Übertragung von Impulsen von akustischer Energie in den untersuchten Körper und zur Aufnahme der von einem gegebenen Fokussierungspunkt reflektierten Energie. Soweit die Erfindung jedoch die Fokussierung einer Anordnung betrifft, können zwei verschiedene Anordnungen verwendet werden, die in beliebiger Weise ausgerichtet sind. Alternativ kann die Energie durch Quellen eingeführt werden, die mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung nicht verbunden sind, und die Empfangsanordnung kann entsprechend der Erfindung fokussiert werden.

Insbesondere handelt es sich also um eine Anordnung von Meßumformern zum Übertragen von Impulsen aus Ultraschall-Druckwellen in einen Körper und zur Übertragung von empfangenen Reflexionswerten in entsprechende Impulse elektrischer Wellen. Einrichtungen zur Phasenänderung, welche vorzugsweise Signalüberlagerungseinrichtungen aufweisen, sind zwischen jedem Meßumformer und ausgewählten Anschlüssen auf einer Verzögerungsleitung verbunden. Die Anschlüsse sind gerade nahe genug beieinander, um eine annehmbare Überlagerung der Impulse der elektrischen Wellen am Summierungspunkt an einem Ende der Verzögerungsleitung zu ergeben. Die Fokussierung wird erreicht, indem die Phasen der j^dem \nschluß zugeführten Wellen derart ausgerichtet .virden, daß die Zyklen der Trägerwelle innerhalb des überlappenden Anteils der Impulse am Summierungspunkt eine annehmbare Phasenkohärenz aufweisen.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Herstellen von Abbildungen eines Objekts

- mit einer Einrichtung zum periodischen Aussenden von Impulsen aus Ultraschallwellen einer gegebenen Frequenz zum Objekt,

- mit einer Anordnung von Meßumformern zui Aufnahme von Anteilen der Energie der Ultraschallimpulse, welche von Punkten des Objekts reflektiert werden, und zu deren Umwandlung in entsprechende Wechselspannungssignale, und

- mit einer Einrichtung zum wahlweisen diskontinuierlichen Verzögern dieser Wechselspannungssignale vor deren Eintreffen an einem Summierungspunkt mittels schaltbarer Anzapfungen von Verzögerungsleitungsab.-chnitten,

dadurch gekennzeichnet,

daß die Anzapfungen (bei jΓ, si') der diskontinuierlichen Verzögerungseinrichtung (DT, DT) derart grob abgestuft sind, daß durch diese Verzögerungen die Wechselspannungssignale entsprechend den durch die Meßumformer (TR_h TR₂...) von einem gegebenen Punkt des abgebildeten Objekts (O) empfangenen Ultraschallimpulsen zwar in verschiedenen Zeitintervallen mit sich überlappenden Signalabschnitten am Summierungspunkt (S) auftreten, aber keine zur ausreichenden Signalverstärkung durch Summierung erforderliche Phasenkohärenz aufweisen und

daß zwischen den Anzapfungen der diskontinuierlichen Verzögerungseinrichtung und den Meßumformern (TK₁, TR₁...) eine Einrichtung (ΦΙ, Φ1) zum Ableiten phasenverschobener Wechselspannungssignale vorgesehen ist, welche zusammen mit der diskontinuierlichen Verzögerungseinrichtung (D Γ, D 2') für die Wechselspannungssignale am Summierungspunkt (5) wenigstens einmal während jedes Zeitintervalles zwischen den periodisch ausgesendeten Ultraschallimpulsen die zur ausreichenden Signalverstärkung durch Summierung erforderliche Phasenkohärenz hervorruft (Fig. 3).

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jede Einrichtung zum Ableiten phasenverschobener Wechselspannungssignale einen Mischer (AfI) mit einem ersten mit einem Meßwertumformer (77?,) verbundenen Eingang und einem mit einem Oszillator (30) verbundenen zweiten Eingang sowie eine Einrichtung (32) zur Bestimmung der Phase der dem zweiten Eingang zugefuhrten Oszillatorfrequenz und einem mit einer bestimmten Anzapfung verbundenen Ausgang aufweist (F i g. 7).

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenwinkel Ω(ί) des Signales für jeden Meßumformer mehrere Male zwischen den periodischen Abstrahlungen der Impulse akustischer Wellen in das untersuchte Objekt der Formel

W₀ die Oszillatorfrequenz ist,

Tf* die Verzögerung des Impulses ist, wenn dieser sich von einer gegebenen Anzapfung der Verzögerungsleitung zum Summierungspunkt fortpflanzt,

W_c die Trägerfrequenz der ausgesendeten Impulse ist,

T_h die ideale Verzögerung für einen bestimmten Meßumformer ist, der sich im Abstand h vom Mittelpunkt der Anordnung befindet, um diese in einem gegebenen Reich zu fokussieren.