DE1763850C3 - Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer konstanten Spannung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer konstanten Spannung, mit einer astabilen Kippschaltung, die einen als Schalter arbeitenden, selbsttätig periodisch öffnenden und schließenden Transistor sowie einen zwischen und den Kollektor und die Basis des Transistors geschalteten Rückkopplungstransformator enthält, ferner mit einem zwischen den Transistor und einen Verbraucher geschalteten Glättungsfilter, das bei leitendem Transistor durch diesen mit einer unstabilisierten Spannungsquelle verbunden ist, und mit einer Regelschaltung, die die Ausgangsspannung des Glättungsfilter mit einer Bezugsspannung vergleicht und eine entsprechende Fehlerspannung liefert, die das öffnen und Schließen des Transistors im Sinne einer Verringerung der Fehlerspannung steuert, wobei der Basis des Transistors eine in Sperrichtung gepolte Vorspannung zugeführt ist, die einen vorzeitigen Abfall des Kollektorstromes des Transistors ermöglicht.

Ein bevorzugtes Anwendungsgebiet der Erfindung ist die Stabilisierung der von Primärelementen oder Akkumulatorenbatterien abgegebenen Spannung. Bekanntlich hängt die Klemmenspannung von Primärelementen und Akkumulatorenbatterien vom Entladungszustand und vom entnommenen Strom ab. Solche Spannungsschwankungen, insbesondere das Absinken der Spannung während der Entladung, sind häufig nicht zulässig, und man muß dann Stabilisierungsschaltungen verwenden. 1 '

Es sind Schaltungsanordnungen zum' Stabilisieren einer Spannung bekannt, die mit einem zwischen die unstabilisierte Spannungsquelle und den Verbraucher geschalteten gesteuerten Widerstand arbeiten. Der gewöhnlich aus einem Transistor bestehende steuerbare Widerstand erzeugt einen Spannungsabfall, dessen Größe durch eine Regelschaltung derart verändert wird, daß die Ausgangsspannung konstant bleibt. Stabilisierungsschaltungen dieses Typs haben den Nachteil, daß in dem steuerbaren Widerstand Leistung vernichtet wird, so daß sich ein schlechter Wirkungsgrad ergibt (Elektronische Rundschau, 10/1958, Seite 342/343).

Es sind ferner Schaltungsanordnungen zum Erzeugen einer konstanten Spannung bekannt, bei denen die unstabilisierte Spannungsquelle über einen sich mehr oder weniger periodisch öffnenden und schließenden Schalter und ein Glättungsfilter mit dem Verbraucher verbunden wird. Da die Ausgangsspannung einer solchen Schaltung direkt proportional zur unstabilisierten Eingangsspannung und dem Verhältnis der Zeitdauer, während der der Schalter geschlossen ist, zur gesamten Periodendauer ist, läßt sich durch entsprechende Steuerung des öffnens und Schließens des Schalters eine konstante Ausgangsspannung erzeugen. Der Schalter besteht gewöhnlich aus einem Transistor. Für die Steuerung des Transistors sind zwei Möglichkeiten bekannt, nämlich einerseits den Transistor durch einen besonderen Steuerkreis zu steuern oder den Transistor in einer astabilen Kippschaltung zu betreiben, so daß er sich selbsttätig öffnet und schließt. In beiden Fällen wird die Zeitdauer des Öffnens und Schließens durch eine Fehlerspannung beeinflußt, die von einer Regelschaltung erzeugt wird, welche die Ausgangsspannung des Glättungsfiiters mit einer Bezugsspannung vergleicht (DE-AS 11 81 791; Elektronische Rundschau, 10/1958, Seite 342-344).

Stabilisierungsschaltungen dieser Art mit getrenntem Steuerkreis arbeiten zwar befriedigend, sie weisen jedoch den Nachteil auf, daß der Steuerkreis ziemlich kompliziert und aufwendig ist sowie viel Platz einnimmt. Außerdem ist der Energieverbrauch des Steuerkreises praktisch unabhängig von der vom Verbraucher aufgenommenen Leistung, was bei kleinem Leistungsbedarf des Verbrauchers den Gesamtwirkungsgrad der Stabilisierungsschaltung erheblich beeinträchtigt.
Beim Betrieb des Transistors in einer astabilen Kippschaltung ist der Energieverbrauch zwar etwa proportional der vom Verbraucher aufgenommenen Leistung, so daß sich ein guter, von der Verbraucherleistung praktisch unabhängiger Wirkungsgrad ergibt. Stabilisierungsschaltungen dieser Art haben jedoch zwei Nachteile: Der erste Nachteil beruht auf der Inkonstanz der Schaltfrequenz. Die Schaltfrequenz hängt nämlich nicht nur von den Schaltungsparametern ab, sondern auch vom Verbraucherstrom, denn dieser bestimmt den Wert des Basisvorspannungsstromes, bei welchem die Umschaltung erfolgt. Die Schaltfrequenz nimmt daher mit zunehmender Belastung ab und die Frequenz kann sich zwischen Vollast und Leerlauf unter Umständen um den Faktor 10 ändern. Dies führt zu

echten Einschränkungen, wenn die Stabilisierungsschaltung zur Speisung von Verbrauchern mit relativ stark ■-chwankender Leistungsaufnahme verwendet werden soll, da dann die zur Beseitigung der Welligkeit der Ausgangsspannung erforderlichen Glättungsfilter sehr aufwendig werden. Außerdem hat die Schaltung bei kleinen Belastungen, denen die höchrte Betriebsfrequenz entspricht, einen schlechten Wirkungsgrad, da dann die Umschaltverluste am größten sind. Der zweite Nachteil besteht darin, daß es eine untere Grenze für die mit der Stabükierungsschaltung herstellbare konstante Spannung gibt, die höher liegt als es wünschenswert ist. Das Vorhandensein einer solchen unteren Grenze beruht darauf, daß die Durchlaßzeit des Transistors, die durch die Parameter der zugehörigen Schaltung und der Regelschaltung begrenzt wird, nicht beliebig verkürzt werden kann. Bezüglich der Sperrzeit ergeben sich keine Probleme, da diese leicht steuerbar ist.

Eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art, bei der der Basis des Transistors eine in Sperrichtung gepolte Vorspannung zugeführt wird, ist bereits aus der DE-AS 1155 850 bekannt Der Rückkopplungstransformator der bekannten Schaltung hat zwei Sekundärwicklungen, die den Zweck haben, durch eine zusätzliche Rückkopplung während der Durchlaß- und der Sperrzeit des Transistors in seinem Emitter-Basis-Kreis verschiedene Übersetzungsverhältnisse der an den Wicklungen auftretenden Spannungen zu ermöglichen. Dadurch können Probleme hinsichtlich Schaltfrequenzschwankungen und einer Spannungsbe- μ schränkung nicht befriedigend gelöst werden.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die oben geschilderten Nachteile zu vermeiden, nämlich den Bereich der herstellbaren stabilisierten Spannungen nach unten zu erweitern und die Frequenz- 3^r> Schwankungen in annehmbaren Grenzen zu halten, so daß der Wirkungsgrad auch bei kleinen Belastungen gut ist und wirtschaftliche Glättungsfilter verwendet werden können.

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung bei einer ίο Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art dadurch gelöst, daß zur Verringerung der Schwankungen der Umschaltfrequenz durch Änderungen des Verbraucherstromes der Transformator außer einer zwischen die Basis und den Emitter des Transistors geschalteten Rückkopplungswicklung, die zur Aufrechterhaltung der Schwingungen dient, noch eine zweite, ebenfalls zwischen die Basis und den Emitter geschaltete Kompensationswicklung aufweist, die eine Kompensationsspannung liefert, die der von der Rückkopplungswicklung erzeugten Rückkopplungsspannung entgegengesetzt ist.

Die Rückkopplungs- oder Vorspannung und die Kompensationsspannung können durch die gleiche Sekundärwicklung des Rückkopplungstransfonnators mit Hilfe eines Kondensators und eines Gleichrichters erzeugt werden, welche mit der Sekundärwicklung verbunden und mit ihrem Verbindungspunkt an der Basis des als Schalter arbeitenden Transistors angeschlossen sind. bo

Die Erfindung wird im folgenden anhand der Zeichnung näher erläutert, es zeigt

F i g. 1 ein Schaltbild einer bekannten Stabilisierungsschaltung des hier interessierenden Typs, auf das bei der Erläuterung der der Erfindung zugrundeliegenden Probleme Bezug genommen wird;

Fig. 2a und 2b graphische Darstellungen des Spannungsverlaufes an der Basis eines in der Schaltung nach F i g. 1 enthaltenen, als Schalter arbeitenden Transistors bei Leerlauf bzw. Vollast;

Fig.3 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels dessen Ausgangsspannung in einem weiten Bereich einstellbar ist;

F i g. 4 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels, bei dem die Schaltfrequenz weitgehend konstant gehalten wird;

F i g. 5 eine graphische Darstellung des Spannungsverlaufes an der Basis des als Schalter arbeitenden Transistors des Ausführungsbeispieles nach F i g. 4 und

Fig.6 ein Schaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels der Erfindung, das sich sowohl durch konstante Schaltfrequenz als auch einen großen Einstellbereich der Ausgangsspannung auszeichnet und eine Strombegrenzungsschaltung zum Schutz gegen einen Kurzschluß der Ausgangsspannung enthält

Die in F i g. 1 dargestellte bekannte Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer konstanten Spannung enthält einen Transistor T, der selbsttätig zwischen dem leitenden und dem gesperrten Zustand umschaltet Hierfür ist der Kollektor des Transistors mit der Primärwicklung eines Transformators Tr verbunden, dessen Sekundärwicklung in Reihe mit einem Kondensator Ci zwischen Emitter und Basis des Transistors geschaltet ist Der Transformator Tr wirkt auch als Reaktanzspule, in der bei leitendem Transistor Energie gespeichert wird, die bei gesperrtem Transistor über eine Diode D zu einem Glättungskondensator Ct abfließt Die am Glättungskondensator auftretende Ausgangsspannung Vu der Schaltung wird in einer Regelschaltung Ar mit einer stabilisierten Bezugsspannung verglichen, und das aus dem Vergleich resultierende Fehlersignal wird in einem Regelverstärker Sa verstärkt und über einen aus zwei Widerständen R2 und R] bestehenden Spannungsteiler der Basis des Transistors T zugeführt. Das verstärkte Fehlersignal bewirkt eine Verlängerung bzw. Verkürzung der Durchlaßzeit des Transistors T, je nachdem ob die Ausgangsspannung Vu infolge von Störeinflüssen zu klein oder zu groß ist, so daß sie wieder auf den Soll-Wert gebracht wird.

Die Schaltfrequenz des Transistors Γ hängt von den Werten der Schaltungselemente C₁, R\, R2 und vom Kollektorstrom ab. Wie das für den Leerlauffall geltende Diagramm in F i g. 2a zeigt, muß die Basisspannung Vbe den Wert Vo überschreiten, damit der Transistor in den leitenden Zustand übergeht, während bei Vollast (Fig.2b) die Basisspannung den Wert V₁, der größer als Vo ist, überschreiten muß, damit der Transistor Tleiten kann. Da der Wert V₁ später erreicht wird als der Wert V₀, ist die Schaltfrequenz bei Vollast wesentlich kleiner als bei Leerlauf und man muß das zur Glättung der Ausgangsspannung dienende Filter dementsprechend für eine niedrigere Frequenz auslegen. Bei der bekannten Schaltung ist außerdem die untere Grenze der erzielbaren stabilisierten Spannung durch die Einschaltdauer des Transistors begrenzt, die sich bei der bekannten Schaltung nicht beliebig verkürzen läßt.

F i g. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel, das bei gegebener Eingangsspannung Vi eine weitergehende Änderung der Ausgangsspannung Vu ermöglicht als die bekannte Schaltung. Dies wird durch eine in Sperrichtung gepolte Vorspannung E zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors erreicht Diese Vorspannung unterbricht den Basisstrom des Transistors vorzeitig, so daß die Durchlaßzeit des Transistors T kurzer wird als die kürzeste Zeit, die beim Verschwinden der vom Regelverstärker Sa erzeugten Spannung

erreichbar ist.

Fig.4 zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei dem die Sekundärseile des Transformators Tr zwei Wicklungen S₁ und S₂ enthält. Die Wicklung Si dient als Rückkopp lungswicklung zur Aufrechterhaltung der das Schalten des Transistors bewirkenden Schwingungen, während die Wicklung S? als !Compensations- oder Gegenkoppli:ng?wicklung arbeitet, deren Aufgabe darin besteht, den Anstieg der Basisspannung steiler zu machen, damit der Zeitpunkt genauer definiert ist, bei dem die Basisspannung den Schwellwert, bei dem der Transistor zu leiten beginn·, überschreitet. Die Schaltfrequenz ist daher nicht mehr nennenswert vom Laststrom abhängig. Wie F i g. 5 zeigt, steigt die Basisspannung V/,_c exponentiell auf den relativ hohen Wert V_ran,so daß die Kurve den Wert Vi,, bei dem der Transistor zu leiten beginnt, mit Sicherheit überschreitet. Der Spannungsverlauf ist bei Leerlauf und bei Vollast nicht wesentlich verschieden, so daß sich eine Frequenzänderung von höchstens 10% ergibt.

Das in Fig.6 dargestellte Ausführungsbeispiel der Erfindung enthält eine Sperrschwingerschaltung mit Transistoren Ti und T₂ in Darlington-Schaltung, sowie einen Transformator Tr, dessen Primärwicklung mit den Kollektoren der beiden Transistoren verbunden ist. Die Sekundärwicklung S\ ist über eine Parallelschaltung aus einem Widerstand A3 und einer Diode Dj, sowie einen Reihenkondensator C₂ mit der Basis des Transistors T₂ verbunden, um die Schwingungen aufrecht zu erhalten, während die Sekundärwicklung S₂ über einen Kondensator Cj und einen Widerstand R₁ mit der Basis desselben Transistors T₂ verbunden ist, um dieser eine Kompensationswechselspannung zuzuführen, die das entgegengesetzte Vorzeichen wie die von Rückkopplungswicklung S\ erzeugte Rückkopplungsspannung hat. Zwischen den Verbindungspunkt des Widerstandes R\ und des Kondensators Cj einerseits und den Emitter des Transistors T\ andererseits ist eine Diode D₂ geschaltet, die die in Sperrichtung gepolte Vorspannung für die Basis des Transistors T₂ liefert.

Wenn der Transistor Tj gesperrt ist, fließt die im Transformator Trgespeicherte Energie über eine Diode D\ zu einem Glätiungskondensator C\ ab, an dem die Ausgangsspannung Vu auftritt Der übrige Teil der Schaltung, der zwei Transistoren Tj, Ta und eine Zener-Diode Z enthält, bildet die Regelschaltung (entsprechend der Schalung Ar in Fig. 1,3 und 4), der Regelverstärker (entsprechend dem Regeiverstärker Sz in F i e. 1,3 und 4) und eine Strombegrenzungsschaltunp die die Schaltungsanordnung gegen Kurzschlüsse schützt. Der Transistor Ti vergleicht die Ausgangsspannung Vu, die seiner Basis über einen Spannungsteiler aus Widerständen R% Rw und einem Potentiometer Pi zugeführt wird, mit einer durch die Zener-Diode 2 erzeugten Bezugsspannung. Die Zener-Diode Z ist mit dem Emitter des Transistors Ti verbunden und wird über einen Widerstand R5 gespeist. Der Kollektor des Transistors T₄ ist über den Widerstand R₂ mit der Basis des Transistors T₂ verbunden und liefert an diese eine Steuerspannung für den die Transistoren Tj und Ti enthaltenden Sperrschwinger. Der Wert der Ausgangsspannung Vu läßt sich mittels des Potentiometers Pi einstellen.

Die Strumbegrenzungsschaltung enthält einen der Zener-Diode Z parallelgeschalteten Transistor Tj dessen Basis über einen Widerstand Rs mit dem Schleifer eines Potentiometers P\ verbunden ist, das parallel zu einem in die Ausgangsleitung geschalteter Widerstand Rf, liegt. Der Transistor 7j wird leitend wenn der durch den Widerstand Rt, fließende Verbraucherstrom einen Grenzwert überschreitet, weichet durch die Einstellung des Schleifers des Potentiometers P\ einstellbar ist. Durch das Leiten des Transistors 7] wird die Zener-Diode Z kurzgeschlossen und die Ausgangsspannung Vu bricht dann zusammen. Die

jo schaltende Emitter-Kollektorstrecke des Transistors Ti die Primärwicklung des Transformators Tr und dei Widerstand Rf, sind mit einem Widerstand Rj überbrückt, der beim Einschalten der Stabilisierungsschaltung gewährleistet, daß die Regelspannung auch danr mit Strom versorgt wird, wenn die Schalttransistoren Tj und T₂ sperren. Zwischen die Basis und den Emitter des Transistors Tj ist ein Widerstand Ra, geschaltet, der der Zweck hat, den Basisstrom dieses Transistors zu begrenzen.

Mit der beschriebenen Schaltungsanordnung kann aus einer Eingangsspannung von 40 bis 70 V eine stabilisierte Ausgangsspannung bis herunter zu 12 V erzeugt werden, während die minimale Ausgangsspannung bei den bekannten Stabilisierungsschaltungeri dieser Art 24 V beträgt.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (2)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer konstanten Spannung, mit einer astabilen Kippschaltung, die einen als Schalter arbeitenden, selbsttätig periodisch öffnenden und schließenden Transistor sowie einen zwischen den Kollektor und die Basis des Transistors geschalteten Rückkopplungstransformator enthält, ferner mit einem zwischen den Transistor und einen Verbraucher geschalteten Glättungsfilter, das bei leitendem Transistor durch diesen mit einer unstabilisierten Spannungsquelle verbunden ist, und mit einer Regelschaltung, die die Ausgangsspannung des Glättungsfilter mit einer Bezugsspannung vergleicht und eine entsprechende Fehlerspannung liefert, die das öffnen und Schließen des Transistors im Sinne einer Verringerung der Fehlerspannung steuert, wobei der Basis des Transistors (T; Tu T2) eine in Sperrichtung gepolte Vorspannung (E) zugeführt ist, die einen vorzeitigen Abfall des Kollektorstroms des Transistors ermöglicht, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator (Tr) zur Verringerung der Schwankungen der Umschaltfrequenz durch Änderungen des Verbraucherstromes außer einer zwischen die Basis und den Emitter des Transistors (T; Ti, T₂) geschalteten Rückkopplungswicklung (St), die zur Aufrechterhaltung der Schwingungen dient, noch eine zweite, ebenfalls zwischen die Basis und den Emitter des Transistors geschaltete Kompensationswicklung (S2) aufweist, die eine Kompensationsspannung liefert, welche der von der Rückkopplungswicklung (Si) erzeugten Spannung entgegengesetzt ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationsspannung und die Vorspannung durch die gleiche Sekundärwicklung (S₂) des Rückkopplungstransformators (Tr) mit Hilfe eines Kondensators (Cz) und eines Gleichrichters (Eh), welche mit der Sekundärwicklung verbunden und mit ihrem Verbindungspunkt an der Basis des als Schalter arbeitenden Transistors (T; T], Tz) angeschlossen sind, erzeugt werden.