DE2851884C2 - Digitaler Frequenz-Diskriminator - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen digitalen Frequenz-Diskriminator mit einer Logikschaltung, in der für eine variable Eingangsfrequenz und für eine keferenzfrequenz je ein bistabiles Speicherelement vorgesehen ist, die so miteinander verschaltet sind, daß jeweils der negierende Ausgang jedes der bistabilen Speicherelemente mit dem vorbereitenden Eingang des anderen bistabilen Speicherelementes verbunden ist und daß dein Rückstelleingänge vom Eingangssignal des jeweiligen anderen bistabilen Speicherelementes gesetzt sind, wobei die bistabilen Speicherelemente über eine aus einem RC-Netzwerk bestehende Auswerteschaltung eine Nachstellspannung liefern.

Bei Frequenzsynthesizern mit einstellbarem Frequenzteiler und Phasenregelschleife entsteht bei Weinen Rastschritten das Problem, daß sich relativ hohe Einstellzeiten bei einem Frequenzwechsel ergeben, da die Bandbreite der Phasenregelschleife wegen der erforderlichen Nebenwellenfreiheit klein gewählt werden muß. Um den Fangbereich auf den gesamten Einstellbereich zu erweitern, ktnn ein digitaler Frequenzdiskriminator verwendet werden, der nur eine Aussage liefert, ob die Frequenz zu hoch oder zu tief liegt. Eine derartige Schaltung ist in der Literaturstelle NTZ 1971, Heft 8, Seiten437 bis439 beschrieben. Eine Verkürzung der Einstellzeit wird mit dieser Schaltung nicht angestrebt.

Eine ähnliche Schaltung ist auch aus der DD-PS 80 081 bekannt. Bei diesem Frequenzdiskriminator wird die vorgegebene Bezugsfrequenz von der Schaltungsanordnung selbst geliefert. Dazu werden die Haltezeiten der bistabilen Multi vibratoren ausgenutzt. Ein derartiger Frequenzdiskriminator ist wegen seiner unstabilen Bezugsfrequenz in vielen Fällen ungeeignet.

In einem anderen bekannten Frequenzdikriminator (US-PS 37 50 035) wird die variable Eingangsfrequenz und die Referenzfrequenz je einer bistabilen Multivibratorschaltung zugeführt. Die Ausgänge liegen an einem mittelwertbildenden DifTerentialintegrator, der eine Ausgangsspannung liefert, die dem Frequenzunterschied unterhalb des Sättigungsbereiches des Diflerentialintcgrators näherungsweise proportional ist. Eine derartige Schaltung kann besonders hohen Anforderungen an die Fangeigenschaften bei großer Sollwertablage und an eine möglichst kurze Einstellzeit nicht genügen.

Dt Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einem digitalen Frequenzdiskriminator, der eingangs genannten Art insbesondere bei großem Fangbereich die Einstellzcit bei Frequenzwechsel zu verringern. Gemäß der Erfindung wird die Aufgabe dadurch gelöst, daß die Logikschaltung zwei weitere bislabile Speicherelemente aufweist, deren Eingangjeweils mit dem Eingang und deren vorbereitender Eingang mit dem Ausgang des jeweils vorhergehenden bistabilen Speicherelementes derart verbunden ist, daß die Ausgangssigna Ic der beiden eingangsseitigen bistabilen Speicherelemente in den nachfolgenden Speicherelementen mit einer Meßbzw, mit der Referenzfrequenz abgetastet werden und daß die an den Ausgang der weiteren bistabilen Speicherelemente angeschlossene Auswerteschaltung eine

Nachstellspannung liefert.

Die in der Auswerteschaltung aus den Impulsfolgen gewonnene Diskriminatorkennlinie liefert eine exakte Aussage über die Frequenzabweichung der variablen Frequenz. Damit ist die Voraussetzung geschaffen, daß die Einstellzeit auch bei großer Sollwertablage auf ein Minimum reduziert werden kann, außerdem wird die Referenzfrequenz am Ausgang der Schaltung unterdrückt.

Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung kann durch die Verwendung von zwei nachtriggerbaren raonostabilen Kippstufen, die zwischen die Ausgänge der Logikschaltung und die Eingänge der RC-Netzwerke der Auswerteschaltung eingefügt sind, eine hohe Linearität über einen wählbaren Frequenzbereich erzielt werden. Weitere Maßnahmen, die eine Variation der Form der Diskriminatorkennlinie in einem weiten Bereich ermöglichen, bestehen darin, daß die Ausgangsimpulsdauer der monostabilen Kippstufen veränderbar gemacht wird und daß jeweils zwei monostsbile Kippstufen parallelgeschaltet sind, derart, daß eine zweite Differenzspannung erhalten wird, die nach Wichtung zur ersten Differenzspannung addiert oder von ihr subtrahiert wird.

Es besteht auch die Möglichkeit, der Logikschaltung die Information über die Phasenlage in einem großen Linearitätsbereich zu entnehmen.

Die Erfindung und weitere Ausgestaltungen der Erfindung werden anhand der F ig. 1 bis 10 näher erläutert. Es zeigen

F i g. 1 die Logikschaltung des Diskriminator^, F i g. 2,3 und 4 Impulsdiagramme der Logikschaltung,

Fig. S ein Prinzipschaltbild eines einfachen Frequenzdiskriminators mit der dazugehörigen Diskriminatorkennlinie,

F i g. 6 ein Prinzipschaltbild eines symmetrischen Frequenzdiskriminators mit dem zugehörigen Kennlinienverlauf,

Fig. 7 ein Prinzipschaiibiid eines erweiterten, symmetrischen Z requenzdiskriminators,

Fig. 8 eine Diskriminatorkennlinie mit Kenniinienabschnitten unterschiedlicher Steilheit,

F i g. 9 verschiedene Kennlinienformen des erweiterten Frequenzdiskriminators,

Fig. 10 eine ausführlichere Schaltung eines Frequenzdiskriminators.

Die Logikschaltung des Frequenzdiskriminators (Fig. 1) besteht im wesentlichen aus den vier dynamischen bistabilen Speicherelementen FFl bis FFi. Jeweils zwei der bistabilen Speicherelementen sind in Serie geschaltet. Die beiden bistabilen Speicherelemente FFl und FF3 weisen eingangsseitig einen ersten Eingang E1, an dem die Eingangsfrequenz /, zugeführt wird und einen ersten Ausgang A 1 auf und die beiden bistabilen Speicherelemente FFl und FF4 einen zweiten Eingang El für die Referenzfrequenz/₂ und einen zweiten Ausgang A1 der Logikschaltung. Je ein vorbereitender Eingang D1 und D1 der bistabilen Speicherelemente FFi und FFl sind jeweils mit einem negierenden Ausgang des anderen bistabilen Speicherelementes verbunden, so z. B.JH von FFl und Ql von FFl und Dl von FFl mit Ql von FFl. Während der Ausgang Q1 des bistabilen Speicherelementes FFl mit dem vorbereitenden Eingang D 3 des bistabilen Speicherelementes FFZ verbunden ist, ist der die Eingangsfrequenz /| rührende Eingang E1 direkt an den Eingang zur dynamischen Auslösung des bistabilen Speicherelementes FF 3 geführt. Entspr

ndes gut für die Verbindung des bistabilen Speicherelementes FFl mit dem Speicherelement FFA. Die Funktionsweise der Logikschaltung wird anhand der F i g. 1 in Verbindung mit der< Impulsdiagrammen in den Fig. 2, 3 und 4 erläutert s Dabei wird nachfolgend für die Bezeichnung bistabiles Speicherelement der Ausdruck Flip-Flop verwendet.

An die Eingänge El bzw. El gelangen Impulse der Eingangsfrequenz /, bzw. der Referenzfrequenz /₂, wobei die Impulsdauer z. B. 30 ns betragen soll. Mit der

ίο positiven- Taktflanke des Impulses am Eingang £ 1 wird das Flip-Flop FFl gesetzt, vorausgesetzt, daß sich der Ausgang O₂ des Flip-Flops FFl in der L^low) Lage befindet. Über einen Rückstelleingang Zi₂ des Flip-Flops FFl bleibt der Ausgang Q₁ weiter in der L-Lage.

Folgt ein Taktimpuls der Referenzfrequenz f₂ am Eingang El, so hat er auf den Ausgang Q₂ keine Auswirkung, da er mit der positiven Flanke den Inhalt vom negierenden Ausgang Qi (Qj ist auf L) des Flip-Flops FFl übernimmt Gleichzeitig wird der Ausgang Q₁ über einen Rückstelleingang Zf₁ des Flip-Flops FFl durch den gleichen Impuls zurückgesetzt solg.1 dagegen am Eingang £1 ein zweiter Impuls, so bleib; der Ausgang Qi in dsr Η-Lage (Q₂ ist H), währsnd der Ausgang Q₂ weiter in der L-Lage bleibt. Erst mit dem Eintreffen eines Pulses am Eingang El wird der Ausgang Q₁ wieder zurückgesetzt In der Fig. 2 ist dieser Vorgang für den Fall dargestellt, daß die Eingangsfrequenz/, größer als die Referenzfrequenz /₂ ist. Unter dieser Voraussetzung entstehen am Q₁-AuS- gang des Flip-Flops FF1 Impulse, deren positive Flanke immer zu dem Zeitpunkt eintrifft, wenn gerade ein Impuls mit der höheren Eingangsfrequenz f_} am Eingang E1 auf einen Impuls der tieferen Referenzfrequenz f₂ am Eingang El folgt. Die Rückflanke läuft mit den Impulsen der Referenzfrequenz f₂ synchron. Diese Impulsfolge am Q ,-Ausgang hl ein Kriterium dafür, daß die Eingangsfrequenz /, zu groß ist An der negierten Form am Q,-Ausgang des Flip-Flops FFl erkennt man, daß die Impulse mit der Referenzfrequenz f₂ aufeinan der folgen, allerdings mit unterschiedlicher Impuls dauer. Das Flip-Flop FFl übernimmt also in diesem Fall über den /^-Eingang immer ein L.

Im Flip-Flop FF3 werden die Impulse am Q ,-Ausgang vom vorangehenden Flip-Flop FFl mi: der Ein- gangsfrequenz /, abgetastet. Dies bewirbt, daß (¹Je Q_x-Zustände, die beim Eintreffen der positiven Taktflanke am /^-Eingang anliegen, im Flip-Flop FF3 um eine Taktperiode verzögert werden, der Ausgang Q₄ dagegen bleibt in der L-Lage.

Im Bild 2 ist dargestellt, daß am Q_r Ausgang immer dann ein Ausgangsinipuls erscheint, wenn mindestens 2 Impulse der Eingangs-Frequenz /, in das Zeitintervall T] = Mf₂ fallen. Fällt dagegen nur ein Impuls in das Zeitintervall, so bleibt der Q_rAusgang in der L-Lage.

Genauso entstehen am Q₄-Ausgang Impulse mit der Differenzfrequenz /j-/,, wenn f₂ > /, ist, wänrend der Ausgang Q₃ auf L liegt (Fig. 3). Die Impulslänge ergibt sich bei /, >/₂ zu T₁ - Mf_x und für /₂ >/, zu T₄ = l//₂ entsprechend der jeweiligen Taktperiode.

Bei Frequenzgleichheit /, = /₂ bleiben beide Ausgänge Qi und Q₄ in der L-Lage, denn die 0-Eingange der Flip-Flops FF3 bzw. FFA liegen bei Eintreffen der Taktimpulse immer auf L (abwechselndes Setzen und Rücksetzen von Q₁ oder Q₂) während die Q₁- bzw. Q₂- Ausgänge eine Aussäe über die Phasenbeziehung der Eingangsimpulse geben. Fig. 4 zeigt die Impulsdiagramme bei Frequenzgleichheit der Eingangsimpulse. Geht man davon aus, daß zunächst /, >/₂ ist, so erhält

man am Q₁- bzw. β,-Ausgang die Verhältnisse wie in F i g. 2. Bei Frequenzgieichheit / » j5 und einer Phasendifferenz ψ 1 der Eingangsimpuke (es wird definiert, daß die Impulse mit der Eingangs-Frequenz /j in der Phase um * voreilen} wird weges der Speicherwirkung der Schaltung des Flip-Flops FF1 abwechselnd gesetzt und rückgesetzt. Dabei entspricht die Impulsdauer T₁ gerade der Phasendifferenz der Eingangssignsie. Für die Impulsdauer Τψ ergibt sich allgemein:

/"'■* "^A "^f

10

Andererseits erhält man bei Phasennacheilung der Eingangsfrequenz jf gegenüber der Bezugsphase der Referenzfrequenz J₁ die der Phasendifferenz entsprechenden Impulse am Qj-Ausgang des Flip-Flops FFl. Es gilt wieder die Beziehung:

²⁰

360°

In F i g. 4 (rechte Spalte) wird davon ausgegangen, daß zunächst Jf < jj ist. Es soll damit gezeigt werden, daß die Schaltung eine Information darüber liefert, von weleher Seite eine Frequenzannäherung jf nach Jj erfolgt.

Bei einem Nulldurchgang der Phasendifferenz erfolgt ein entsprechender Wechsel der Ausgangsimpulse an den Q-Ausgängen von Flip-Flops FFl nach Flip-Flop FFl oder umgekehrt. Damit läßt sich aus dieser Schaltung die Phasenlage 4er Eingangssignale über einem Bereich von 720° entnehmen. Auf eine mögliche Aus· wertung der Phasenbeziehung wird hier nicht weiter eingegangen.

Legt man an den Eingang El eine beliebige Referenzfrequenz j£ - f_K<f, so erscheinen also die Impulse mit der Differenzfrequenz fi-f_Krf bzw. /*<,-/ entweder an

Sl swIa* /t ϊα «.»kJ»· **w r 's* r .—ι— j· — j· :-* Va *~— «n,j~ «—ν..»-«· u» _Λ ^/i^uuw τι ^j^ αι.

Eine Aufmtegration der Impulse ergibt einen eindeutigen Zusammenhang zwischen der Eingangsfrequenz / und der Differenzspannung U. Die Kennliniencharakteristik bei Integration des FF-Ausganges Q₃ und des negierten FF-Ausganges ζ£ mittels der RC-Glieder R 6, Ci und Ä'6, C'€ mit nachfolgender Addition über Entkopplungswiderstände Ri, Ri' zeigt die F i g. 5 für einen einfachen Frequenzdiskriminator.

Oberhalb der Referenzfrequenz j£ liefert diese Schaltung auf Grund der unterschiedlichen Impulslänge am Ausgang Q₃(Tj = 1/jf) einen nichtlinearen Kennlinienteil, der sich asymptotisch dem Maximalwert nähert, unterhalb der Referenzfrequenz bleibt sie linear (TJ = l/j5 = konst). Die Steilheit des linearen Teilstückes wird durch die Wahl der Referenzfrequenz festgelegt

Mit zwei zusätzlichen nachtriggerbaren monostabilen Kippstufen Mo 1, Mo 2, die durch die Ausgangsimpulse an den Ausgängen Q₃ bzw. Q, der Flip-Flops FFZ bzw. FF4 angesteuert werden, kann der Nachteil der Unsymmetrie und Nichtlinearität behoben und außerdem in weitem Bereich die Steilheit der Kennlinie durch Verändern der Ausgangsimpulsdauer T₀ variiert werden. Ein derartig abgewandeltes Ausführungsbeispiel ist in Fig. 6 zusammen mit dem zugehörigen Kennlinienverlauf dargestellt. Die monostabilen Kippstufen Mo 1 und Mol sind mit einer RC-Außenbeschaltung versehen, durch deren Bemessung die Ausgangsimpulsdauer T₀ einstellbar sind. Für den linearen Teil gilt: Af = l/Tg. Im Kennlinienknick ist die Differenz der Eingangsfrequenz genau gleich dem Kehrwert der eingestellten Ausgangsimpulsdauer T_Q. Für größere Differenzfrequenzen wird die monostabile Kippstufe, die Ansteuerimpuisc erhält, laufend nachgetriggert, so daß die Ausgangsspannung konstant bleibt.

Durch unterschiedliche eingestellte Ausgangsimpulsdauer Tq , und Tn₂ läßt sich eine Kennlinie mit zwei unterschiedlich steilen Ästen erreichen. Dabei gilt aber:

Af, - Ι/7Ό, und Af₂ - MTq₂.

Mit Hilfe von zwei weiteren monostabilen Kippstufen Mo3, Mo4 (Fig. 7) wird eine zweite Diskrirninatorkennlinie erhalten, die gewichtet zur ersten Kennlinie addiert oder substrahiert werden kann, wobei man durch eine geeignete Wahl der Ausgangsimpulsdauer TqI_-2 und 7"_O3,4, sowie des Gewichtungsfaktors m die Kennlinie nach Wunsch beliebig verformen kann. In Fig. 9 sind mehrere Möglichkeiten dargestellt.

a)	I +	11	Tq \ j	<	'03.4	m	- 1
b)	1 -	II		<	Tq) 4	m	= 2/1

Die Schaltung eines Frequenzdiskriminators, dessen Kennlinie variierbar ist, ist in Fig. 10 dargestellt.

Ein Frequenzdiskriminator dieser Art läßt sich über einem weiten Frequenzbereich bis ca. 100 MHz vorteilhaft in Phasen- und Frequenzregelschleifen einsetzen, da bei Frequonzgleichheit eine Phasendifferenz der Eingangsspannungen Pulse an den Ausgängen der Flip-Flops FFl oder FFl erzeugt, deren Länge einer Voroder Nacheilung der Phase bis jeweils 360° entspricht. Eine Frequenzsynchronisation erfolgt immer, auch wenn die zu vergleichende Frequenz außerhalb des linearen Kennlinienteiles liegt, da die Diskriminatorkennlinie nicht rückläufig ist. Ein Suchvorgang muß nicht eingeleitet werden. Ein weiterer Vorteil ergibt sich

uouuiuitf υαυ uic ovnaiiuiig uiuiit uui'.utc iitiuuiiaiivn liefert, ob die zu regelnde Frequenz bezüglich der Referenzfrequenz zu hoch oder zu tief ist, sondern auch wie groß die Frequenzabweichung ist. Dadurch werden Uberschwingungen der Regelspannung vermieden, die Fangzeit verkürzt. Des weiteren kann die Referenzfrequenz beliebig umgeschaltet werden (z. B. für ein 25- bzw. 5-kHz-Frequenzraster) ohne am Frequenzdiskriminator Änderungen vornehmen zu müssen. Nach der erfolgten Synchronisation in einer Frequenz- und Phasenregelschleife entstehen am Ausgang des Diskriminators keine störenden Frequenzanteile der Referenzfrequenz. Somit ist eine gute Nebenwellenfreiheit des spannungsgesteuerten Oszillators gegeben.

Vielseitige Anwendungsmöglichkeiten und Vorteile bieten sich auch durch die leicht erreichbare Kennlinienvariation ζ. B. eine Verkürzung der Synchronisation durch steilere Teilbereiche bei großer Frequenzabweichung (Fig. 9b).

Um Eingangsfrequenzen mit beliebigem Tastverhältnis verwenden zu können, ist am Eingang des Frequenzdiskriminators zur Erzeugung von Nadelimpulsen jeweils eine monostabile Kippstufe MoS, Mo 6 vorgeschaltet. Mittels je einer RC-Kombination Al, Cl zwischen den Flip-Flops wird ein einwandfreies Arbeiten auch in dem Fall erreicht, daß bei gleichzeitigem Eintreffen der beiden Eingangsimpulse jeweils das zweite Flip-Flop FF 3 bzw. FF4 durch Verzögerung des ß-Zustandes des ersten Flip-Flops diesen vor der Taktflanke anliegenden Zustand auch sicher übernimmt. In den RC-Tiefpässen an den Ausgängen der monostabilen

Kippstufen Mo 1 bis Mo 4 werden die Impulse aufintegriert und über die Entkopplungswiderstände R 8, R 9 die Ausgangsspannungen aufsummiert. Über den Schalter 5 kann eine zweite Kennlinie zu- oder abgeschaltet werden.

Wie aus den Fig. 1 und 10 und der zugehörigen Beschreibung ersichtlich, handelt es sich bei den im Log'UeM verwendeten Flip-Flops um sog. D-Flip-Flops.

Hierzu 7 Blatt Zeichnungen

10

15

40 45 50 55 60 65

Claims (7)

Patentansprüche:

1. Digitaler Frequenz-Diskriminator mit einer Logikscbcltung, in der für eine variable Eingangsfre- s quenz und für eine Referenzfrequeiu: je ein bistabiles Speicherelement vorgesehen ist, die so miteinander verschaltet sind, daß jeweils der negierende Ausgang jedes der bistabilen Speicherelemente mit dem vorbereitenden Eingang des anderen bistabilen Speicherelementes verbunden ist und daß deren Rückstelleingänge vom Eingangssignal des jeweiligen anderen bistabilen Speicherelementes gesetzt sind, wobei die bistabilen Speicherelemente über eine aus einem RC-Netzwerk bestehende Auswerteschaltung eine Nachstellspannung liefern, dadurch gekennzeichnet, daß die Logikschaltung zwei wettere bistabile Speicherelemente (FF2, FF4) aufweist, deren Eingang jeweils mit dem Eingang (£1, £2) und deren vorbereitender Eingang (D 3, D 4) mit dem Ausgang (QX Qt) des jeweils vorhergehenden bistabilen Speicherelemente: (FFX FFIt derart verbunden ist, daß die Ausgangssignale der beiden eingangsseitigen bistabilen Speicherelemente (FFX FF 2) in den nachfolgenden Speicherelementen (FF3, FF4) mit der Eingangsbzw, mit der Referenzfrequenz (/i) abgetastet werden, und daß die an den Ausgang der weiteren bistabilen Speicherelemente (/F3, FF4) angeschlossene Auswerteschaltung (R 6, C* R 8; R'i, Ci. R'S) die Nachstellspannung (U) liefert.

2. Digitaler ^Crequenz-Diskriminator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Ausgänge derwsiteren bistabilen Speicherelemente (FFi, FF4) und die Eingänge der RC-Netzwerke (A 6, C 6; Ä7, CT) der Auswerieschaltung zwei nachtriggerbare monostabile Kippstufen (Mol, Mo 2) eingefügt sind.

3. Digitaler Frequenz-Diskriminator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steilheit der Diskriminatorkennlinie (Nachregelspannung U in Abhängigkeit von der Eingangsfrequenz /J durch Änderung der Ausgangsimpulsdauer (TJ) der monostabilen Kippstufen (MoX Mo2) verändert ist.

4. Digitaler Frequenz-Diskriminator nach einem der Ansprüche 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Diskriminatorkennlinie Abschnitte unterschiedlicher Steilheit aufweist, die durch unterschiedliche Einstellung der Ausgangsimpulsdauer (Tqι und Tq2) der monostabilen Kippstufen (Mo 1, Mo 2) erhalten werden.

5. Digitaler Frequenz-Diskriminator nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß den monostabilen Kippstufen (Mol, Mol) je eine weitere monostabile Kippstufe (MoX Mo4) parallel geschaltet ist, derart, daß eine zweite Nachregelspannung (Differenzspannung) ((Z₂) erhalten wird, die nach Wichtung zur ersten Nachregelspannung (Differenzspannung) ({/,) addiert oder von dieser subtrahiert wird.

6. Digitaler Frequenz-Diskriminator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die weiteren monostabilen Kippstufen (Mo 3, Mo4) mittels eines Schalters (S) zu- und abschaltbar sind.

7. Digitaler Frequenz-Diskriminator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in der Logikschaltung jeweils zwischen den aufeinanderfolgenden bistabilen Spei cherelementen {FF I, FF3; FFX FF 4) eine RC-Kombination (R 1, C1) als Verzögerungsglied eingeschaltet ist.