DE2757637C2 - Regeleinrichtung zur Erzeugung einer geregelten Gleichspannung - Google Patents

Description

gekennzeichnet durch folgende Merkmale: ι*,

— der Sollwerteingang des Komparator (13) ist zur Modulation der geregelten Gleichspannung an eine Modulationsschwingungsquellc mit Schwingungsfrequenzen bis zu einigen Kilohertz angeschlossen,

— die Schaltfrequenz liegt weit oberhalb der höchsten Frequenz der Modulationsschwingungen,

— die Basisspannung (Uo) oder das Sollwcrtsignal des Komparator (13) is: durch die Primärgleichspannung (U 1) zur Kompensation desjenigen Fehlers, der durch die Abschaltverzögerung des Schalters (2) entsteht, beeinflußbar.

2. Regeleinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Basisspannung (U₀) einen geringen Anteil der Primärgleichspannung (Ut) enthält.

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Die Erfindung betrifft eine Regeleinrichtung, wie im Oberbegriff des Patentanspruches 1 angegeben. Eine bO solche Regeleinrichtung ist bekanntgeworden durch die US-PS 32 26 630. Dort ist als besonderer Vorteil angegeben, daß die Rückführung des Regelkreises von einer Stelle ausgeht, an welcher die durch den Schalter zerhackte Spannung noch nicht durch das nachgeschaltete b5 LC-Filter geglättet ist. Auf diese Weise kann die Brummspannung in der Primärspannung beseitigt werden, bevor sie das LC-Filter erreicht, das im hier vorlie

genden Patentanspruch als Siebglied bezeichnet wird.

Aus der US-PS 34 26 266 ist es außerdem bekannt, einen pulslängenmodulierbaren Schaltverstärker an eine Modulationssignalquelle anzuschließen, wodurch da^n die Ausgangsspannung des Schaltverstärkers moduliert wird. Dabei kann die Modulationssignalquelle dem Istwert des Regelkreises überlagert werden. Denkbar wäre auch eine Oberlagerung des Sollwertes.

Leider hat sich jedoch gezeigt, daß bei einer solchen Verfahrensweise schwerwiegende Nachteile auftreten: Da der Gleichspannung an der Last die Modulierende mit Schwingungsfrequenzen bis zu einigen kHz überlagert sein soll, muß das Siebglied (und ein evtl. zusätzlich in Reihe geschalteter Tiefpaß) diese niederfrequenten Schwingungen hindurchlassen. Hingegen muß das Siebglied die Spannungsanteile mit der Schaltfrequenz des Schalters sowie die bei der Pulslängenmodulation im Pulslängenmodulator entstehenden Nebenwellen in ausreichendem Maße dämpfen können. Die Schaltfrequenz der Spannungsimpulse am Ausgang des Schalters müßte daher möglichst weit oberhalb der höchsten Frequenz liegen, die im niederfrequenten Frequenzgemisch der Modulierenden auftritt. Der Schaltfrequenz ist aber eine obere Grenze gesetzt durch die Eigenschaften der elektronischen Bauteile, die heute als Schalter zur Verfügung stehen, und durch die mit der Schaltfrequenz zunehmenden Leistungsverluste im Schalter. In der Praxis kommt man daher nur zu Schaltfrequenzen, die etwa das zehn- bis fünfzehnfache der höchsten zu übertragenden Modulationsfrequenz betragen. Das hat zur Folge, daß das Siebglied die Schaltfrcqucnz und die bei der Pulslängenmodulation im Pulslängenmodulator entstehenden Nebenwellen zur Bildung des Istwertes nicht genügend dämpfen kann. Um die Dämpfung zu verbessern, kann man aber diesem Siebglied in der Regelschlcifc auch nicht beliebig viele Tiefpaßglieder nachschalten, weil das zu einer so großen Phasendrehung des über die Tiefpaßglieder laufenden Signals (Modulierende) führen würde, daß die Regelschleife sich selbst erregt. Die Selbsterregung könnte allenfalls dadurch verhindert werden, daß die .Schleifenverstärkung reduziert würde. Dann aber könnten wiederum unerwünschte Änderungen der Primärgleichspannung nicht ausreichend ausgcregelt werden.

Zu bedenken ist auch, daß bei einer hohen Schleifenvcrstärkung, wie sie zur Ausregelung von Änderungen der Primärgleichspannung erwünscht ist. bei der obenerwähnten geringen Dämpfung durch den Tiefpaß Schwingungsreste mit der Schaltfrequenz so stark mitverstärkt werden, daß sie den Pulslängenmodulator bereits erheblich stören.

Der denkbare Ausweg, der in der US-PS 34 26 266 gewählt ist und darin besteht, daß dem Schaltverstärker bereits eine auf konstanten Wert geregelte Gleichspannung zugeführt wird, hat den Nachteil, daß hierfür ein zusätzlicher Regelkreis erforderlich ist.

Demgegenüber ist es Aufgabe der Erfindung, mit Hilfe eines einzigen Regelkreises zu ermöglichen, daß sowohl Änderungen der Primärgleichspannung ausgeregelt werden als auch die Gleichspannung an der Last moduliert wird, wobei zugleich ein Fehler möglichst weitgehend beseitigt werden soll, der bei der Anwendung eines Schahverstärkers als Modulationsverstärker für Signalschwingungen dadurch auftritt, daß heute zur Verfügung stehende elektronische Schalter eine Ausschaltverzögerung aufweisen, die im Verhältnis zu der Periodendauer der zu verarbeitenden Modulationssignale nicht mehr vernachlässigbar ist.

Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 gekennzeichneten Merkmale gelöst. Eine vorteilhafte Weiterbildung ist im Unteranspruch angegeben.

Die Erfindung ermöglicht den Betrieb einer mit einer niederfrequenten Schwingung modulierbaren, seriengercgelten Gleichspannungsversorgungseinrichtung mit pulsdauermoduliertem Schalter direkt an einer unstabiiisierten, evtl. mit einer kleinen Wechselspannung (Brummspannung) überlagerten Gleichspannung, ohne daß sich die Primärspannungsänderungen auf die Ausgangsspannung an der Last übertragen; zugleich kann durch Sollwertveränderungen, z. B. durch Überlagerung einer niederfrequenten Wechselspannung auf einen Gleichspannungstollwert die Ausgangsspannung der Gleichspannungsversorgungseinrichtung moduliert werden, und zwar im Bedarfsfall fast über den vollen Bereich der Primärgleichspannung.

Der Grundgedanke der Erfindung besteht darin, daß einerseits die für den gewünschten AnwenHungsfall sehr nützlichen Vorteile der Einrichtung nach der US-PS 32 26 630 genutzt werden und andererseits die infolge der Abschaltverzögerung des Schalters zunächst zu erwartenden Fehler in der Ausgangsspannung dadurch kompensiert werden, daß entweder der Basiswert der Integration oder der Sollwert in Abhängigkeit von der Primärspannung verändert werden.

Anhand der Zeichnungen wird dies und ein Ausführungsbeispiel näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispieles, die

F i g. 2 bis 5 zugehörige Spannungsverläufe in Abhängigkeit von der Zeit, die

F i g. 6 bis 8 Spannungsverläufe bei einer Sollwertänderung und die

F i g. 9 bis 11 Spannungsverläufe bei einer Änderung der Primärgleichspannung, die

Fig. 12 und 13 Details zu Fig. 1, die

Fig. 14 bis 16 Spannungsverläufe zur Erläuterung der Fig. 12 und 13 und

Fig. 17 weitere Details zu F i g. 1.

Der Einrichtung nach F i g. 1 wird an der Klemme 1 die Primärgleichspannung U 1 zugeführt, die durch einen Schalter 2. beispielsweise durch einen Halbleiterschalter, in nahezu rechteckförmige Spannungsimpulse U4 zerhackt wird. Durch eine Speicherdrossel 5 und einen Siebkondensator 6 werden die Spannungsimpulse wieder geglättet, so daß der Last 8 eine Gleichspannung zugeführt wird, die von Schwingungsanteilen mit der Schaltfrequenz des Schalters 2 und deren Oberwellen befreit ist. Die Speicherdrossel 5 und der Siebkondensator 6 wirken also als Siebglied, wobei eine Freilaufdiode 3 dafür sorgt, daß beim Abschalten des Schalters 2 der Strom weiter durch die Speicherdrossel 5 fließen kann.

Wenn das Verhältnis der Einschaltzeiten zu den Ausschaltzeiten bei den Spannungsimpulsen (74 konstant ist. tritt an der Last 8 eine konstante Ausgangsspannung auf, solange auch die Primärgleichspannung (71 konstant ist. Ändert sich jedoch die Primärgleichspannung (71, so würde sich auch die Ausgangsspannung an der Last 8 ändern, wenn nicht eine Regelschleife vorgesehen wäre. Diese Regelschleife enthält einen bistabilen Multivibrator 9 (gesteuert von einem Setzimpulse (710 liefernden Impulsgenerator 11). einen Rücksetzimpulse i/12 liefernden Komparator 13. einen eine Integratorausgungsspannung ( ' 16 liefernden Integrationskondensator 15 und eine spannungsproportionale Stromquelle 17. Der Ist« en wird an einen": Punkt 4 abgenommen, der /wischen dem Schalter 2 und dem Siebglied 5, 6 liegt.

Wesentlich ist außerdem, daß während jeder Einschaltphase des Schalters 2 die in dieser Zeit ansteigende Integratorausgangsspannung U16 ohne merkliche Verzögerung mit dem Sollwert U 14 verglichen wird, so daß Phasendrehungen oder Totzeiten im Regelkreis vermieden werden, welche die Stabilität beeinträchtigen könnten. Zur Entladung des Integrationskondensators 15 jeweils dann, wenn die Integratorausgangsspannung U16 den Sollwert U 14 erreicht hat, ist eine Entladeschaliung 18 vorgesehen.

Die Anordnung arbeitet im einzelnen folgendermaßen:

Der als Halbleiterschalter ausgebildete Schalter 2 wird durch einen bistabilen Multivibrator 9 gesteuert.

Zum Einschalten gibt ein Impulsgenerator 11 im Rhythmu >der Schaltfrequenz Setzimpulse U10 an den Multivibrator 9 ab. Den Rücksetzimpuls U12 erhält der Multivibrator 9 über die Rücksetzleitung 12 vom Ausgang des Komparators 13. Mit dem Rücksetzen des Multivibrators 9 wird der Schalter 2 ausgeschaltet. Der Rücksetzimpuls wird vom Komparator 13 jeweils dann abgegeben, wenn die Integratorausgangsspannung U16 am Integrationskondensator 15 den Sollwert t/14 erreicht hat.

Durch die steuerbare Stromquelle 17, deren Strom / den Spannungsimpulsen (74 jederzeit proportional ist, wird nach dem Durchschalten des Schalters 2 der Integrationskondensator 15 so aufgeladen, daß die am Integrationskondensator liegende Integrationsausgangsspannung U 16 zu jedem Zeitpunkt der über die Zeit integrierten (unter Umständen veränderlichen) Impulshöhe eines Spannungsimpulses (74 entspricht. Beim Abschalten des Schalters 2 wird die Integration abgebrochen und die Integratorausgangsspannung (716 durch die Entladeschaltung 18 auf einen durch eine Spannungsquelle 19 bestimmten Basiswert LZ₀ zurückgeführt. Während der Integration wird der Spannungsabfall am Schalter 2 sowie die durch dessen Einschalteigeuschaften verursachten Abweichungen von einem idealen Schalter (Einschaltverzögerung. Anstiegsgeschwindigkeit der Emitterspannung sowie evtl. Einschwingvorgänge) voll mitberücksichtigt.

Die Entladeschaltung 18 kann von den Abschaltimpulsen des Multivibrators 9 ode· von den Spannungsimpulsen (74 betätigt werden, w.c durch die Brücke 20 bzw. 21 angedeutet. Im Beispiel nach Fig. 12 ist die Entladeschaltung 18 aus einer Reihenschaltung einer Diode Gr5 und eines Strombegrenzungswiderstandes /?9 gebildet. Dabei ist die Reihenschaltung mit dem Punkt 4 verbunden, entsprechend der Brücke 21 in Fig. 1. Da nämlich im abgeschalteten Zustand des Schalters 2 die Spannung am Punkt 4 etwa 0 V beträgt, wenn man vom Spannungsabfall an der in diesem Moment leitenden Freilaufdiode 3 absieht, kann das Potential am Punkt 4 benutzt werden, um der Diode Gr5 in der Entladeschaltung 18 in den leitenden Zustand zu verhelfen. In diesem Zustand wird über die Reihenschaltung von Diode Gr 5 und Widerstand R 9 der Integrationskondensator 15 so lange entladen, bis eine Diode

M) Gr4 in einer Spannungsquelle 19 leitend wird und die Integrationsspannung U 16 auf dem gewünschten Basiswert i/n) festhält. Eine weitere Entladung unter den Basisw^rt ('ι, ist dann über die Entladeschaltung 18 nicht mehr möglich. Bei Beginn eines neuen Impulses, wenn

b5 die Spannung U4 wieder auf einen positiven, der Primärspannung U 1 nahen Spannungswert springt, wird die Diode Cr5 in der Entladeschaltung 18 und die Diode Cr 4 in der Spannungsquelle 19 wieder gesperrt und

ein neuer Integrationsvorgang kann beginnen. Auf Einzelheiten der Spannungsquelle 19, die eine nahe 0 V liegende Spannung U, liefert, wird weiter unten noch eingegangen.

In den F i g. 2 bis 5 sind die Spannungsverlaufe entsprechend den Positionsziffern U 10, LJ4, U 16 und L/12 einander zeitgerecht zugeordnet. Man erkennt, daß beim Auftreten eines Setzimpulses t/10 (Fig. 2) ein Spannungsimpuls L/4 (Fig. 3) auftritt, während gleichzeitig die Integratorausgangsspannung L/ 16 (F i g. 4) zu steigen beginnt bis der Sollwert L/14 erreicht ist. Daraufhin erscheint auf der Rücksetzleitung 12 ein Rücksetzimpuls U 12 (Fig. 5) der über den Multivibrator 9 das Abschalten des Schalters 2 verursacht, wodurch der Spannungsimpuls t/4 (F i g. 3) beendet und die Integratorausgangsspannung UvS (Fig. 4) auf etwa OV zurückgeführt wird.

Was bei einer Änderung (z. B. Modulation) des Sollwertes U 14 geschieht, läßt sich aus den Fig. 6 bis 8 ablesen. In den einander zeitlich zugeordneten Figuren ist davon ausgegangen worden, daß der Sollwert U14 zunächst den Wert a und später den doppelten Wert b hat. Fig. 6 zeigt diesen zeitlichen Verlauf. Die Primärspannung U\ sei dabei konstant. Da in diesem Fall die Integratorausgangsspannung U16 am Integrationskondensator 15 mit der Einschaltzeit eines jeden der Spannungsimpulse U 14 proportional ansteigt, wird für die Aufladung des Integrationskondensators 15 bei Vorliegen des Sollwertes U 14 = b eine doppelt so lange Zeit benötigt wie beim Vorliegen des Sollwertes U \4 = a. In Fig. 7 ist der Kurvenverlauf für die Integratorausgangsspannung U16 dargestellt. Jeweils mit dem Durchschalten des Schalters 2 sieigt die Integratorausgangsspannung U 16 an. Zugleich hat auch jeweils einer der Spannungsimpulse L/4 begonnen, der jeweils dann endet (wie F i g. 8 zeigt), wenn der Kurvenzug U 16 in F i g. 7 den Kurvenzug U 14 erreicht hat. Bei erhöhtem Sollwert nimmt also die Impulslänge der Spannungsimpulse U4 proportional zum Sollwert U 14 zu und damit wunschgemäß auch der Gleichspannungswert an der Last 8.

In den Fig. 9 bis 11 ist schließlich gezeigt, was bei einer Änderung der Primärspannung U 1 geschieht, wie sie in F i g. 9 als stufenweises Ansteigen vom Wert c auf den doppelten Wert dgezeigt ist. Der Sollwert U 14 soll dabei konstant bleiben. Die Stromquelle 17 liefert einen Strom /, welcher jederzeit dem Momentanwert der Spannungsimpulse U 4 proportional ist. Der Strom / verdoppelt sich also ebenfalls, wenn die Primärspannung U 1 vom Wert c auf den Wert d verdoppelt wird. Dadurch wird der Integrationskondensator 15 (Integratorausgangsspannung υ io in Fig. iO) in der halben Zeit bis auf den Sollwert U14 aufgeladen, wenn die Primärspannung vom Wert c auf den Wert d übergeht. Das hat gemäß F i g. 11, wo die zugehörigen Spannungsimpulse U 4 gezeigt sind, zur Folge, daß bei der erhöhten Primärspannung c/der Spannungsimpuls 4dzwar die doppelte Höhe 2e aber nur die halbe Länge f/2 hat wie der Spannungsimpuls 4c der Höhe e und Länge f, der beim Primärspannungswert c auftritt. Dadurch wird die Ausgangsspannung an der Last 8 (Fig. 1) konstant gehalten; denn das Spannungsintegral des Kurvenzuges nach Fig. 11, jeweils bezogen auf die Impulsperiodendauer T, und damit der sogenannte Gleichspannungswert, bleibt konstant.

Anhand der Fig. 12 und 13 wird im folgenden näher auf die Spannungsquelle 19 von Fig. 1 eingegangen. Diese Spannungsquelle ermöglicht es, den Basiswert LO, auf den der Integrationskondensator 15 periodisch entladen wird, zu verändern. Dies ist aus folgenden Gründen sinnvoll:

Das Zeitintegral der Spannungsimpulse L/4 stimmt nur bis zum Zeitpunkt der Abgabe des Ausschaltbefehles für den Schalter 2 mit dem Sollwert 14 überein. Da nämlich der Schalter 2 eine physikalisch bedingte geringe Abschaltverzögerung besitzt, die in erster Näherung bei gleich bleibendem Strom durch die Last 8 als konstant angesehen werden kann, tritt eine entspechende Verlängerung der Spannungsimpulse L/4 als Fehler in der Ausgangsspannung der Gleichspannungsversorgungseinrichtung auf. Wird beispielsweise, wie im Zusammenhang mit den F i g. 9 bis 11 beschrieben, bei konstantem Sollwert U14 die Primärspannung UX vom Wert c auf den Wert d verdoppelt, so bleibt der !nicgrationswert eines jeden Impulses, wie beschrieben, bis zum Zeitpunkt des Abschaltbefehles für den Schalter 2 zwar unverändert, aber der gesamte Integrationswert entspricht nicht mehr genau dem durch den Sollwert vorgegebenen Wert, weil bei dem Integral des Spannungsimpulses L/4 bei Berücksichtigung der Abschaltverzögerung ein zusätzlicher Integrationswert über den Zeitraum der Abschaltverzögerung hinzu kommt und dieser zusätzliche Integrationswert abhängig von der Impulshöhe ist. Dieser zusätzliche Integrationswert wird beim Spannungsimpuls 4d in Fig. 11 doppelt so hoch wie bei dem Spannungsimpuls 4c, denn die Impulshöhe ist bei 4c/ doppelt so groß wie bei 4c und die Abschaltverzögerung des Schalters 2 bleibt bei gleichbleibendem Strom durch die Last 8 im wesentlichen unverändert. Durch die fehlerhaft vergrößerte Fläche des Spannungsimpulses 4c/gegenüber 4c würde sich die Ausgangsspannung der Gleichspannungsvcrsorgungseinrichtung um einen geringen Betrag in gleicher Richtung wie die Primärspannung U\ bewegen. Das soll durch die steuerbare Spannungsquelle 19 vermieden werden.

Die Steuerbarkeit der Spannungsquelle 19, die mit LO den Basiswert (das ist die Minimumlinie des sägezahnähnlichen Verlaufes von U 16, wie in Fig. 4, 7, 10 gezeigt) von L/ 16 bestimmt, ermöglicht die Kompensation des beschriebenen Fehlers. Dazu wird ein geringer Anteil der Primärspannung U\ über einen Spannungsteiler Ri, R 4 mit großem Teilerverhältnis auf die Spannungsquelle 19 übertragen. Die damit erzielbare Veränderung des Basiswertes LZ₀ kommt in der Wirkungsweise einer invertierten Sollwertänderung gleich.

Fig. 12 zeigt ein Beispiel für eine entsprechende Kompensationsschaltung. Wird als Entladeschaltung 18 beispielsweie ein durch die Impulsspannung U14 gesteuertes Diixien-Widerständsg'iied verwendet, dessen in den Impulspausen leitende Diode GrS den Integrationskondensator 15 entlädt, so kann sich über die am Ende der Entladung leitend werdende Diode Gr 4 der durch die Spannung LO- der Spannungsquelle 19 bestimmte Basiswert LZ₀ von U16 auf den Kondensator 15 übertragen. Es wird ein weiteres Entladen über das Dioden-Widerstandsglied unter den Basiswert verhindert

Voraussetzung ist, daß der Basiswert positiv (bei Verwendung der in F i g. 1 und 2 gezeigten Polarität) gegenüber dem Massepotential der Schaltungsanordnung ist. Der Strom /der Stromquelle 17 bleibt in weiten Grenzen vom Potential der Integratorausgangsspannung U16 unbeeinflußt

Ein Ausführungsbeispiel für die Spannungsquelle 19 stellt Fi g. 13 dar. Hier ist am Emitter eines Transistors Ts 3 die variierbare Spannung LO- abgreifbar, von wel-

eher sich der gewünschte Basiswert LJa nur durch den Spannungsabfall an der in den Impulspausen leitenden Diode Gr 4 unterscheidet. Der Spannungswert wird beeinflußt durch den Basisspannungsteiler Rb, R 7 und die konstante Hilfsspannung LJ3. Außerdem gelangt an die Basis dieses Transistors die durch einen Spannungsteiler stark abgeschwächte Änderung der Primärspannung Ul, die sich auf den Basiswert Ua und über Gr4 auf U 16 überträgt.

Mit Hilfe dieser Kompensationsschaltung kann durch Erhöhen des Basiswertes LO um einen Betrag, welcher der Primärspannung Ul proportional ist. von der Impulsbreite der Spannungsimpulse U4 ein konstanter Betrag, welcher der mittleren Abschaltverzögerung des Haibieiiersehahers 2 entspricht, abgezogen werden.

Anhand der F i g. 14 bis F i g. 16 wird erklärt, wie bei einer Verdopplung der Primärspannung U I vom Wert cauf den Wert d(F\g. 14) trotz einer konstanten Verzögerungszeil des Schalters 2 die gesamte Impulsbreite der Spannungsimpulse U4 zur Konstanthaltung der Ausgangsspannung der Gleichstromversorgungseinrichtung genau halbiert wird: Fig. 15 zeigt den Verlauf der Integratorausgangsspannung t716 in einem Beispiel, bei dem bei einer kleineren Primärspannung U \ = c (Fig. 14) der Spannungsimpuls U4 (Fig. 16) eine Gesamtlänge von 10 Zeiteinheiten haben soll. Der Anschaulichkeit halber wird die Ausschaltverzögerung des Schalters 2 mit der Zeiteinheit »eins« größer als in Wirklichkeit angenommen.

Der Sollwert t/ 14 (Fig. 15) ist bezogen auf das Potential LO mit 10 Spannungseinheiten angenommen. Eine Spannungseinheit über LO liegt während derjenigen Zeit, in welcher Ul = c ist, der zugehörige Basiswert L/01 = Uo + k ■ Ul = Uo + k ■ c (wobei k eine Konstante < 1 ist), d. h., der Integrationskondensator 15 wird von diesem Basiswert LOi) ausgehend aufgeladen, sowie der Schalter 2 durchschaltet. Schon 9 Zeiteinheiten nach dem Durchschalten erreicht die Integratorausgangsspannung U 16 den Sollwert U14. Dadurch erhält der Schalter 2 den Ausschaltbefehl; der in Fig. 16 zeitgerecht zugeordnete Spannungsimpuls 4c wird aber infolge der Abschaltverzögerung Vz erst eine Zeiteinheit später beendet, weist also eine Länge /"von 10 Zeiteinheiten auf bei einer Höhe e.

Nach Erhöhung der Primärspannung U 1 auf den verdoppelten Wert c/ bei gleichem Sollwert U 14 stellt sich am Ausgang der Spannungsquelle 19 in den Impulspausen der Basiswert LO2 ein, der zwei Spannungseinheiten über Uo liegt, weil k ■ ddoppelt sogroß wie A- - eist. Das hat zur Folge, daß der im rechten Teil der Fig. 15 dargestellte, sägezahnförmige Impuls U 16, welcher dem Wert Ul = dm F i g. 14 zeitgerecht zugeordnet ist, von einem Basiswert Un gleich 2 Spannungseinheiten über Uo ausgehend beginnt. Dabei steigt er durch den verdoppelten Strom /der Stromquelle 17 (infolge der Proportionalität des Stromes zu U4 und U 1) um doppelt so viele Spannungseinheiten pro Zeiteinheit an wie bei der kleineren Primärspannung Ul - c. Schon nach 4 2'eiteinheiten hat die sägezahnförmige Spannung U 16 den Sollwert U14 erreicht. Dadurch wird der Schalter 2 abgeschaltet, der Spannungsimpuls 4d in Fig. 16 dauert aber noch um die Abschaiiverzögerungszeii Vz ion, so daß der Spannungsimpuls 4d schließlich eine Gesamtlänge von /72 bei einer Höhe von 2e erreicht und damit exakt die gleiche Fläche einnimmt wie der Spannungsimpuls 4c. Damit ist wunschgemäß erreicht, daß das Spannungsintegral pro Periodendauer (Gleichspannungswert) an der Last 8 (Fig. 1) trotz der in Fig;. 14 gezeigten Änderung der Primärspannung Ul und trotz der Abschaltverzögerung des Schalters 2 konstant bleibt.

Der Vollständigkeit halber wird anhand der Fig. 17 noch auf ein Ausführungsbeispiel für die Stromquelle 17 eingegangen. Das Herzstück der dargestellten spannungsproportionalen Stromquelle ist ein Transistor Ts 1. Die an dessen Emitterwiderstand Re abfallende Emitterspannung Ue bestimmt (abzüglich des zu vernachlässigenden, kleinen Basisstromes des Transistors) den Ausgangsstrom /der Stromquelle 17. Die Emitterspannung wird durch den Spannungsteiler R I, R 2 bestimmt. Der demgegenüber hochohmige Widerstand Rb liefert nur einen geringen Strom als Basisstrom für den Transistor und zum Vorspannen der Diode GrI. Diese Diodenspannung sorgt für die Kompensation des Spannungsabfalls an der Basis-Emitter-Diode des Transistors. Dadurch entspricht die Emitterspannung Ue der Spannung U 12 am Spannungsteiler.

Bei einer Änderung der Spannung L/4 ändert sich damit die Emitterspannung Ue und damit auch der Ausgangsstrom /proportional der Spannung U4.

Die Diode Gr2 am Ausgang ρ der Stromquelle dient

4) der Sperrung des Ausgangs ρ während der Impulspausen, in denen die Spannung U4 negativer ist als der Basiswert Uo.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

Patentansprüche:

1. Regeleinrichtung zur Erzeugung einer geregelten Gleichspannung aus einer Primärgleichspannung (U 1) mit einem Regelkreis, der folgende Merkmale aufweist:

— als Stellglied ist ein Schalter (2) vorgesehen, der mit veränderbarer Impulslänge von einem Steuerglied (Multivibrator 9) steuerbar ist, zu welchem die eine spannungsproportionale Stromquelle (17), einen Integrator (15) und einen Komparator (13) aufweisende Rückführung des Regelkreises führt,

— dem Schalter (2) ist ein Siebglied (5, 6) zum Wegfiltern der Schaltfrequenz nachgeschaltet,

-- als Istwert dienen Spannungsimpulse (UA), welche an einem Punkt (4) auftreten, der zwischen dem Schafter (2) und dem Siebglied (5,6) liegt,

— eine aus den Spannungsimpulsen (UA) mittels der spannungsproportionalen Stromquelle (17) gewonnene Impulsgröße (Strom I) ist dem Integrator (15) zugeführt, der sie in jeder Impulsperiode (T) aufs Neue über die Zeit integriert und der anschließend durch eine Entladeschaltung

(18) auf eine von einer Basisspannungsquelle

(19) abgegebene Basisspannung (Uu) zurückgesetzt wird,

— die Integratorausgangsgröße (U 16) ist dem nicht mit dem Sollwert (U 14) beaufschlagten Eingang eines !Comparators (13) in der Rück führung (17-15-13-12) zugeführt,