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Frequenzvervielfacher mit einer Ste#-Recoverv-Diode
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Die Erfindung bezieht sich auf einen Frequenzvervielfacher mit einer
Step-Recovery-Diode, bei dem aus einer Grundfrequenzschwingung Harmonische als Ausgangssignale
gewonnen werden, bei dem ferner die Diode, der ein Gleichstromarbeitswiderstand
zugeordnet ist, durch Serienschaltung mit einer Induktivität zu einem Serienresonanzkreis
für eine gewünschte Harmonische ergänzt ist und bei dem der Diode über ein Anpassungsnetzwerk
die Schwingung mit der Grundfrequenz zugeführt ist.
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Frequenzvervielfacher dieser Art sind beispielsweise durch die Literaturstelle
Internationale elektronische Rundschau 1967 Nr. 4, 21. Jahrgang, Seite 87 bis 90
und die DE-OS 15 91 726 bekannt. Step-Recovery-Dioden gestatten es, wegen ihrer
Strom-Spannungscharakte ristik sehr viele Oberwellen zu erzeugen. Step-Recovery-Dioden
sind so dotiert, daß sie für eine kurze definierte Zeit in der Sperrichtung genauso
leitend sind, wie in der Durchlaßrichtung. Dieser Effekt beruht auf dem
Vorhandensein
restlicher Minoritätsträger, die während des vorangegangenen Betriebs in Flußrichtung
gespeichert worden sind. Die Leitfähigkeit in Sperrichtung, die aus der Speicherung
entsteht, läßt sich infolge des abrupten Ubergangs vom leitenden in den gesperrten
Zustand zur Anregung eines ganzen Spektrums von Oberwellen der Grundschwingung ausnutzen,
aus dem dann eine oder auch mehrere Oberwellen ausgefiltert werden können. Um einen
stabilen Betrieb bei einem solchen Frequenzvervielfa cher zu erzielen ist es zunächst
erforderlich, die Impedanz des die Grundschwingung erzeugenden Generators über ein
Anpassungsnetzwerk an den die Diode enthaltenden Serienresonanzkreis anzupassen.
Weiterhin ist es erforderlich, den Serienresonanzkreis so auszugestalten, daß der
Vervielfacher bei möglichst hoher Ausgangsleistung der vervielfachten Frequenz der
Grundschwingung stabil arbeitet, d.h. keine zusätzlichen Störschwingungen in der
Schaltung angeregt werden. Die Erfüllung dieser Forderungen gestaltet sich dann
außerordentlich schwierig, wenn der Frequenzvervielfacher in einem grossen Temperaturbereich,
beispielsweise zwischen 400 C und +850 C einwandfrei arbeiten soll.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für einen Frequenzvervielfacher
der einleitend beschriebenen Art eine weitere Lösung anzugeben, der bei minimalem
technischen Aufwand einen einwandfreien Betrieb innerhalb eines großen Temperaturbereiches
gewährleistet.
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Diese Aufgabe wird für einen Frequenzvervielfacher mit einer Step-Recovery-Diode
gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß der Arbeitswiderstand an seinem der Diode
fernen Anschluß über eine temperaturabhängig gesteuerte Vorspannung mit Bezugspotential
verbunden ist, die sich vorzeichengleich zur gleichgerichteten Diodenspannung am
Arbeitswiderstand addiert und mit zunehmender Tempera-
tur zunimmt,
und daß der Serienresonanzkrsis durch Zuschalten eines Serienwiderstandes und eines
parallel zur Reihenschaltung aus der Induktivität und dem Serienwiderstand wirksamen
weiteren Widerstandes für eine optimale Leistungsabgabe bei optimaler Stabilität
hirsichtlich Störschwingungen abgeglichen ist.
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Bei der Erfindung wird davon ausgegangen, daß nach dem Step-Recovery-Prinzip
arbeitende Frequenzvervielfacher eine immer wiederkehrende Folge von gedämpften
Schwingungen in den sogenannten Abrißpausen erzeugen. Das Ende der gedämpften Schwingungen
in diesen Abrißpausen muß zu Anfang der bereits wieder einsetzenden, durch die Grundschwingung
gesteuerten Durchlaßphase der Diode sowohl vorhanden sein als auch phasenrichtig
liegen, damit kein Phasenjitter zwischen beiden Schwingungen auftritt.
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Dieser Phasenjitter erzeugt nämlich die Unstabilität oder hat ein
erhöhtes Rauschen zur Folge. Hieraus ergibt sich für den Serienresonanzkreis die
Forderung nach einer verminderten Güte. Eine zu geringe Güte hat jedoch den Nachteil,
daß die Ausgangsleistung des Frequenzvervielfachers und damit sein Wirkungsgrad
herabgesetzt wird. Um eine optimale Ausgangsleistung bei optimaler Störlinienstabilität
zu erzielen, müssen die durch die Diode fließenden Oberwellenströme in pauschaler
Wirkung eine gewisse Phasenlage im Diodenserienkreis aufweisen, und zwar so, daß
bei richtig dimensionierter Phasenlage des Netzwerkes, entsprechend einer bestimmten
Kreisgüte, einwandfrei Störlinienstabilität gewährleistet wird. Dies läßt sich in
der beschriebenen Weise mittels zweier Widerstände, die dabei in ihren Werten empirisch
ermittelt werden, erreichen.
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Allerdings reicht diese Maßnahme allein nicht aus, weil der Diodeninnenwiderstand
mit zunehmender Temperatur sich relativ stark ändert und damit die Anpassungsver-
verhältnisse
des Grundschwingungsgenerators über das Anpassungsnetzwerk an den die Diode enthaltenden
Serienresonanzkreis verändert. Durch die zusätzliche Maßnahme einer temperaturabhängigen
Vorspannung für die Diode läßt sich jedoch die beispielsweise für Zimmertemperatur
über die beiden Widerstände erzielte optimale Ausgangsleistung bei optimaler Störlinienstabilität
auch über einen großen Temperaturbereich dadurch gewährleisten daß diese zusätzlich
wirkende Vorspannung, den bei hohen Temperaturen geänderten Diodeninnenwiderstand
weitgehend dem wieder auf den ursprünglichen Wert, wie er in etwa/bei Zimmertemperatur
entspricht, zurück ändert, wodurch die vorher erwähnte Kreisverstimmung des Anpassungsnetzwerkes
kaum eintritt.
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Bei einer ersten bevorzugten Ausführungsform ist der Dämpfungswiderstand
der Diode wechselstrommäßig parallelgeschaltet. Diese Schaltungsvariante kommt insbesondere
zur Anwendung, wenn die unvermeidlichen Streureaktanzen eines solchen Widerstandes
keine definierte Bemessung der in diesem Falle sehr kleinen Induktivität des Serienresonanzkreises
mehr zulassen.
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Bei einer zweiten bevorzugten Ausfffhrungsform ist der weitere Widerstand
der Serienschaltung aus dem Serienwiderstand und der Induktivität unmittelbar parallel
geschaltet. Dies ist immer dann möglich, wenn die Induktivität einen gegenüber Streureaktanzen
der Schaltung ausreichend großen Wert aufweist.
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Bei vielen Anwendungen des erfindungsgemäßen Frequenzvervielfachers,
beispielsweise für Ausgangsschwingungen mit Frequenzen oberhalb 500 MHz ist es vorteilhaft,
den Serienwiderstand durch ein im Magnetfeld der Induktivität angeordnetes Ferritmaterial
zu realisieren.
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Wie einschlägige Untersuchungen ergeben haben, nimmt die Ausgangsleistung
bei gleichzeitiger Erhöhung der Störanfälligkeit ab, wenn das Verhältnis von Sperrzeit
zu Durchlaßzeit kleiner als 1/4 wird. In diesem Falle wird die eigentliche Ausschwingzeit,
welche für die hochfrequente Schwingung zur Verfügung steht, zu klein.
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Um die Frequenzvervielfacherschaltung nach der Erfindung unabhängig
zu achten von dieser von Diode zu Diode schwankenden Eigenschaft, ist es sinnvoll,
zusätzlich in Reihe zur temperaturabhängig gesteuerten Vorspannung eine temp eraturunabhängige,
einstellbare, vorzeichengleiche Vorspannung vorzusehen. Durch geeignete Wahl dieser
zusätzlichen Vorspannung läßt sich nämlich das vorerwähnte Verhältnis von Sperrzeit
zu Durchlaßzeit während einer Periode der Grundschwingung beeinflussen.
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Anhand zweier in der Zeichnung dargestellter Ausführungs beispiele
soll die Erfindung im folgenden noch näher erläutert werden. In den Zeichnungen
bedeuten Fig. 1 eine Frequenzvervielfacheranordnung mit zwei wechselweise an eine
Grundgenerator anschaltbaren Vervielfachern nach der Erfindung Fig. 2 eine Schaltungsvariante
der Eingangsschaltung der Frequenzvervielfacher nach Fig. 1.
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Fig. 1 zeigt zwei Frequenzvervielfacher, die jeweils aus dem eigentlichen
Vervielfacher W1 und W 2 und einer ihnen vorgeschalteten Schaltkammer 5K bestehen.
Beide Frequenzvervielfacher sind an die Grundschwingung sig eines gemeinsamen Grundgenerators
GG über Schaltdioden Ds anschaltbar. Die Anschaltung erfolgt über die Schalter s,
die im geschlossenen Zustand die jeweils zugehörige Schaltdiode Ds vom Sperr- in
den Durchlaßzustand schalten. Dies gesclnieht dadurch, daß die betreffende Schaltdiode
Ds über die Drossel Dr der Schaltkammer SK gegen Bezugspotential stromleitend wird.
Die Schalt-
kammer SK weist im Verbindungsweg des Signals sig zum
Vervielfacher den Koppelkondensator Ck und die Induktivität LM auf. Die Induktivität
LM gehört zum Anpassung netzwerk in Form eines Z -Gliedes, dessen ein- und ausgangsseitige
Querglieder durch die Kondensatoren Ce und Cf gebildet sind. Im geschlossenen Zustand
eines Schalters s liegt der Spannungsteiler, bestehend aus dem Arbeitswiderstand
Ra in Reihe mit der Parallelschaltung aus dem Widerstand R1 und dem Kaltleiter Kl
auf Bezugspotential, worauf sich die seibstgleichrichtende Diodenspannung aufbaut.
In geöffneten Zustand des Schalters s wird das Bezugspotential weggenommen, so daß
über die Widerstände Ro, R1, Kl, Ra sowie über die Induktivitäten LM und L die negative
Versorgungsspannung Ub als Sperrspannung an der Diode RD zur Wirkung kommt, wodurch
dieser Vervielfacherzweig außer Betrieb gesetzt ist. Der Widerstand R1 stellt einen
Shunt zum Kaltleiter Kl dar und dient der Linearisierung der Kennlinie des Kaltleiters.
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Der eigentliche Vervielfacher W1 bzw. W 2 besteht eingangsseitig aus
dem bereits erwähnten Kondensator Cf, der Längsinduktivität L mit dem Serienwiderstand
R1' bzw. Rl, der Step-Recovery-Diode RD sowie dem weiteren Widerstand Rp' bzw. Rp
und dem ausgangsseitigen Koppelkondensator Ca. Beim Vervielfacher TJV1 ist der weitere
Widerstand Rp' in Reihe mit dem Koppelkondensator C2 der Diode parallel geschaltet.
Die hier lediglich ein kleines Drahtstück darstellende Längsinduktivität L ermöglicht
es aus räumlichen Gründen nicht, den Serienwiderstand Rl' unmittelbar in Reihe anzuordnen.
Er wird durch das im Magnetfeld dieser Induktivität angeordnete Ferritmaterial FM
realisiert. Um dies anzudeuten, ist dieser Serienwiderstand R1' lediglich in unterbrochener
Linie in Reihe zur Induktivität L in der Figur dargestellt. Auch beim Vervielfacher
W 2 ist der Serienwider-
stand R1 nicht unmittelbar in Reihe zur
Induktivität L angeordnet. Er wird vielmehr durch einen in die Induktivität L, die
hier einen wesentlich größeren Wert aufweist als beim Vervielfacher VV1,eingebrachten
Ferritkern verwirklicht. Der weitere Widerstand Rp ist hier unmittelbar dieser Serienschaltung
aus dem Serienwiderstand R1 und der Induktivität L parallelgeschaltet. Die Wirkung
ist die gleiche wie beim Vervielfacher W1, da der Kondensator Cf für die vervielfachte,
auszukoppelnde Schwingung praktisch einen Kurzschluß darstellt.
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Der Kaltleiter Kl in der Schaltkammer SK hat bei Zimmertemperatur
einen vernachlässigbar kleinen Wert, so daß im Betri eb szustand des jeweiligen
Frequenzvervielfachers die durch Gleichrichtung an der Diode entstehende Spannung
Ua am Arbeitswiderstand Ra ausschließlich die Vorspannung an der Step-Recovery-Diode
RD bestimmt. Bei zunehmender Temperatur wird der Kaltleiter Kl hochohmiger, so daß
sich über den Widerstand Ro die nunmehr wirksam werdende negative Betriebsspannung
Ub zur Spannung Ua in Form der Spannung Ut addiert.
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Die in Fig. 2 dargestellte Variante der Schaltkammer SK ermöglicht
es, zusätzlich eine temperaturabhängige einstellbare Spannung Uv der Step-Recovery-Diode
RD zuzuführen, mit deren Hilfe es möglich ist, auch Dioden mit der Toleranzeigenschaft
von zu kurzer Sperrzeit im Verhältnis zur Durchlaßzeit(auf die Grundschwingung bezogen),
in der gleichen Vervielfacherschaltung zum Einsatz zu bringen. Mit dieser Maßnahme
läßt sich der Vervielfacher diodenspezifisch auf maximale Ausgangsleistung bei optimaler
Störlinienstabilität einstellen. Die Parallelschaltung aus dem Kaltleiter Kl und
dem Widerstand R1 ist hier ersetzt durch ein Widerstandsnetzwerk, bestehend aus
der Reihenschaltung des Widerstandes R11 mit der Parallelschaltung aus dem Potentiometer
P mit
dem Widerstand R2 sowie dem Kaltleiter R1 und dem Widerstand
R3, die vom Anschluß für den Potentiometerabgriff gegen Bezugspotential bzw. gegen
einen gemeinsamen Verbindungspunkt des Potentiometers P mit dem Widerstand R11 geschaltet
sind. Die an diesem Netzwerk abfallende Spannung, bestehend aus der Summe der temperaturabhängigen
Spannung Ut und der temperaturunabhängigen Vorspannung Uv, reduziert sich in der
Einstellung a des Potentiometers P auf die temperaturabhängige Spannung Ut, gemäß
Schaltung Fig. 1. In der zweiten Einstellung b des Potentiometers P nimmt dagegen
die temperaturunabhängige Vorspannung Uv einen maximalen Wert ein.
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5 Patent nsprüche 2 Figuren