DE2852747A1

DE2852747A1 - Verfahren und schaltungsanordnung zur messung der uebertragungseigenschaften eines messobjektes

Info

Publication number: DE2852747A1
Application number: DE19782852747
Authority: DE
Inventors: Karl Dipl Ing Bauernfeind; Gerhard Dipl Ing Blaess
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1978-12-06
Filing date: 1978-12-06
Publication date: 1980-06-12
Also published as: FR2443685A1; DE2852747C2; US4290010A; IT1127657B; BE880475A; FR2443685B1; GB2036985A; GB2036985B; IT7927674A0

Description

SIEMENS AKTIENGESELLSCHAFT Unser Zeichen

Berlin und München 78 P 6 8 1 3 BRO

Verfahren und Schaltungsanordnung zur Messung der Übertragungseigenschaften eines Meßob.jektes. (Zusatz zu Patent - Patentanmeldung P 27 24 991.8)

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Messung der Übertragungseigenschaften eines Meßobjektes, dem ein Testimpuls zugeführt und seine durch das Meßobjekt verursachte Verformung (Pulsantwort) ausgewertet wird, wobei mit Hilfe der Fourier-Analyse in einem Fourier-Prozessor (FFT-Prozessor) die Pulsantwort in Harmonisehe zerlegt sowie die einzelnen Frequenzkomponenten hinsichtlich ihrer Amplituden und ggf. ihrer Phasenbeziehung zueinander bestimmt werden und durch Einarbeiten der entsprechenden Werte des ursprünglich gesendeten Testimpulses die gewünschte Messung - durchgeführt wird, und wobei der Testimpuls aus einer Reihe bezüglich ihrer Amplitude und Anfangsphase vorgegebener Schwingungen unterschiedlicher Frequenz besteht und nach folgender Formel gebildet wird

Jb 1 Korn / 22.11.1978

030024/0425

ü(t) »21 A· cos (2'^'n.f-t- γ ) 1

wobei A_n die Amplitude und "f _n die/phase jeweils einer bestimmten Frequenz n*f bedeutet und die so gebildeten einzelnen Harmonischen bekannter Amplitude durch Überlagerung zum Testpuls zusammengesetzt sind, insbesondere nach Patent - (Patentanmeldung P 27 24 991.8).

Aus der Zeitschrift "Electronic Engineering" August 1966, Seiten 516 bis 519 ist ein Verfahren für die Messung der übertragungsfunktion mit Hilfe von kurzen Impulsen bekannt. Ausgehend von der Erkenntnis, daß eine Δ-Funktion mit undendlich schmalen Impulsen in der Fourieranalyse eine Verteilung der Harmonischen mit konstanter Amplitude bei allen Frequenzen (bis unendlich) liefern würde, wird in der Praxis ein möglichst kurzer Impuls verwendet, der für seine Spektralkomponenten allerdings nur eine -=§-- Funktion ergibt. Eine

20. Folge derartiger schmaler . .Impulse wird auf das Meßobjekt gegeben und empfangsseitig wird die Kurvenform des durch die übertragung veränderten Impulses nach Abtastung aufgezeichnet und einer Fourieranalyse unterworfen. In gleicher Weise ist auch vor der übertragung eine Abtastung des Sendeimpulses durchzuführen und auch dieses Ergebnis wird gespeichert und ebenfalls einer Fourieranalyse unterworfen.

Dieses Verfahren hat den Nachteil, daß eine zweifache Aufzeichnung sowohl des Sendeimpulses als auch des verzerrten empfangenen Impulses durchgeführt werden muß. Außerdem ist erforderlich, daß beide Impulsformen der Fourieranalyse unterworfen werden. Bei der Messung an Übertragungsstrecken ergibt sich dabei das Problem, daß die Fourieranalyse für den Sendeimpuls an der Emp-

03002Λ/042 5

78 Ρ63 13 BRD

fangstelle nicht direkt zur Verfugung steht. Es muß also entweder eine entsprechende zusätzliche Übertragung der sendeseitigen Spektralanalyse zur empfangsseitigen Meßstelle vorgenommen werden oder es wird umgekehrt die empfangsseitige Spektralanalyse zur Sendeseite zurückübertragen. Dabei ergibt sich neben dem großen Aufwand ein Nachteil dadurch, daß jeglicher Übertragungsfehler unmittelbar das Meßergebnis beeinflußt. In das Meßergebnis gehen weiterhin die Fehler sowohl bei der sendeseitigen als auch bei der empfangsseitigen Fourier-Analyse mit ein.

Bs ist auch zu beachten, daß die bei derartigen Impulsen auftretenden unendlich vielen Harmonischen ( Funktion) sehr breite Frequenzbänder belegen und zu Störungen führen können, wenn in bestimmten Kanälen gemessen werden soll, während in benachbarten Kanälen eine normale Nachrichtenübertragung stattfindet. Schließlich ist es noch für den praktischen Betrieb von Nachteil, daß die Amplituden der einzelnen Harmonischen (und ebenso deren Phasen) durch die Form des verwendeten Sendeimpulses vorgegeben sind und somit nicht frei gewählt werden können. Dies ist vor allem bei der Messung an Objekten mit einer Filtercharakteristik von Nachteil und beeinträchtigt die Genauigkeit des Meßergebnisses.

Für die Beurteilung der Übertragungseigenschaften von elektrischen Nachrichtenleitungen ist/das* sogenannte Nebensprechen von besonderer Bedeutung. Es entsteht durch die Kopplung zwischen benachbart, z.B. Innerhalb eines Kabels, verlaufenden Leitungen. Zur Bestimmung der Nebensprechdämpfung ist es bekannt (Siemens Nachrichten-Meßgeräte, 77/78, Seiten 38 und 39) auf der Sendeseite einen in der Frequenz einstellbaren Meßsender anzuschließen und auf der Empfangsseite einen selektiven Meßempfänger vorzusehen. Bei einem Frequenzwechsel des

030024/0425

-χ- TB P63 13 BRD

Meßsenders wird der selektive Empfänger (Überlagerungsempfänger) automatisch mit abgestimmt. Dadurch ist es möglich, empfangsseitig mit einem schmalen Empfsngskanal zu arbeiten. Dies ist deswegen von großer Bedeutung, weil die Nebensprechdämpfung sehr hoch liegt und deshalb die Gefahr besteht, daß mitgemessene Störanteile z. B. Rauschen oder Nachrichtensignale anderer Leitungen das Meßergebnis beeinträchtigen.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einem Verfahren der eingangs genannten Art einen Weg aufzuzeigen, auf dem mit ausreichend hoher Genauigkeit die Messung von nur einen geringen Störabstand aufweisenden Signalen durchgeführt werden kann.

Gemäß der Erfindung wird dies dadurch erreicht, daß zur Messung von mit Störungen behafteten Signalen

eine zusätzliche Verbesserung des Störabstandes durch selektive Mittelwertbildung der aus q aufeinanderfolgend ausgesandten Testimpulsen gewonnen und dem jeweiligen Teilfrequenzband des

en FFT-Prozessors zugeordneten q Amplitudenwert/und/oder durch Verkleinerung der Breite der empfangsseitigen Teilfrequenzbänder vorgenommen wird.

Obwohl das Verfahren nach dem Hauptpatent in seinen Grundzügen zunächst noch keinen ausreichend großen Stör-

,z.B.
abstand/für eine befriedigende Nebensprechdämpfungsmessung liefert, läßt sich dieses Problem durch die Erfindung lösen. Der FFT-Prozessor stellt nämlich eine Filterbank dar, bei der durch Mittelwertbildung und/ oder durch Verkleinerung der Breite der Teilfrequenzbänder die Selektion und damit der Störabstand erhöht werden kann« Von besonderem Vorteil ist dabei, daß der Empfänger lediglich insoweit ergänzt werden muß, daß eine Mittelwertbildung bzw. eine Verkleinerung der Teilfrequenzbänder durchführbar ist. Die übrigen Be-

030024/0426

-y- 73 P 6 3 1 3 BRD

standteile des Empfängers, insbesondere die Fourier-Analyse im FPT-Prozessor können unverändert beibehalten werden. Das bedeutet, daß eine nach dem Hauptpatent aufgebaute Meßeinrichtung lediglich durch Hinzufügen des Verfahrensschrittes der Mittelwertbildung bzw. der Verkleinerung der Teilfrequenzbänder ergänzt werden muß, um die gleiche, z.B. für die Strecken-Dämpfungsmessung

u. a
benutzte Einrichtung/auch für die Messung der Nebensprechdämpfung heranziehen zu können.

Eine bevorzugte Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens besteht darin, daß sendeseitig die Zahl der tatsächlich auf die zu messende Leitung gegebenen Harmonischen durch Nullsetzen eines Teils der η Amplitudenwerte verringert wird, daß empfangsseitig mit der vollen Zahl von η Harmonischen mit entsprechend kleinen Teilfrequenzbändern (B1 bis Bn) gearbeitet wird und daß diejenigen Teilbänder, in denen sendeseitig zu Null gesetzte Amplitudenwerte von Harmonischen auftreten würden, bei der Auswertung unterdrückt und nur die Amplitudenwerte der verbleibenden Teilfrequenzbänder zur Auswertung herangezogen werden.

Auf diese Weise läßt sich, da einzelne Amplitudenwerte von bestimmten Harmonischen sendeseitig nicht mehr ausgesandt werden, der Sendepegel des Testimpulses entsprechend erhöhen, ohne daß es zu einer Übersteuerung und damit zu unerwünschten Nichtlinearitäten auf der Übertragungsleitung kommt. Auf der Empfangsseite werden die Amplitudenwerte in denjenigen Teilfrequenzbändern unterdrückt, in denen auch sendeseitig keine Amplitudenwerte vorhanden waren, so daß die entsprechenden Störanteile dieser Teilfrequenzbänder nicht in das Meßergeb,-nis eingehen können.

Die Erfindung betrifft weiterhin eine Schaltung zur

0 3002A/0 A 25

-**- 73 PBS 13 BRD

Durchführung des Verfahrens, welche dadurch gekennzeichnet ist, daß sendeseitig ein Speicher vorgesehen ist, der ausreichend viele zeitlich aufeinanderfolgende Abtastwerte aus einem mit entsprechenden .Amplitudenwerten gebildeten Testimpuls enthält, die nacheinander ausgelesen werden, daß empfangsseitig eine Schaltung für die Abtastung des empfangenen Testimpulses vorgesehen ist und die so erhaltenen Abtastwerte einem FFT-Prozessor zugeführt sind, daß empfangsseitig ein Speicher vorgesehen ist, in dem die am empfangsseitigen Ende der mit dem Sender verbundenen Nachrichtenübertragungsleitung erhaltenen Amplitudenwerte gespeichert und zur Auswertung bereitgestellt sind und daß eine Schaltung zur selektiven Mittelwertbildung vorgesehen ist, deren Ausgangssignal für die Bestimmung der zu messende Größe mit dem im Speicher enthaltenen Meßwerten verknüpft werden.

Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen wiedergegeben. Die Erfindung und ihre Weiterbildungen werden nachfolgend anhand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 einen Schaltungsaufbau für die Erzeugung des Testimpulses (Sendeseite),

Fig. 2 einen Schaltungsaufbau für die Auswertung des Testimpulses am Ausgang des Meßobjektes (Empfangsseite ,
Fig. 3 den grundsätzlichen Aufbau einer Meßanordnung nach der Erfindung

Fig. 4 das Zeigerdiagramm eines Testimpulses nach der ,Übertragung und empfangsseitigen Aufbereitung durch die Fourier-Analyse, Fig. 5 die Filtercharakteristik eines FFT-Prozessors,

030024/0425

73 PS 3 13 BRD

Fig.. 6 die Filtercharakteristik des FFT-Prozessors bei unterschiedlichen Periodendauern auf der Sendeseite (für den Testimpuls) und auf der Empfangs seite (für die Meßperiode,

Fig. 7 die Filtercharakteristik des FFT-Prozessors bei Weglassen einzelner Harmonischer im Sendesignal.

In Fig. 1 sind Einzelheiten einer Schaltungsanordnung dargestellt, mit der der aus der Überlagerung einer Reihe harmonischer Schwingungen hergeleitete Testimpuls hergestellt wird. Dabei ist ein Quarzgenerator QG vorgesehen, dem ein erster Frequenzteiler FDO nachgeschaltet ist, dessen Teilungsverhältnis m:1 beträgt. Am Ausgang dieses Frequenzteilers liegt beispielsweise eine rechteckförmige Spannungsfolge mit der Frequenz 12,8 kHz vor. Diese Rechteckspannungsfolge wird einer Reine von

030024/0425

»²⁷⁴⁷

73 P 6 8 1 3 BRd

. 7 Frequenzteilern FD1 bis FD7 zugeführt, die hintereinander geschaltet sind und jeweils ein Teilverhältnis von 2:1 aufweisen.

Hit dem 7-stufigen Binärteiler (FD1...FD7) können 2⁷ = 128 verschiedene Kombinationen aufeinanderfolgend auf ■'.· den 7 Ausgangsleitungen erzeugt werden * welche als Adressleitungen einem programmierbaren Speicherwerk (z.B. PROM) zugeführt werden, das mit PR bezeichnet ist. Mit jeder der 2 » 128 Adressen wird ein Speicherwort im Speicher PR angesprochen und auf den Ausgang durchgeschaltet. Jedes Speicherwort hat z.B. eine Länge von 12 Bit und beinhaltet den digitalisierten Amplituden-Momentanwert der unverzerrten Zeitfunktion(n»ganzzahlig> η = 32

U(t)v- 21 A_n-COs (2ir-n-f.t~cp_n). (1)

Durch Aneinanderreihen dieser aufeinanderfolgenden Momentanwerte wird der Testpuls als Treppenkurve erzeugt, wobei diese Testpulse zweckmäßig fortlaufend (d.h. ohne zeitliche Lücke aneinandergereiht)ausgesandt werden. Eine Periode des Testpulses ist gegeben durch j- , wobei f«j die Frequenz der niedrigsten Harmonischen bedeutet (im vorliegenden Beispiel ist f.. = 100 Hz gewählt).

Mit dem angenommenen Zahlenbeispiel von insgesamt 32 einzelnen Harmonischen von je -100 Hz Frequenzabstand kann ein Frequenzband von 100 Hz bis 3200 Hz ausgemessen werden. Für die Auslegung der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 1 ist zu beachten, daß nach dem Abtasttheorem die höchste Frequenz (3200 Hz) mehr als . zweimal abgetastet werden muß, so daß die Abtastfrequenz über 6400 Hz liegen muß. Im vorliegenden Beispiel ist davon ausgegangen, daß die Abtastfrequenz mit 12,8 kHz gewählt ist, so daß die Abtastbedingung für die höchste Frequenz mit Sicherheit erfüllt ist.

030024/0425

^ 78P68 13BRO

Im einzelnen wird für die Programmierung des Speichers PR folgendermaßen vorgegangen:

Zunächst wird mit den jeweiligen Amplitudenwerten A1 bis An und den Anfangsphasenwerten ^₁ bis ^_n ein Testpuls der Periodendauer T » γ? festgelegt. Die Periodendauer beträgt für das angegebene Beispiel somit T a 10 msec. Die Amplitudenwerte A1 bis An werden dabei unterschiedlich groß gewählt, wie näher im Zusammenhang mit Fig. 3 erläutert wird.

Von dem so zeichnerisch oder rechnerisch ermittelten, aus den einzelnen Harmonischen mit den Amplituden A1 bis A32 und mit den Anfangsphasen f ^ bis S⁰^₂ zusammengesetzten Testpuls werden nun während einer Periodendauer T, also z.B. während 10 msec eine ausreichende Zahl z.B. von k»128 aufeinanderfolgenden Abtastwerten im z

also

im zeitlichen Abstand von g , im vorliegenden Beispiel

IQ-l-l⁰. . 78,125 /usec

128 '

entnommen. Diese Werte der Zeitfunktion werden in digitaler Form im Speicher PR aufeinanderfolgend unter der jeweiligen Adresse d.h.z.B. unter Nr. 1 bis Nr. 128 abgelegt. Dadurch ist sichergestellt, daß durch Fort-. schalten der Adressen aufeinanderfolgend beim Auslesen k a 128 Abtastwerte in der richtigen Reihenfolge nacheinander ausgelesen werden und daß nach Digital-Analogumwandlung im Digital-Analogumsetzer DAC diese Abtastwerte eine Treppenkurve bilden, welche praktisch dem idealen für die Berechnung der Abtastwerte benutzten Testimpuls entspricht. Die Glättung, d.h. die überführung der einzelnen Spannungsstufen in ein stetiges Analogsignal erfolgt mit dem nachgeschalteten Tiefpaßfilter LP.

030024/0425

Nach Ablauf einer vollen Periode, d.h. nach T » 10 msec beginnt ohne Zwischenraum das Programm von neuem, d.h. es folgen wieder 128 Abtastwerte aufeinander, welche die gleiche Treppenkurve ergeben ( = nächsten Periode der Zeitfunktion )3

Es werden aufeinanderfolgend mindestens so viele Testimpulse ausgesandt, wie das jeweilige Meßobjekt bis zum vollständigen Einschwingen benötigt« Im eingeschwungenen Zustand kann dann empf angsseitig mindestens eine Periode T abgetastet werden und zwar nach dem gleichen Schema, nach dem sendeseitig die Erzeugung der einzelnen Abtastproben durchgeführt wurde. Im vorliegenden Beispiel . wurden sich somit auf der Empfangsseite wieder 128 Abtastwerte ergeben, die dann in analoger oder digitalisierter Form der Fourieranalyse unterworfen werden können und dadurch insgesamt die einzelnen Amplitudenwerte A1* bis Δ32* sowie die Phasenwerte ^ 1*bis f32* liefern.

Sollten im Tiefpaßfilter LP irgendwelche bekannte Verfälschungen der Zeitfunktion (z.B. durch Dänpfungswelligkeit im Durchlaßbereich oder durch eine Phasenverschiebung) eintreten, können diese durch eine entsprechende Vorkorrektur der Abtastwerte (Vorentzerrung) ausgeglichen werden.

' Diese Zeit-Spannungsfunktion, welche den Testpuls bildet, gelangt über einen einstellbaren Verstärker AM1 zu einer Anpaßschaltung TR1, z.B. in Form eines Leitungsübertragers und von dort aus zu dem- Meßobgekt TE in Form einer -Nachrichtenleitung. ~ :

030024/0425

_ 78 P 6 8 1 3 BRD

In Fig. 2 ist die Schaltung zur Auswertung der durch das Meßobjekt veränderten Testpulse dargestellt. Von dem Meßobjekt TE gelangt der verzerrte Testpuls zunächst zu einer Anpaßschaltung TE2, an deren Ausgang ein Dämpfungsglied AT angeschlossen ist, dem ein einstellbarer Verstärker AM2 nachfolgt. Von hier aus zweigt eine Regelschleife ab, die über einen Gleichrichter GE und eine Schwellenschaltung SV geführt ist und die Dämpfung des Dämpfungsgliedes AT sowie die Verstärkung des Verstärkers AM2 so beeinflußt, daß eine in engen Grenzen tolerierte Maximalamplitude des empfangenen Testpulses vorhanden ist. Nachgeschaltet ist ein eine Abtast- und Halteschaltung aufweisender Analog-Digital-Umsetzer ADC, welcher gesteuert mit einer Taktfrequenz von 12,8 kHz die Momentanwerte des empfangenen Testpulses digitalisiert. Diese 12,3 kHz entsprechen mit hinreichender Genauigkeit dem am Ausgang des ersten Frequenzumsetzers FDO in Fig. 1 an der mit A bezeichneten Klemme auftretenden Takt.

Die Taktfrequenz von 12,8 kHz wird einem Frequenzteiler FD8 zugeführt, der für das gewählte Beispiel ein Teilungsverhältnis von 128 : 1 hat. Dieser Frequenzteiler FD8 hat im wesentlichen den gleichen Aufbau wie der Teiler FD1 bis FD7 in Fig. 1. Er kann sogar z.B. bei Schleifenmessung mit diesem identisch sein und bildet auf seinen 7 Ausgangsleitungen die Adressen, unter denen die vom Analog-Digital-Umsetzer aufeinanderfolgend gelieferten und dem jeweiligen Momentanwert des empfangenen Testpulses entsprechenden Binärwerte in dem Speicher STO abgespeichert werden. Nach einem Durchlauf des Teiler FD8, d.h. nach dem Abspeichern von z.B. 128 Momentanwerten des empfangenen Testpulses, wird dieser Vorgang beendet. Mit den 128 Werten wird somit genau eine Periode des Testpulses in digitalisierter Form abgespeichert.

030024/0426

. 28S2747

78 P 6 S 1 3 BRO Dieser Speicher STO arbeitet mit einem Computer CO im Dialogverkehr zusammen, wobei zunächst die abgespeicherten 128 Abtastwerte nach einem Fast-Fourier-Programm (FFT-Programm) verrechnet werden. Das Programm hierfür ist in einem Programmspeicher PST enthalten, der auch die sendeseitig für die Erzeugung des Testimpulses maßgebenden einzelnen Amplitudenwerte A1, A2...An und die Phasenwerte y^, V?* · · V⁷η ^eirfcnält.

Ein Beispiel für ein derartiges FFT-Programm zur Berechnung der schnellen Fourier-Transformation ist in dem Buch "The Fast Fourier-Transform¹¹ von G. Oran Brigham auf den Seiten 163 bie 171 beschrieben.

Mit diesem FFT-Rechenvorgang wird der Übergang von dem Zeitbereich in den Frequenzbereich ausgeführt. Als Ergebnis wird für jede der z.B. n=32 Harmonischen der Real- (Rn*) und der Imaginärteil (In*) erhalten. Hiervon wird anschließend für jede Harmonische der Betrag der Amplitude An* nach der Gleichung

/An*/= y (Rn*)² + (In*)² (2)

errechnet sowie die Phase.- γ» _Q nach der Gleichung

= arctg B-

Die hierfür erforderlichen Programme sind ebenfalls in

dem Programmspeicher PST enthalten. 30

In dem Rechner CO wird auch die Mittelwertbildung durchgeführt, welche später näher erläutert wird. Zur Berechnung der Nebensprechdämpfung werden Amplitudenwerte A*1 bis A*n aus einer vorangegangenen Messung benötigt, ^ welche ebenfalls in dem Programmspeicher PST festgehalten werden. Näheres hierzu ist bei Fig.3 erläutert.

030024/0425

z.B Die schließlich ermittelten Werte/der* Nebensprechdämpfung al bis an werden einer Anzeige- und/oder Registriereinrichtung DSP zugeführt.

In Fig. 3 ist der Aufbau einer Meßanordnung dargestellt, welche für die Messung des Fernnebensprechens benutzt werden kann. Hierzu ist an eine Nachrichtenübertragungsleitung L1 ein Sender SE angeschlossen, der den in Fig. 1 dargestellten Aufbau hat und Testimpulse TJ der dort erläuterten Zusammensetzung aus η Harmonischen abgibt. Diese Testimpulse gelangen zu dem Ende einer Übertragungsleitung L1, an die im ersten Schritt des Meßverfahrens ein Empfänger EM entsprechend dem Aufbau nach Fig. 2 angeschlossen ist. Dieser erste Meßvorgang ist durch den gestrichelt dargestellten Empfänger EM(samt zugehörigen Programmspeicher PST) angedeutet, der dabei anstelle des Abschlußwiderstandes AW1 an die Leitung L1 angeschlossen ist. Der Empfänger EM zerlegt die eingehenden, durch die Streckendämpfung der Leitung L1 beeinflußten Testimpulse TJ* in die einzelnen Amplitudenwerte A*1 bis A*n in der im Zusammenhang mit Fig. 2 erläuterten Weise. Die so erhaltenen Amplitudenwerte A*1 bis A*n werden in den Programmspeicher PST eingegeben und dort für die nachfolgende, eigentliche Nebensprechdämpfungsmessung aufbewahrt.

In einem zweiten Meßschritt wird nun an die Leitung L1 anstelle des Empfängers EM ein Abschlußwiderstand AW1 angeschlossen und dafür der Empfänger EM an das Ende einer mit der Leitung L1 verkoppelten anderen Übertragungsleitung L2 angeschaltet. Das dem Sender SE zugeordnete Ende dieser Leitung L2 ist mit einem Abschlußwiderstand AW2 abgeschlossen. Bei dieser zweiten Messung gelangen zum Empfänger ebenfalls die Testimpulse, jedoch mit einer infolge der hohen Nebensprechdämpfung

030024/0425

2052747

■ 73P63 13BR0

en -wesentlich kleiner/Amplitude. Diese am fernen Ende der Leitung L2 auftretenden stark gedämpften Testimpulse sind mit TJ** bezeichnet. Der Empfänger nach Fig. 2 ermittelt periodenweise für diese Testimpulse TJ** die zugehörigen Amplitudenwerte NA**1 bis NA**n, welche den Frequenzen f1 bis fn zugeordnet sind. Der Buchstabe N steht dabei für den durch Rauschen und Nachrichtensignale in anderen Kanälen verursachten Störanfeil.

Infolge der einerseits durch die hohe Nebensprechdämpfung sehr kleinen Nutz-Amplitudenwerte A**1 bis A**n und der gleichzeitig auftretenden relativ großen Störanteile N**1 bis.N**n, welche sich diesen Amplitudenwerden überlagern, kann nicht mehr davon ausgegangen werden, daß aufgrund der tatsächlich.gemessenen Amplitudenwerte NA**1 bis NA**n noch eine ausreichend genaue Berechnung der Nebensprechdämpfung möglich ist. Es besteht somit die Aufgabe, diese durch den Buchstaben N angedeuteten Störanteile, im Bereich des Empfängers EM in geeigneter Weise möglichst klein zu halten.

Eine erste vorteilhafte Möglichkeit hierfür besteht darin, eine Mittelwertbildung in selektiver Form in einer hier schematisch angedeuteten Schaltung MWB vorzunehmen, der die mit Störanteilen behafteten Amplitudenwerte NA**1 bis NA**n zugeführt werden. Hierzu werden auf der Sendeseite q Testimpulse TJ lückenlos nacheinander ausgesandt, so daß empfangsseitig auch nach- einander q Amplitudenwerte innerhalb eines Teilfrequenzbandes (z.B. NA**11 bis NA**1q innerhalb des ersten Teilfrequenzbandes mit der Mittenfrequenz f 1) beim FFT-Prozessor auftreten. Aus diesen q, dem Teilfrequenzband um f1 zugeordneten Amplitudenwerten NA**11 bis NA**1q wird durch selektive Mittelwertbildung ein neuer Amplitudenwert bestimmt, welcher hier mit A**d1 bezeichnet

1)30024/042

285274?

% TB P 6 8 1 3 BRD

ist. Entsprechend wird mit den anderen Amplitudenwerten der anderen Frequenzbereiche verfahren und schließlich der Amplitudenwert A**dn für die Frequenz n»f gebildet.

Diese Amplitudenwerte A**d1 bis A**dn haben, wie aus Fig. 4 ersichtlich ist, kaum mehr Störanteile W und ergeben deshalb hinreichend genaue Werte, welche für die Berechnung der Nebensprechdämpfung herangezogen werden können. In Fig. 4 ist in einem Zeigerdiagramm der Amplitudenwert A**1, welcher sich ohne Störanteile bei q aufeinanderfolgenden Testimpulsen stets gleichbleibend ergeben würde, als dicker Zeiger eingezeichnet. Die sendeseitigen Amplitudenwerte A1 bis A32 sind als gleichphasige Zeiger auf der reelen Achse angenommen. An denZeiger A**1 setzen sich die in etwa gleich großen Störanteile N**11bis N**1q mit unterschiedlichen Phasenlagen an und ergeben jeweils die resultierenden (und tatsächlich gemessenen) Amplitudenwerte NA**11 bis NA**1q. Die Größe dieser Zeiger schwankt entsprechend

.wenn dem jeweiligen Störanteil relativ stark und ergäbe/mit ihnen direkt gemessen würde, einen größeren Fehler bei der Berechnung der Nebensprechdämpfung. Wird dagegen die selektive Mittelwertbildung aus den q Werten NA**11 bis NA**1q durchgeführt, so ergibt sich ein Wert A**d1, der nur sehr wenig von dem fehlerfreien Wert A**1 entfernt ist.

Die Werte A**d1 bis A**dn werden einer Quotientenschaltung QS zugeführt, welcher gleichzeitig die aus der vorangegangenen ersten Messung am Ende der Leitung L1 erhaltenen Amplitudenwerte A*1 bis A*n zugeleitet werden. Bei diesen Amplitudenwerten A*1 bis A*n braucht eine besondere Mittelwertbildung o.dgl. nicht vorgesehen zu werden, weil hier der Störabstand gegenüber Rauschstörungen oder Störungen von Nachrichten auf anderen Kanälen ausreichend groß ist. Die in der Schaltung QS

030024/0425

- 285274?

78 P63 13 BRD

gebildeten Quotienten al =
geben die frequenzabhängige Nebensprechdämpfung für •die angegebene Meßanordnung mit den Leitungen L1 und L2 wieder und werden deshalb einer Anzeigeeinrichtung DSP zugeführt, wo sie als Nebensprechdämpfungswerte al bis an angezeigt oder registriert werden. Es ist noch darauf hinzuweisen, daß die Mittelwertbildung MWB sowie die Quotientenbildung QS nicht in eigenen Schal-itungsteilen vorgenommen werden muß, sondern daß diese Verfahrensschritte im Rahmen der Rechenschritte im Rechner.CO nach Fig. 2 erfolgen können. Wenn nicht η sondern nur weniger Nebensprechdämpfungswerte benötigt werden, so können die nicht interessierenden Quotientenbildungen weggelassen werden.

Es ist darauf hinzuweisen, daß die Erfindung zwar mit besonderem Vorteil für Nebensprechmessungen anwendbar ist. Es besteht aber darüber hinaus auch bei anderen Messungen die Möglichkeit eines sinnvollen Einsatzes und zwar immer dann, wenn die Störsignalanteile gegenüber den Nutzsignalanteilen erheblicher ins Gewicht fallen und die Messung beeinträchtigen. Derartige Schwierigkeiten können z.B. auch bei Klirrmessungen, bei der Messung von Codierungsverzerrungen und bei Messungen an Objekten mit sehr starker Dämpfung auftreten und sind nachfolgend durch die Bezeichnung A**, TJ**, N** usw. angedeutet.

Neben der im Zusammenhang mit Fig. 3 und Fig. 4 erläuterten Verbesserung des Störabstandes oder auch ergänzend hierzu bestehen weitere Möglichkeiten zu Erhöhung der Selektion, welche nachfolgend an Hand der Fig. 5 und 6 beschrieben werden.

Fig. 5 zeigt die verschiedenen Spektrallinien A**1 bis A**5 eines Testimpulses TJ** zusammen mit den entsprechenden Störanteilen N**1 bis N**5. Dabei ist zu

030024/0425

berücksichtigen, daß der FFT-Prozessor nach Fig. 2 das Verhalten einer Filterbank zeigt, deren Teilfrequenzbänder etwa eine Breite von B=fg haben. Nachfolgend wird fg als Meßgrundfrequenz bezeichnet. Für sie gilt ausgehend von der Periodendauer Tg, mit welcher der FET-Prozessor arbeitet, die Beziehung B = fg = 1/Tg.

Im allgemeinen ist diese Periodendauer Tg gleich.der Periodendauer T des Testimpulses gewählt. Dies bedeutet,

1 1

daß fg = f1 = ~ = j- ist. Ist die Meßgrundfrequenz fg durch Wahl von Tg festgelegt, so ergeben sich die einzelnen Teilfrequenzbänder B1 bis Bn derart, daß die Grundfrequenz fg oder deren ganzzahlige Vielfache jeweils in der Mitte dieser Teilfrequenzbänder B1 bis Bn liegen.

Der erste Schritt, die Auswertung der Harmonischen des Testimpulses auf der Empfangsseite zu optimieren, besteht nun darin, daß die Harmonischen des Testimpulses f1 bis fn so gewählt werden, daß sie in der Mitte der Teilfrequenzbänder B1 bis Bn liegen und so mit den Vielfachen der Grundfrequenz fg zusammenfallen. Dies ist automatisch dann der Fallt wenn, wie bei Fig. 5 angedeutet, sendeseitig die Periode T des Testimpulses TJ und empfangsseitig die Periode Tg,mit der der FFT-Prozessor arbeitet, gleich groß gewählt werden.

Eine Schwierigkeit bei einer Messung mit einem FFT-Prozessor entsprechend Fig. 2 liegt jedoch darin, daß die Störsignalbänder N**.1bis N**npraktisch ungedämpft durch gelassen werden, weil die verschiedenen Teildurchlaßbereiche D1 bis Dn des FFT-Prozessors sich nahezu lükkenlos aneinanderreihen und daher kaum eine Unterdrückung von Störanteilen N zu erreichen ist (außer durch Mittelwertbildung).

030024/OA25

78 P6-8 13 BRD

- ys -

Eine Abhilfe besteht hier darin, daß zwar auf der Sendeseite die Dauer T eines Testimpulses TJ konstant gehalten, jedoch auf der Empfaqgsseite, d.h. beim FFT-Prozessor die Verarbeitungsperiode als ein ganzzahliges Vielfaches der sendeseitigen Impulsdauer also zu

r* T = Tg

gewählt wird Cr= ganzzahlig). Nachfolgend wird bei der Beschreibung von Fig. 6 r = 2 angenommen, d.h.

Tg = 2T. Dies bedeutet, daß auf der Empfangsseite zwei unmittelbar (d.h. ohne zeitliche Lücke) aufeinander folgende Testimpulse (TJ1 + TJ2) zusammen als neuer Testimpuls ausgewertet werden. Dementsprechend ist die Grundfrequenz fg entgegen dem Beispiel nach Fig. 5 nicht mehr genau so groß wie f1, sondern nur noch fg = f1/2 »■ 50 Hz. Dies hat aber gleichzeitig zur Folge, daß die Durchlaßbereiche D21 bis D210 halb so breit C=SOHz) werden wie die Durchlaßbereiche D1 bis D5 (=100Hz) nach Fig. 5>. Es treten jetzt eine Reihe von Durchlaßbereichen D21, D23, D25, D27, D29 usw. auf, bei denen nur noch Störanteile N**21, N**23, N**25, N**27, N**29 vorhanden sind, jedoch keine Nutzspannungsanteile aus den Harmonischen des Testimpulses, die nur bei D22 (k**i), D24 (A**2), D26 (A**3), D28 (A**4) und D210 (A**5) vorhanden sind. Es ist zu beachten, daß die Nutz-Amplitudenwerte A**1 bis A**5» die auf den sendeseitigen Testimpuls TJ zurückgehen, gegenüber der Ausführungsform nach Fig. 5 in ihrer Größe praktisch unverändert bleiben, während die zugehörigen Störspannungsanteile N**22, N**24, N**26, N**28, N**210 energiemäßig nur noch halb so groß sind wie bei Fig. 5. Der Störabstand ist somit wesentlich verbessert. Bei der Auswertung ist dabei so vorzugehen, daß diejenigen Amplitudenwerte, welche in DurchlaßbereichenD21, D23_f usw. auftreten, di'e nicht durch Harmonische des sende-

030024/0425

- & - 78 P 6 8 1 3 BRD

seitigen Testimpulses TJ belegt sind, für die Auswertung unterdrückt werden. Damit entsteht insgesamt eine Verringerung der Störanteile N** bei gleichbleibend hohen Nutzamplituden A** und somit eine Verbesserung des Störabstandes.

Die Vergrößerung der Periodendauer Tg auf der Empfangsseite auf ein ganzzahliges Vielfaches r*T der sendeseitigen Periodendauer T hat den Vorteil, daß bei der Auswertung keine Übergangs-Sprungfunktionen auftreten, welche zu Störungen Anlaß geben könnten.

Ein weiterer Weg für die Verbesserung des Störabstandes ist in Fig. 7 gezeigt. Es besteht nämlich die Möglichkeit, sendeseitig den Testimpuls TJ nicht aus allen η Harmonischen zusammenzusetzen, sondern nur einen Teil dieser η Harmonischen für die Bildung des Testimpulses heranzuziehen.

In dem Beispiel nach Fig. 7 ist angenommen, daß innerhalb des Testimpulses nur die Grundschwingung f1 (d.h. n=i) und die Schwingung f=5*f1 (d,h. n=5) vorhanden ist. Dementsprechend brauchen für die Auswertung auch nur die Ausgangswerte WA**1 für den Frequenzbereich um f1f also aus dem Teilfrequenzband B1 und -die Signale NA**5 um f5» also aus dem Teilfrequenzband B5 herangezogen werden. In dem Beispiel nach Fig. 7 ist zur Vereinfachung angenommen, daß der FFT-Prozessor die Filterstruktur nach Fig. 5 hat, d.h. Tg = T ist. Die Ausgangssignale der anderen Teilfrequenzbänder B2, B3, B4, B6 usw., welche für das gewählte Beispiel die in Fig. 5 dargestellte Verteilung hätten, werden nicht ausgewertet, d.h. die bei ihnen auftretenden Ausgangswerte (welche nur Störanteile enthalten würden) werden unterdrückt. Auf diese Weise tritt zwar zunächst keine Verschmälerung der Bandbreite ein, weil der Durchlaß-

030024/0425

$ - 78 P 6 8 1 3 BRD

bereich D1 nach Fig. 7 für den Bereich des Amplitudenwertes A**1 praktisch genau so groß ist wie D1 bei Fig. 5. Der Vorteil, welcher hinsichtlich der Vergrößerung des Geräuschabstandes erzielbar ist, liegt darin, daß auf der Sendeseite der Testimpuls TJ mit größeren Amplitudenwerten A1 und A5 ausgegeben werden kann, als wenn mit η gleichen Amplitudenwerten gearbeitet würde. Dies hat seine Ursache darin, daß der Testimpuls TJ mit seinen Spitzenwerten nicht beliebig groß gemacht werden kann, ohne daß es zu Übersteuerungen des Meßobjektes kommt. Es gibt also einen obersten Grenzwert, der als Maximalamplitude des Testimpulses TJ dem jeweiligen Meßobjekt noch zugemutet werden kann. Um dies zu verdeutlichen, wird nachfolgend ein einfaches Zahlenbeispiel angegeben. Der damit erhaltene Testimpuls hat nicht die optimale Gestalt; dieses Beispiel hat jedoch den Vorteil, daß es die Zusammenhänge in besonders einfacher und übersichtlicher Weise klarstellt. Nimmt man an, daß 32 Cosinusschwingungen mit Amplitudenwerten A1 bis A32 sendeseitig zur Bildung des T-^stimpulses TJ benutzt werden und normiert man jeden dieser Testimpulse auf den Amplitudenwert 1, so ergibt sich bei gleichphasiger Überlagerung (Anfangsphase ψ = Null für alle Amplitudenwerte)_t ein Testimpuls, dessen Spitzen-Amplitudenwert gerade den Wert 32 erreicht. Nimmt man weiterhin an, daß das Meßobjekt gerade noch in der Lage ist, Amplitudenwerte des Testimpulses TJ der Größe 32 noch ohne unzulässige Verzerrungen usw. zu übertragen, so könnte der so gewonnene Testimpuls auf das Meßobjekt gegeben werden und empfangsseitig würde sich die Signalenergie weitgehend gleichmäßig auf die einzelnen Amplitudenwerte A*1 bis A*32 verteilen.

Geht man jedoch davon aus, daß entsprechend/Beispiel nach Fig. 7 nur zwei Amplitudenwerte A1 und A5 sendeseitig zur Bildung des Testimpulses TJ benutzt sind

030024/0425

- 78 P63 13 BRO₀

und nimmt man wiederum die gleiche Überlagerungsart, d.h. Cosinusschwingungen mit der Anfangsphase *f = O an, so wurden diese beiden Amplitudenwerte A1 und A5 (ebenfalls normiert auf 1) auf der Sendeseite nur einen resultierenden Spitzenwert von 2 für den Testimpuls TJ1,5 ergeben. Da jedoch vorausgesetzt wurde, daß das Meßobjekt Spitzenwerte bis zum Wert 32 ohne Übersteuerung übertragen kann, so könnte durch den Verstärker AM1 in Fig. 1 die Ausgangsamplitude dieses Testimpulses TJ1,5 auf das 16-fache gegenüber dem Testimpuls TJ

aus n«32 Einzelschwingungen angehoben werden. Dies hat zur Folge, daß auch empfangsseitig bei dem Testimpuls TJ1,5** die Amplitudenwerte A**v1 und A**v5 gegenüber dem Beispiel nach Fig. 5 etwa 16 mal so groß werden. Dies verbessert den Störabstand dieser Nutzamplituden A**v1 und A**v5 gegenüber den Störanteilen N**1 und N**5 (die gegenüber der Ausführung nach Fig. 5 etwa unverändert bleiben) um das 7Ϊ6-fache. Diese Maßnahme, d.h. das Nullsetzen einzelner der η Amplitudenwerte auf der Sendeseite bei gleichzeitiger Erhöhung des Amplitudenwertes des Testimpulses TJ durch den Verstärker AM1 bis zur zulässigen Höchstgrenze ergibt somit ebenfalls eine allein oder auch zusammen mit den anderen Maßnahmen anwendbare Verbesserung des StörabStandes»

18 Ansprüche
7 Figuren

030024/0425

Claims

S

i.) Verfahren zur Messung der Übertragungseigenschaften eines Meßobjektes, dem ein Testimpuls zugeführt und seine durch das Meßobjekt verursachte Verformung (Pulsantwort) ausgewertet wird, wobei mit Hilfe der Fourier-Analyse die Pulsantwort in Harmonische zerlegt sowie die einzelnen Frequenzkomponenten hinsichtlich ihrer Amplituden und ggf. ihrer Phasenbeziehung zueinander bestimmt werden und durch Einarbeiten der entsprechenden Werte des ursprünglich gesendeten Testimpulses die gewünschte Messung durchgeführt wird, und wobei der Testimpuls aus einer Reihe bezüglich ihrer Amplitude und Anfangsphase vorgegebener Schwingungen unterschiedlicher Frequenz besteht und nach folgender Formel gebildet wird

¹5 η

U(t) = 52 A_n«cos (2T*n'f-t - <f_n)

wobei A„ die Amplitude und If_n die Anfangsphase jeweils einer bestimmten Frequenz n·f bedeutet und die so gebildeten einzelnen Harmonischen bekannter Amplitude durch Überlagerung zum Testpuls zusammengesetzt sind, insbesondere nach Patent (Anmeldung P 27 24 991.8), d a du rch gekennzeichnet, daß zur Messung von mit Störungen behafteten Signalen eine zusätzliche Verbesserung des Störabstandes durch selektive Mittelwertbildung der aus q aufeinanderfolgend ausgesandten Testimpulsen gewonnenen, dem jeweiligen Teilfrequenzband des FFT-Prozessors zugeordneten q Amplitudenwerten und/oder durch Verkleinerung der Breite der empfangsseitigen Teilfrequenzbänder vorgenommen wird.

030024/0425

ORIGINAL INSPECTED

2552747

- 2 - 73 P 6 3 1 3 BRO
2. Verfahren nach Anspruch 1, dad u r c h , g__e kennzeichnet, daß empfangsseitig in jedem der durch den FFT-Prozessor gebildeten Teilfrequenzbänder ein von einer sendeseitig zur Bildung des Testimpulses benutzten Harmonischen herrührender Amplitudenwert auftritt.
3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die empfangsseitig beim FFT-Prozessor angesetzte Meßperiodendauer Tg größer gewählt wird als die sendeseitige Periodendauer T des Testimpulses (TJ).
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch g e kennzeichnet, daß die empfangsseitige Meßperiodendauer Tg = r.T gewählt wird, wobei r ganzzahlig ist.
5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß Teilfrequenzbänder, in denen keine auf sendeseitige Harmonische im Testimpuls (TJ) zurückgehenden Amplitudenwerte auftreten, bei der Auswertung unterdrückt werden.
6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß Amplitudenwerte, die auf Harmonische im Testimpuls (TJ) zurückgehen, etwa in der Mitte der Teilfrequenzbänder des FFT-Prozessors liegen.
7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sendeseitig nur ein Teil der η Harmonischen zur Bildung des Testimpulses (TJ) benutzt wird und daß empfangsseitig nur die Amplitudenwerte derjenigen Teilfrequenzbänder zur Auswertung herangezogen werden, in die

030024/0425

. 3 - 78 P 6 8 1 3 BRD

Harmonische des Testimpulses fallen.
8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der sendeseitige Testimpuls amplitudenmäßig auf den zulässigen Höchstwert angehoben wird.
9. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch die Anwendung für die Messung der Nebensprechdämpfung.
10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, gekennzeichnet durch die Anwendung für die Messung des Klirrfaktors.
11. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, gekennzeichnet durch die Anwendung für die Messung der Codierungsverzerrung.
12. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Testimpuls mindestens die Länge einer vollen Periodendauer der in ihm enthaltenen niederfrequentesten Einzelschwingung aufweist.
13. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die einzelnen Testimpulse lückenlos aneinandergereiht ausgesandt werden.
14. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß Abtastwerte eines vollständigen Testpulses in einem Speicher (PR) festgehalten werden, wobei die Abtastfrequenz mehr als doppelt so hoch gewählt ist wie die höchstfrequente im .Testimpuls enthaltene Einzelschwingung.

030024/0425

28^2747

- 4 - 73 P 6 8 1 3 BRD
15. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet , daß sendeseitig ein Speicher (PR) vorgesehen ist, der ausreichend viele zeitlich aufeinanderfolgende Abtastwerte aus einem mit entsprechenden Amplitudenwerten gebildeten Testimpuls (TJ) enthält, die nacheinander ausgelesen werden, daß empfangsseitig eine Schaltung (ADC) für die Abtastung des empfangenen Testimpulses vorgesehen ist und die so erhaltenen Abtastwerte einem FFT-Prozessor zugeführt sind, daß empfangsseitig ein Speicher vorgesehen ist, in dem die am empfangsseitigen Ende der mit dem Sender verbundenen Nachrichtenübertragungsleitung erhaltenen Amplitudenwerte gespeichert und zur Auswertung bereitgestellt sind und daß eine Schaltung zur selektiven Mittelwertbildung vorgesehen ist, deren Ausgangssignal für die Bestimmung der zu messenden Größe mit dem im Speicher enthaltenen Meßwerten verknüpft werden.
16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 15» dadurch gekennzeichnet , daß der sendeseitige Speicher (PR) als Digitalspeicher ausgebildet ist und einen nachgeschalteten Digital-Analog-Wandler (DAC) aufweist, dem ein Tiefpaßfilter (LP) nachgeschaltet ist.
17. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 15 oder 16, dadurch gekennzeichnet, daß empfangsseitig eine Regelschaltung (GR, SW, AM2 AT) vorgesehen ist, welche die Maximalamplitude der Empfangssignale auf einem einheitlichen Pegel hält.

03002A/OA2S

28527*7

_ ₅ _ 78 P63 13 BRD
18. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 15 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß sendeseitig (Fig. 1) die Zeitfunktion des Testimpulses und empfangsseitig (Fig. 2) die Werte der Frequenzfunktion gespeichert sind.

030024/0428