DE2803400B1 - Schaltung zur Frequenzvariation eines spannungsgesteuerten Oszillators - Google Patents

Description

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Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltung zur Frequenzvariation eines spannungsgesteuerten Oszillators, bei dem die Gleichstromkomponente des zur Steuerung benutzten Stromes keine nennenswerte Arbeitspunktverschiebung des Oszillators bewirkt. Derartige Oszillatoren werden beispielsweise in Phasenregelkreisen (PLL), automatischen Frequenznachstimmschaltungen (AFC), Frequenzmodulations- und Demodulationsschaltungen und für Frequenzumtastung (FSK) eingesetzt. bo

Ein solcher Oszillator soll gemäß der der Erfindung zugrundeliegenden Aufgabe gegenüber mit Kapazitätsclioden als Teil der Schwingkreiskapazität arbeitenden Oszillatoren dahingehend verbessert werden, daß eine große Kapazitätsvariation durch geringe Änderung der b^r> Steuerspannung möglich ist, größere Kapazitäten und eine einfache Integrierbarkeit erreichbar sind und die Frequenz in Abhängigkeit von der .Steuerspannung

möglichst linear veränderbar ist

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung gelöst durch eine der Oszillatorstufe vorgeschaltete Stromvertcilungsschaltung, bestehend aus einem von einer Steuerspannung angesteuerten Differenzverstärker aus zwei Transistoren, deren Kollektor mit dem Schwingkreis verbunden ist und zwischen deren emitterseitigen Verbindungspunkt und den Schwingkreis ein parallel zur Emittcr-Kollektorstrecke des einen Transistors des Differenzverstärkers liegenden Kondensator geschaltet ist und durch einen ohmschen Widerstand im gemeinsamen Emitterzweig des Differenzverstärkers.

Vorteilhafte Weiterbildungen des Anmeldungsgegenstandes sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die verschiedenen Ausführungen der Stufen zur Frequenzvariation sind bei jeder der im Oberbegriff genannten Oszillatorschaitungen dem Schwingkreis parallelschaltbar. Ganz allgemein kann mit diesen Schaltungen die Resonanzfrequenz von LC-Kreisen, z. B. auch in selektiven Verstärkern, variiert werden. Der lineare Zusammenhang zwischen der Kapazität und der Steuerspannung ermöglicht die einfachste, aus einer LC-Parallelschaltung bestehende Form für den Schwingkreis.

Nachstehend wird die Erfindung anhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen

F i g. 1 und 2 zwei strombegrenzende spannungsgesteuerte Oszillatorschaltungen,

F i g. 3 einen Oszillator gemäß F i g. 1 mit vorgeschaltetem Operationsverstärker,

Fig.4 eine weitere Ausführungsform einer spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung und

F i g. 5 und 6 jeweils in einem Diagramm den Zusammenhang zwischen Steuerspannung und Oszillatorfrequenz für Oszillatorschaltungen nach F i g. 1 und 2 bzw. 3.

Die Oszillatorschaltung nach F i g. 1 besteht aus der Oszillatorstufe I und der Stufe zur Frequenzvariation II. Die Oszillatorstufe besteht aus einem Differenzverstärker mit den Transistoren 7*1, 7*2 mit positiver Rückkopplung vom Kollektor des Transistors T2, an dem ein Schwingkreis aus den Elementen Cl, L 1 liegt, auf die Basis des Transistors 7Ί. Im gemeinsamen Emitterkreis der Transistoren liegt der Widerstand R 1. Der in die Emitter eingeprägte Strom /Ί wird im Schwingzustand zwischen den Transistoren 7"1 und 7*2 verteilt, so daß der LC-Schwingkreis angeregt wird. Die Schwingamplitude ergibt sich aus dem Spannungsabfall, den der Grundwellenanteil des im Transistor 7*2 fließenden Stromes am Resonanzwiderstand Λ 3 — in der Figur strichliert eingezeichnet — hervorruft. Der Strom im Transistor T2 wird zwischen Null und dem Wert des über den Widerstand R1 eingeprägten Stromes /Ί geschaltet.

Die Schwingbedingung ist erfüllt, wenn das Produkt aus Steilheit der Transistoren 7*1 und 7"2 und dem Resonanzwiderstand R 3 größer als 1 ist. Die Steilheit der Differenzverstärkeranordnung ist bei Kleinsignalaussteuerung

1 Ii

2 2

kT

k-T

wobei die Temperaturspannung Ut ist.

Wird der Strom /Ί größer gemacht, als zur Erfüllung der Schwingbedingung gerade erforderlich, so wird durch die ansteigende Ausgangsamplitude über die

Basis des Transistors Ti der Strom mehr und mehr rechteckförmig geschaltet; eine symmetrische Begrenzung ergibt sich automatisch am Schwingkreis durch die Stromwerte Null bzw. i\. Die Amplitude am Kollektor des Transistors 7*2 ergibt sich dann zu

Geradzahlige Harmonische sind am Ausgang nicht vorhanden. Als niedrigste Harmonische ergibt sich die dritte, welche wegen der Selektion des Ausgangskreises in der Regel bereits ausreichend unterdrückt ist.

Die Stufe II zur Frcquenzvariation der Oszillatorschaltung nach Fig. 1 besteht aus einem Differenzverstärker aus den Transistoren 7*3, T4, von deren emitterseitigem Verbindungspunkt ein Kondensator Cz zur Oszillatorstufe I geschaltet ist Der Kondensator Cz ist dabei an den Verbindungspunkt des Schwingkreises Ll, CX mit dem Kollektor des Transistors 7*2 angeschlossen. Im Emitterkreis der beiden Transistoren T3, T4 liegt der Widerstand Ä2. Die Basis des Transistors 7*4 ist mit dem Steuereingang £ verbunden. Nachdem die Eingangsimpedanz in die Emitter sehr klein ist, liegt zunächst der Kondensator Cz dem Schwingkreiskondensator Cl wechselstrommäßig parallel. Liegt das Potential am Steuereingang £ wesentlich positiver, z. B. 100 mV, als das Potential der Basis des Transistors 7*3, dann fließt praktisch der ganze über den Kondensator Cz den Emittern der Transistoren 7*3, 7~4 zufließende Strom über den Kollektor des Transistors jo Γ4 nach positiver Betriebsspannung ab. Die Oszillatorfrequenz ergibt sich dann aus der Induktivität L 1 und der Kapazität Cl+ Cz. Ist das Potential am Steuereingang E jedoch wesentlich negativer als an der Basis des Transistors 7*3, dann sperrt der Transistor Γ4 und der über den Kondensator Cz aus dem Oszillatorkreis fließende Blindstrom fließt aus dem Kollektor des Transistors 7*3 wieder voll in diesen Kreis zurück (der Basisstrom sei hierbei vernachlässigt). In diesem Fall erscheint der Kondensator Cz dem Schwingkreis nicht parallel, die Oszillatorfrequenz ergibt sich somit aus der Induktivität L1 und der Kapazität Cl.

Bei gleicher Spannung an den Basisanschlüssen der Transistoren 7*3 und 7*4 teit sich der über den Kondensator Czzufließende Strom je zur Hafte auf die Transistoren 7*3 und 7*4, so daß sich eine wirksame

Schwingkreiskapazität der Größe Cl+ -y- ergibt. Das Diagramm nach F i g. 5 zeigt den Zusammenhang zwischen der Steuerspannung Ue und der Oszillatorfrequenz. Es ergibt sich eine symmetrische Kennlinie (Δ f=f(AUt)) mit begrenzenden Eigenschaften, wobei sich über ca. ±50 mV Steuerspannungsvaria'.ion die

durch ± -γ- gegebene Frequenzvariation erzielen läßt. Diese hohe Empfindlichkeit ist von großem Vorteil bei PLL-Anwendungen der Oszillatorschaltung, lassen sich damit doch Phasendiskriminatoren mit kleinem Hub verwenden bzw. hohe Verstärkungen und damit kleine Phasenfehler in der Phasenregelschleife erzielen, so

Fig. 2 zeigt eine Variante der Oszillatorschaltung nach Fig. 1, bei der die Schwingkreisinduktivität L\ eine Mittelanzapfung aufweist. Der Schwingkreis L 1, Cl liegt zwischen den miteinander verbundenen Kollektoranschlüssen des Transistors 72 der Oszillatorstufe I und des Transistors T3 der Stufe II zur Frequenzvariation und dem kollektor des Transistors 7*4 dieses zweiten Differenzverstärkers. Die Mittelanzapfung der Spule L 1 ist an die Betriebsspannungsquelle Vcc geführt. Dadurch ergibt sich wegen der Einspeisung des Kollektorstromes des Transistors 7*4 in das obere, gegenphasige Spuienende eine Verdoppelung der Frequenzvariation bei gleichem Kondensator Cz- Bei gegebenem 4/kann somit der Blindstrom über den Kondensator Cz reduziert werden und damit auch der Speisestrom h im Emitterwidersiand R 2 des Differenzverstärkers Γ3, Γ4.

Für verzerrungsfreie Frequenzmodulation bzw. -demodulation ist ein streng linearer Zusammenhang zwischen Steuerspannung und Oszillatorfrequenz erreichbar. Der in die Emitter der Transistoren 7*3 und TA eingespeiste Gleichstrom h wird nämlich im gleichen Verhältnis aufgeteilt wie der über den Kondensator Cz zufließende Blindstrom. Das bedeutet, daß an einem Kollektorwiderstand (strichliert eingezeichneter Widerstand R 4) des Transistors Γ4 eine Spannung abfällt, deren Gleichspannungsmittelwert zur Oszillatorfrequenz in linearem Zusammenhang steht. Der überlagerte Oszillatorfrequenzanteil läßt sich mittels eines Parallelkondensators wegsieben. Man kann aber auch zu den Transistoren 7*3, Γ4 eine gleichartige Differenzstufe an den Basisanschlüssen parallel schalten (ohne Wechselstromeinspeisung an den Emittern), so daß die Gleichstromverteilung dort in gleicher Weise erfolgt wie in der Blindstromstufe, jedoch ohne Wechselstromüberlagerung. Der vorstehend erwähnte Parallelkondensator kann dann eingespart werden.

F i g. 3 zeigt eine Ausführungsform einer Oszillatorschaltung, die im wesentlichen der in F i g. 1 entspricht Den Transistoren 7*1, T2 des Differenzverstärkers der Oszillatorstufe I ist jeweils noch ein Transistor T5 bzw. 7*6 als Emitterfolger vorgeschaltet. Für die Frequenzmodulation ist hier dem Steuereingang E (an der Basis des Transistors T'4 des Differenzverstärkers der Stufe II zur Frequenzvariation) ein Operationsverstärker OV vorgeschaltet, der ebenfalls aus einem Differenzverstärker besteht, dessen Transistoren, ähnlich wie bei der Oszillatorstufe, jeweils ein weiterer Transistor als Emitterfolger vorgeschaltet ist Die Spannung am Punkt A der Oszillatorschaltung (Kollektor des Transistors 7*4) folgt denn dem Eingang an A' (Basis des Eingangstransistors des Operationsverstärkers OV). Das Diagramm gemäß Fig.6, eine grafische Darstellung von Af als Funktion von AUa, zeigt, wie die Oszillatorfrequenz linear der Modulationsspannung an Λ'nachgesteuert wird.

Fig.4 zeigt eine weitere Ausführungsform einer Oszillatorschaltung. Diese stellt eine Abwandlung der Schaltung nach F i g. 1 dar, indem der Kondensator Ci hier zusätzlich die Funktion des Kondensators C2 in F i g. 1 mit übernimmt

Die Schaltung besteht ebenfalls aus einem ersten Differenzverstärker 7*1, T2 mit positiver Rückkopplung vom Kollektor des Transistors T2 auf die Basis des Transistors Ti. Am Kollektor des Transistors T2 liegen die Induktivität L 1 und Kapazität Cl des Schwingkreises. Unterschiedlich zur Ausführungsform nach F i g. 1 ist hierbei, daß der mit einem kleinen Widerstand R 2 in Reihe liegende Kondensator Cl über einen Widerstand Λ 4 an den Emitter eines im Emitterkreis des zweiten Differenzverstärkers T3, 7*4 liegenden Transistors Tl geführt ist. Durch die Reihenschaltung mit dem kleinen Widerstand R2 wird hierbei der um 90° gegen die Spannung am Schwingkreis voreilende Strom unmittelbar aus dem Schwingkreiskondensator C1 gewonnen.

Ein durch das Verhältnis der Widerstände RA zu R 2

bestimmter Teil dieses Stromes fließt in den Emitter des Transistors Tl und damit in gleicher Weise in die Stromverteilungsschaltung aus den Tansistoren Γ3, TA wie der über den Kondensator Cz zufließende Strom in Fig. I. Parallel zum Differenzverstärker Γ3, TA mit dem emitterseitigen Transistor Tl und den Widerständen R 2, RA liegt der Transistor TS mit seiner Emitter-Kollektorstrecke mit dem Emitterwiderstand R 5 und dem Kollektorwiderstand R 6. Dieser Schaltungsteil legt den Arbeitspunkt für den Transistor Tl fest. Der aus der Induktivität L 1 und der Kapazität CI (und dem niedrigen Wert von R 2) bestehende Schwingkreis schließt sich über die niederohmige Stromversorgung.

Die emitterseitigen Stromeinspeisewiderslände der einzelnen Schaltungen können selbstverständlich durch als Stromgenerator wirkende Transistoren ersetzt werden. Die Schaltung nach Fig. 1 und 2 arbeitet dann bei Betriebsspannungen ab ca. 1 V, die Schaltung nach Fig.3 ab ca. 1,5V. Die Ausgangsamplitude am Kollektor des Transistors 7"2, die bei den Schaltungen nach F i g. 1 und 2 wegen Sättigung der Transistoren ca. 1 V_ss nicht überschreiten darf, kann bei der Schaltung nach F i g. 3 wegen der Potentialverschiebung durch die

ίο Transistoren T5 und T6ca. 2 Vss erreichen, im übrigen ist die Funktion die gleiche. An einem Kollektorwiderstand von Transistor T\ — in Fig.3 strichliert eingezeichnet — kann hier auch, vom frequenzbestimmenden Kreis entkoppelt, die Oszillatorfrequenz 5 ausgekoppelt werden.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (5)

Patentansprüche:

1. Schaltung zur Frequenzvariation eines spannungsgesteuerten Oszillators, bei dem die deich-Stromkomponente des zur Steuerung benutzten Stromes keine nennenswerte Arbeitspunktverschiebung des Oszillators bewirkt, gekennzeichnet durch eine der Oszillatorstufe vorgeschaltete Stromverteilungsschaltung, bestehend aus einem von einer Steuerspannung angesteuerten Differenzverstärker aus zwei Transistoren (7"3, 7*4), deren Kollektor mit dem Schwingkreis (L 1, Cl) der Oszillatorstufe verbunden ist und zwischen deren emitterseitigen Verbindungspunkt und den Schwingkreis (Ll, Ci) ein parallel zur Emitter-Kollektorstrecke des einen Transistors (7*3) des Differenzverstärker liegender Kondensator (Cz) geschaltet ist und durch einen ohmschen Widerstand (R2) im gemeinsamen Emitterzweig des Differenzverstärkers(7*3,7*4)(Fig. 1,2).

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwingkreisinduktivität (Z, 1) eine Mittelanzapfung aufweist, die an die Betriebsspannungsquelle (Vcc) geführt ist.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromverteilungsschaltung (T3, T4) ein als Spannungsfolger wirkender Operationsverstärker (O V) vorgeschaltet ist, bestehend aus zwei zu einem Differenzverstärker zusammengeschalteten Emitterfolgerstufen (F i g. 3).

4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die mit der Schwingkreisinduktivität (L 1) in Reihe Siegende Schwingkreiskapazität (Cl) der Oszillatorstufe über einen ohmschen Widerstand (A4) und die Emitter-Kollektor-Strecke eines weiteren Transistors (7*7) mit dem gemeinsamen emitterseitigen Verbindungspunkt der Transistoren (7*3, 7*4) des Differenzverstärkers verbunden ist.

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromverteilungsschaltung einschließlich dem emitterseitigen Transistor (7*7) und den beiden ohmschen Widerständen (R 2, R 4) ein weiterer Transistor (7*8) mit einem Emitter- und Kollektorwiderstand (R 5, R 6) parallelgeschaltet ist.