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Regeleinrichtung für eine Gleichspannungsversorgungsein-
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richtung Die Erfindung betrifft eine Regeleinrichtung, wie im Oberbegriff
des Patentanspruches 1 angegeben.
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In Fig. 1 ist eine derartige Regeleinrichtung dargestellt, die der
Ausgangspunkt für die Erfindung war.
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In Fig. 2 ist eine Einzelheit hierzu dargestellt und in den Fig. 3
bis 6 sind Spannungsdiagramme zu Fig. 1 angegeben.
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Der Einrichtung nach Fig. 1 wird an der Klemme 1 die Primärspannung
(Gleichspannung)/zugeführt, die durch den Schalter 2, beispielsweise durch einen
Halbleiterschalter, in nahezu rechteckförmige Spannungsimpulseu4 zerhackt wird.
Durch eine Speicherdrossel 5 und einen Siebkondensator 6 werden die Spannungsimpulse
wieder geglättet, so daß der Last 8 eine Gleichspannung zugeführt wird, die von
Schwingungsanteilen mit der Schaltfrequenz des Schalters 2 und deren Oberwellen
befreit ist. Die Speicherdrossel 5 und der Siebkondensator 6 wirken also als Siebglied,
wobei die Freilaufdiode 3 dafür sorgt, daß beim Abschalten des Schalters 2 der Strom
weiter durch die Speicherdrossel 5 fließen kann.
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Wenn des Verhältnis der Einschaltzeiten zu den Ausschaltzeiten bei
den Spannungsimpulsen U4 konstant ist, tritt an der Last 8 eine konstante Ausgengsspennung
auf, sclange auch die Primärspannung U1 konstant ist. Ändert sich äedoch die Primärspannung
U1, so würde sich auch die Ausgangsspannung an der Last 8 ändern, wenn nicht eine
Regelschleife vorgesehen ware, die an einem Punkt zwischen dem Siebkondensrtor 6
und der Last 8 beginnt und über einen Differenzverstärker D und einen Pulslängenmodulator
F1 zurück zum Schalter 2 führt. Diese Regelschleife soll bei Änderungen der Ausgangsspannung
an der Last 8 durch den Pulalängenmodulator M für eine Änderung des Tastverhaltnisses
der Spannungsimpulse 4 derart sorgen, daß der an der Last 8 auftretende Gleichspannungswert
der Spannungsimpulse U4 trotz Änderungen der Primärspannung Ud konstant bleibt.
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Der Pulslängenmodulator M kann als Komparator ausgebildet sein, wie
in Fig. 2 dargestellt. Diesem wird an Klemme A die Regelspannung (vom Differenzverstärker
D kommend) und an Klemme B eine Sägezahnapannung B nach Fig. 3 oder eine Dreiecksspannung
B' nach Fig. 5 zugeführt. Der Komparator nach Fig. 2 vergleicht die Regelspannung
A mit der durch einen Generator erzeugten dreieck- oder sägezahnförmigen Spannung
B bzw. B' und bestimmt dadurch die Impulsbreite der am Komparatorsusgang C erscheinenden
Impulse Uc, die in Fig. 4 (passend zu Fig. 3) bzw. Fig. 6 (passend zu Fig. 5) dargestellt
sind. Die Impulsformen der Fig. 4 bzw. 6 treten (verursacht durch den Schalter 2)
bei den Spannungsimpulsen U4 wie der auf, so daß beispielsweise bei absinkender
Primrspannung U1 ie Einschaltzeiten der Spannungsimpulse U4 * ver gegenüber den
Ausschaltzeiten größeitwerden, wodurch sich blei ender ein konstant/Glelchspannungswert
an der Last 8 ergib der Abfall der Primärspannung U1 also ausgeglichen wird.
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*) mit Hilfe der Regelschleife *) trotz verringerter Impulshöhe
Bei
einem Sender, der mit Amplitudenmodulation arbeitet, kann sich nun die Notwendigkeit
ergeben, daß eine Gleichspannung benötigt wira, bei der nicht nur Änderungen der
Primärspannung ausgeregelt sind, sondern der eine niederfrequente Wechselspannung
(nämlich die Nodulierende, mit welcher die Trägerfrequenz im Sender amplitudenmoduliert
werden soll) überlagert ist. Man spricht in diesem Falle davon, daß die Gleichspannung
"moduliert" ist.
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Um die Gleichspannung an der Last 8 in Fig. 1 zu modulieren, könnte
man daran denken, den Sollwert nicht konstant zu halten, sondern ihm die Modulierende
zu überlagern. Dann wird wunschgemäß auch die Gleichspannung an der Last 8 in der
gewünschten Weise moduliert.
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Leider hat sich jedoch gezeigt, daß bei einer solchen Verfahrensweise
schwerwiegende Nachteile auftreten: Da der Gleichspannung n der Last 8 die Modulierende
mit Schwingungsfrequenzen bis zu einigen Kilohertz überlagert sein soll, muß des
Siebglied 5, 6 (und ein evtl. zusätzlich in Reihe geschalteter Tiefpaß) diese niederfrequenten
Schwingungen hindurchlassen. Hingegen muß das Siebglied 5, 6 die Spannungsanteile
mit der Schaltfrequenz des Schalters 2 sowie die bei der Pulslängenmodulation im
Pulslängenmodulator M entstehenden Nebenwellen in ausreichendem Maße dämpfen können.
Die Schaltfrequenz der Spannungsimpulse U4 müßte daher möglichst weit oberhalb der
höchsten Frequenz liegen, die im niederfrequenten Frequenzgemisch der Modulierenden
auftritt.
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Der Schaltfrequenz ist aber eine obere Grenze gesetzt durch die Eigenschaften
der elektronischen Bauteile, die heute als Schalter 2 zur Verfügung stehen, und
durch die mit der Schaltfrequenz zunehmenden Leistungsverluste im Schalter 2. In
der Praxis kommt man daher nur zu Schaltfrequenzen, die etwa das Zehn- bis Fünfzehnfache
der höchsten zu übertragenden Modulationsfrequenz betragen. Das hat zur Folge, daß
das Siebglied 5, 6 die Schaltfrequenz
und die bei der Pulslängenmgodulation
im Pulslängenzur Bildung des Istwertes modulator Di entstehenden Nebenwellen/nicEt
genügend dämpfen kann. Um die Dämpfung zu verbessern, kann man aber diesem in der
Regeischeife 1 Siebglied 5, 6/auch nicht beliebig viele Tiefpaß naschalten, weil
das zu einer so großen Phesendrehung des über die Tiefpaß laufenden Signals (Modulierende)
führen würde, daß die Regelschleife sich selbst erregt. Die Selbsterregung könnte
allenfalls dadurch verhindert werden, daß die Schleifenverstärkung reduziert würde.
DPnn aber könnten wiederum unerwünschte Änderungen der Primärspannung U" nicht ausreichend
ausgeregelt werden.
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Zu bedenken ist auch, daß bei einer hohen Schleifenverstärkung, wie
sie zur Ausregelung von Änderungen der Primärspannung UA erwünscht ist, *) Schwingungsreste
mit der Schaltfrequenz so stark mitverstärkt werden, daß sie den PulslängenmodulFtor
Di bereits erheblich stören.
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Ein denkbarer Ausweg aus diesem Dilemma besteht darin, daß der Schaltungsanordnung
nach Fig. 1 an Klemme 1 bereits eine auf konstanten Wert geregelte Gleichspannung
zugeführt wird und daß sußerVea diç.Begelschleife durch Fortlassen der Leitung -
und Ges Differenzvertarkers D -für die Istwertspannung/unterbro-chen wird,'Das hat
aber den Nachteil, daß schon vor der Klemme 1 ein Regelkreis für die Primärspannung
U1 erforderlich ist.
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Es ist daher Aufgabe der Erfindung, mit Hilfe eines einzigen Regelkreises
zu ermöglichen, daß sowohl Änderungen der Primärspannung U1 ausgeregelt werden als
auch die Gleichspannung an der Last 8 moduliert wird.
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Diese aufgabe wird durch die Merkmale gelöst, die im Patentanspruch
1 angegeben sind.
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Die Erfindung ermöglicht den Betrieb einer mit einer niederfrequenten
Schwingung modulierbaren, seriengeregelten Gleichbei der oben erwähnten geringen
Dämpfung durch den Tiefpaß 5, 6 eo daß der Sollwert direkt am Pulsbreitenmodulator
(Punkt &) anliegt. - - - - -spannungsversorgungseinrichtung
mit
pulsdauermoduliertem Schalter direkt an einer unstabilisierten, evtl. mit einer
kleinen Wechsel spannung (Brummspannung) überlagerten Gleichspannung, ohne daß sich
die Primarspannungsänderungen auf die Ausgangsspannung an der Last übertragen. Außerdem
kann durch Sollwertveränderungen, z.B. durch Uberlagerung einer niederfrequenten
Wechselspannung auf einen Gleichspannungssollwert die Ausgangsspannung der Gleichspsnnungsversorgungseinrichtung
im Bedarfsfall fast über den vollen Bereich der Primärspannung moduliert werden.
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Der Grundgedenke der Erfindung besteht darin, mit den Kriterien Sollwert
und Primärspannung unverzögert die Impulslänge derjenigen Impulse innerhelb jedes
einzelnen Impulses erneut zu bestimmen, die den Schalter steuern. Dies geschieht
durch Integration der zwischen dem Schalter und dem Siebglied auftretenden Spannungsimpulse
(oder einer hierzu proportionalen Impulsgröße) über die Zeit und anschließenden
Vergleich der Integratorausgangsgröße (z.B. -ausgangsspannung) mit dem vorgegebenen
Sollwert. Dabei beginnt die Integration jeweils zum Zeitpunkt eines Impuls anfangs
mit der Integratorausgangsgröße UO (z.B. O Vult) und endet, wenn die Integratorausgangsgröße
(oder eine sich stetig mit dieser ändernde Größe) gleich dem Sollwert ist und damit
auch der jeweilige Impuls beendet ist.
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Der Integrator enthält als Energiespeicher einen Integrationskondensstor,
dem zur impulaweisen Aufladung eine Stromquelle vorgeschaltet ist, deren Ausgangsstrom
I jederzeit dem Momentanwert der Spannungsimpulse proportional ist, welche den Istwert
bilden.
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Weitere bevorzugte Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Regeleinrichtung,
die auch in den Unteransprüchen angegeben sind, werden im folgenden anhand eines
Ausführungsbeispiels beschrieben, zu dem die restlichen Figuren gehören. Es zeigen:
Fig.
7 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispieles, die Fig. 8 bis 11 zugehörige
Spannungsverläufe in Abhängigkeit von der Zeit, die Fig.12 bis 14 Spannungsverläufe
bei einer Sollwert-'1nderung und die Fig.15 bis 17 Spannungsserläufe bei einer Änderung
der Primhrsp annung die Fig.18 und 19 Details zu Fig. 7, die Fig.20 bis 21 Spannungsverläufe
zur Erläuterung der Fig. t8 und 19 und Fig. 23 weitere Detsils zu Fig. 7.
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Die Positionsziffern 1 bis 6 und 8 bezeichnen in Fig. 7 das gleiche
wie in Fig. 1. Zwischen den Siebkondensator 6 und die Lsst 8 können weitere Tiefpässe
gescheltet sein. Eine Regelschleife enthält einen bistabilen Multivibrator 9 (gesteuert
von einem Setzimpulse U10 liefernden Impulsgenerator 11), einen Rücksetzimpulse
U12 liefernden Komparator 13, einen eine Integratorausgangaspannung U16 liefernden
Integrationskondensator 15 und eine spannungsproportionale Stromquelle 17. Der Istwert
wird nicht wie bei Fig. 1 von der Last 8 abgenommen, sondern an einem Punkt 4, der
zwischen dem Schalter 2 und dem Siebglied 5, 6 liegt. Wesentlich ist außerdem, daß
während jeder Einschaltphase des Schalters 2 die in dieser Zeit ansteigende Integratorausgangsspannung
U16 ohne merkliche Verzögerung mit dem Sollwert U14 verglichen wird, so daß Phasendrehungen
oder Totzeiten im Regelkreis vermieden werden, welche die Stabilität beeinträchtigen
könnten. Zur Entladung des Integrationskondensators 15 jeweils dann, wenn die Integratorausgangsspannung
U16 den Sollwert U14 erreicht hat, ist eine Entladeschaltung 18 vorgesehen.
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Die Anordnung nach Fig. 7 arbeitet im einzelnen folgendermaßen: Der
als Halbleiterschalter ausgebildete Schalter 2 wird durch einen bistabilen Multivibrator
9 gesteuert. Zum Einschalten gibt ein Impulsgenerator 11 im Rhythmus der Schaltfrequenz
Setzimpulse U4O an den Nultivibrator 9 ab. Den Rücksetzimpuls U"2 erhält der Nultivibrator
9 über die Rücksetzleitung 12 vom Ausgang des Komparators 13. Mit dem Rücksetzen
des Multivibrators 9 wird der Schalter 2 ausgeschaltet. Der Rücksetzimpuls wird
vom Komparator 13 jeweils dann abgegeben, wenn die Integratorausgangsspannung U16
am Integrationskondensator 15 den Sollwert U-4 erreicht hat.
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Durch die steuerbare Stromquelle 17, deren Strom I den Spannungsimpulsen
U4 jederzeit proportional ist, wird nach dem Durchschalten des Schalters 2 der Integrationskondensator
15 so aufgeladen, daß die am Integrationskondensator liegende Integratorausgangsspannung
U16 zu jedem Zeitpunkt der über die Zeit integrierten (unter Umständen veränderlichen)
Impulshöhe eines Spannungsimpulses U4 entspricht. Beim Abschalten des Schalters
2 wird die Integration abgebrochen und die Integratorausgangsspannung U16 durch
die Entladeschaltung 18 auf einen durch eine Spannungsquelle 19 bestimmten Basiswert
Uo zurückgeführt.
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Während der Integration wird der Spannungsabfall am Schalter 2 sowie
die durch dessen Einschalteigenschaften verursachten Abweichungen von einem idealen
Schalter (Einschaltverzögerung, Anstiegsgeschwindigkeit der Emitterspannung sowie
evtl. Einschwingvorgänge) voll mitberücksichtigt.
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Die Entladeschaltung 18 kann von den Abschaltimpulsen des Multivibrators
9 oder von den Spannungsimpulsen U4 betätigt werden, wie durch die Brücke 20 bzw.
21 angedeutet. Im Beispiel nach Fig. 18 ist die Entladeschaltung 18 aus einer Reihenschaltung
einer Diode Gr5 und eines Strombegrenzungswiderstandes R9 gebildet. Dabei ist die
Reihenschaltung mit dem Punkt 4 verbunden,
entsprechend der Brücke
21 in Fig. 7. Da namlich im abgeschalteten Zustand des Schalters 2 die Spannung
am Punkt 4 etwa 0 V beträgt, wenn man vom Spannungsabfall an der in diesem Moment
leitenden Freilaufdiode 3 absieht, kann das Potential am'Punkt 4 benutzt werden,
um der Diode Gr5 in der Entladeschaltung 18 in den leitenden Zustand zu verhelfen.
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In diesem Zustand wird über die Reihenschaltung von Diode Gr5 und
Widerstand R9 der Integrationskondensator 15 so lange entladen, bis eine Diode Gr4
in einer Spannungsquelle 19 leitend wird und die IntegrationsspnnnungU16 auf dem
gewünschten Basiswert Uo festhält. Eine weitere Entladung unter den Basiswert Uo
ist dann über die Entladeschaltung 18 nicht mehr möglich. Bei Beginn eines neuen
Impulses, wenn die Spannung U4 wieder auf einen positiven, der Primärspannung Ul
nahen Spannungswert springt, wird die Diode Gr5 in der Entladeschaltung 18 und die
Diode Gr4 in der Spannungsquelle 19 wieder gesperrt und ein neuer Integrationsvorgang
kann beginnen. Auf Einzelheiten der Spannungsquelle 19, die eine nahe O V liegende
Spannung Uo liefert, wird weiter unten noch eingegangen.
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In den Fig. 8 bis 11 sind die Spannungsverläufe entsprechend den Positionsziffern
U10, U4, U16 und U12 einender zeitgerecht zugeordnet. Man erkennt, daß beim Auftreten
eines Setzimpulses U<O (Fig. 8) ein Spannungsimpuls U4 (Fig. 9) auftritt, während
gleichzeitig die Integratorausgangsspannung U16 (Fig. 10) zu steigen beginnt bis
der Sollwert U14 erreicht ist. Daraufhin erscheint auf der Rücksetzleitung 12 ein
Rücksetzimpuls U12 (Fig. 11) der über den Multivibrator 9 das Abschalten des Schalters
2 verursacht, wodurch der Spannungsimpuls U4 (Fig. 9) beendet und die Integratorausgangsspannung
U16 (Fig. 10) auf etwa 0 Volt zurückgeführt wird.
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(z.B. Modulation) Was bei einer Xnderung/des Sollwertes U14 geschieht,
läßt sich aus den Fig. 12 bis 14 ablesen. In den einander zeitlich zugeordneten
Figuren
ist davon ausgegangen worden, daß der Sollwert U14 zunächst den Wert a und später
den doppelten Wert b hat. Fig. 12 zeigt diesen zeitlichen Verlauf. Die Primärspannung
Ud sei dabei konstant. Da in diesem Fell die Integratorausgangsspannung U<6 am
Integrationskondensator 15 mit der Einschaltzeit eines jeden der Spannungsimpulse
U4 proportional ansteigt, wird für die Aufladung des Integrationskondensators 15
bei Vorliegen des Sollwertes U14= b eine doppelt so lange Zeit benötigt wie beim
Vorliegen des Sollwertes U14 = a.
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In Fig. 13 ist der Kurvenverlauf für die Integratorausgangsspannung
U16 dargestellt. Jeweils lit dem Durchschalten des Schalters 2 steigt die Integratorausgengsspannung
U16 an. Zugleich hat auch jeweils einer der Spannungsimpulse U4 begonnen, der jeweils
dann endet (wie Fig. 14 zeigt), wenn der Kurvenzug U16 in Fig. 13 den Kurvenzug
U14 erreicht hat. Bei erhöhtem Sollwert nimmt also die Impulslänge der Spannungsimpulse
U4 proportional zum Sollwert U14 zu und damit wunschgemäß auch der Gleichspannungswert
an der Last 8.
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In den Fig. 15 bis 17 ist schließlich gezeigt, was bei einer Änderung
der Primärspannung Un geschieht, wie sie in Fig. 15 als stufenweises Ansteigen vom
Wert c auf den doppelten Wert d gezeigt ist. Der Sollwert W4 soll dabei konstant
bleiben. Die Stromquelle 17 liefert einen Strom I, welcher jederzeit dem Momentanwert
der Spannungsimpulse U4 proportional ist. Der Strom I verdoppelt sich also ebenfalls,
wenn die Primärspannung Ud vom Wert c auf den Wert d verdoppelt wird. Dadurch wird
der Integrationskondensator "5 (Integratorausgangsspannung U"6 in Fig. 16) in der
halben Zeit bis auf den Sollwert U14 aufgeladen, wenn die Primrapannung vom Wert
c auf den Wert d übergeht. Das hat gemäß Fig. 17, wo die zugehörigen Spannungsimpulse
U4 gezeigt sind, zur Folge, daß bei der erhöhten Primärspannung d der Spannungsimpuls
4d zwar die doppelte Höhe 2e aber nur die halbe Länge f/2 hat wie der Spannungsimpuls
4c der Höhe e und Länge f, der beim Primärspannungswert c auftritt. Dadurch wird
die Ausgangsspannung an der Last 8 (Fig. 7) konstant gehalten;
denn
das Spannungsintegral des Kurvenzuges nach Fig. 17, jeweils bezogen auf die Impulsperiodendauer
T, und damit der sogenannte Gleichspannungswert, bleibt konstant.
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Anhand der Fig. 18 und 19 wird im folgenden näher auf die Spannungsquelle
19 von Fig. 7 eingegangen. Diese Spennuqquelle ermöglicht es, den Basiswert Uo,
auf den der Integrationskondensator 15 periodisch entladen wird, zu verändern.
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Dies ist aus folgenden Gründen sinnvoll: Das Zeitintegral der Spannungsimpulse
U4 stimmt nur bis zum Zeitpunkt der Sollwert 14 überein.
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des Ausschaltbefehles für den Schalter 2 mit dem / Da.Ader geringe
nämlich Schalter 2 eine physikalisch bedingte/Abschaltverzögerung besitzt,)tritt
eine entsprechende Verlängerung der Spannungsimpulse U4 als Fehler in der Ausgangaspannung
der Gleichspannungsversorgungseinrichtung auf. Wird beispielsweise, wie im Zusammenhang
mit den Fig. 15 bis 17 beschrieben, bei konstantem Sollwert U14 die Primärspannung
W vom Wert c suf den Wert d verdoppelt, so bleibt der Integrationswert eines jeden
Impulses, wie beschrieben, bis zum Zeitpunkt des Absethaltbefehles für den gesamte
Schalter 2 zwar unverändert, aber der / Integrationswert ntspricht nicht mehr genau
dem durch den Sollwert vorgegebenen Wert, weil bei dem Integral des Spannungsimpulses
U4 bei Berücksichtigung der Abschaltverzögerung ein zusätzlicher Integrationswert
über den Zeitraum der Abschaltverzögerung hinzu kommt und dieser zusätzliche Integrationswert
abhängig von der Impulshöhe ist. Dieser zusätzliche Integrationswert wird beim Spannungsimpuls
4d in Fig. 17 doppelt so hoch wie bei dem Spannungsimpuls 4c, denn die Impulshöhe
ist bei 4d doppelt so groß wie bei 4c und die Abschaltverzögerung des Schalters
2 bleibt bei gleichbleibendem Strom durch die Last 8 im wesentlichen unverändert.
Durch die fehlerhaft vergrößerte Fläche des SpPnnungs-*) die in erster Näherung
bei gleich bleibendem Strom durch die Last 8 als konstant angesehen werden kann,
impulses
4d gegenüber 4c würde sich die Ausgangsspannung der Gleichspannungsversorgungseinrichtung
um einen geringen Betrag in gleicher Richtung wie die Primärspannung Ud bewegen.
Das soll durch die steuerbare Spnnnungsquelle 19 vermieden werden.
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Die Steuebarkeit der Spannungsquelle 19, die mit Uo den Basiswert
von U16 bestimmt, ermöglicht die Kompensation des beschriebenen Fehlers. Dazu wird
ein geringer Anteil der Primärspannung U1 über einen Spannungsteiler R3, R4 mit
großem Teilerverhältnis auf die Spannungsquelle. üb ertragen. Die in der Wirunswise
damit erzielbare Veränderung des Basiswertes Uokomm einer invertierten Sollwertänderung
gleich.
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Fig. 18 zeigt ein Beispiel für eine entsprechende Kompensationsschaltung.
Wird als Entladeschaltung 18 beispielsweise ein durch die Impulsspannung U4 gesteuertes
Dioden-Widerstandsglied verwendet, dessen in den Impulspausen leitende Diode Gr5
den Integrationskondensator 15 entlädt, so kann sich über die am Ende der Entladung
leitend werdende Diode Gr4 der durch die Spannung Uo Uo'der Spannungsquelle 19 bestimmte
Basiswert/von U16 auf den Kondensator 15 übertragen. Es wird ein weiteres Entladen
über das Dioden-Widerstandsglied unter den Basiswert verhindert.
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Voraussetzung ist, daß der Basiswert positiv (bei Verwendung der in
Fig. 7 und 8 gezeigten Polarität) gegenüber dem Massepotential der Schaltungsanordnung
ist. Der Strom I der Stromquelle 17 bleibt in weiten Grenzen vom Potential der Integratorausgangsspannung
U16 unbeeinflußt.
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Ein Ausführungsbeispiel für die Spannungsquelle 19 stellt Fig.
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19 dar. Hier ist am Emitter eines Transistors Ts3 die variierbare
Spannung Uo abgreifbar, Der Spannungswert wird beeinflußt durch den Basisspannungsteiler
R6, R7 und die konstante Hilfsspannung U3. Außerdem gelangt an die Basis dieses
Transistors die durch einen Spannungsteiler stark abgeschwächte *) (das ist die
Minimumlinie des sägezahnähnlichen Verlaufes von U16. wie in Fiz. 10* 13. 16 gezeigt)
+) von welcher sich der gewünschte Basiswert Uo nur durch den Sannunsabfall an der
in den Impulspausen leitenden Diode Gr4 uñterscheidet.
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Xnderung der Primärspannung U1, die sich auf den Basiswert Uo und
über Gr4 auf U16 überträgt.
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Mit Hilfe dieser Kompensationsschaltung kann durch Erhöhen des Basiswertes
Uo von der Impulsbreite der Spannungsiipulse U4 ein konstanter Betrag, welcher der
mittleren Abschaltverzägerung des Halbleiterschalters 2 entspricht, abgesogen werden.
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Anhand der Fig. 20 bis Fig. 22 wird erklärt, wie bei einer Verdopplung
der Prilärspannung U1 vom Wert c auf den Wert d (Fig. 20) trotz einer konstanten
Verzögerungszeit des Schalters 2 die gesamte Impulsbreite der Spannungsimpulse U4
zur konstant haltung der luagangsapannung der Gleichstromversorgungseinrichtung
genau halbiert wird: Fig. 21 zeigt den Verlauf der Integratorausgangsspannung U16
in einem Beispiel, bei dem bei einer kleineren Primärspannung Ul = c (Fig. 20) der
Spannungsimpuls U4 (Fig. 22) eine Gesamtlänge von 10 Zeiteinheiten haben soll. Der
Anschaulichkeit halber wird die Ausschaltverzögerung des Schalters 2 mit der Zeiteinheit
"eine" größer als in Wirklichkeit angenommen.
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(Fig. 21) Der Sollwert U14/ist bezogen auf das Potential Uo mit 10
Spannungseinheiten angenommen. Eine Spannungseinheit über Uo liegt während derjenigen
Zeit, in welcher U1 = c ist, der zugehörige Basiswert Uo1+), d.h., der Integrationskondensator
15 wird von diesem Basiswerttjol ausgehend aufgeladen, sowie der Schalter 2 durchschaltet.
Schon 9 Zeiteinheiten nach dem Durchschalten erreicht die Integratorausgangsspannung
U16 den Sollwert U14. Dadurch erhält der Schalter 2 den Äusschaltbefeh2; der in
Fig. 22 zeitgerecht zugeordnete Spznnungsimpulß 4c wird aber infolge der Abschaltversögerung
Vz erst eine Zeiteinheit später beendet, vei.t also eine Lange f von 10 Zeiteinheiten
auf bei einer Höhe e.
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*) um einen Betrag, welcher der Primärspannung U1 proportional ist,
+) = Uo+k.U1=Uo+k.c (wobei k eine Konstante <<1 ist)
Nach
Erhöhung der Primärspannung U1 auf den verdoppelten Wert d bei gleichem Sollwert
U14 stellt sich am Ausgang der Spannungsquelle 19 in den Impuls pausen der Basiswert
Uo2 ein, der zwei Spannungsk.c ist.
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einheiten über Uo liegt, weil k.d doppelt so groß wie Das hat zur
Folge, daß der im rechten Teil der Fig.21 dargestellte, sägezahnförmige Impuls U<6,
welcher dem Wert Ul = d in Fig. 20 weich zeitgerecht zugeordnet ist, von einem BasiswertUo2/
2 Spannungsuber Uo einheiten/nusgehend beginnt. Dabei steigt er durch den verdoppelten
Strom I der Stromquelle 17 (infolge der Proportionalität des Stromes zu U4 und U1)
um doppelt so viele Spannungseinheiten pro Zeiteinheit an wie bei der kleineren
Primärspannung U1 = c. Schon nach 4 Zeiteinheiten hat die sägez£hnförmige Spannung
U16 den Sollwert U14 erreicht. Dadurch wird der Schalter 2 abgeschaltet, der Spannungsimpuls
4d in Fig. 22 dauert aber noch um die Abschaltverzögerungszeit Vz fort, so daß der
Spannungsimpuls 4d schließlich eine Gesamtlänge von f/2 bei einer Höhe von 2e erreicht
und damit exakt die gleiche Fläche einnimmt wie der Spannungsimpuls 4c. Damit ist
wunschgemäß erreicht, daß das Spannungsintegral pro Periodendauer (Gleichspannungswert)
an der Last 8 (Fig. 7) trotz der in Fig. 20 gezeigten Änderung der Primärspannung
W und trotz der Abschaltverzögerung des Schalters 2 konstant bleibt.
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Der Vollständigkeit halber wird anhand der Fig. 23 noch auf ein Ausführungsbeispiel
für die Stromquelle 17 eingegangen. Das Herzstück der dargestellten spannungsproportionalen
Stromquelle ist ein Transistor Ts1. Die an dessen Emitterwiderstand Re abfallende
Emitterspannung Ue bestimmt (abzüglich des zu vernachlässigenden, kleinen Basisstromes
des Transistors) den Ausgangsstrom I der Stromquelle 19. Die Emitterspannung wird
durch den Spannungsteiler R1, R2 bestimmt. Der demgegenüber hochohmige Widerstand
Rb liefert nur einen geringen Strom als Basisstrom für den Transistor und zum Vorspannen
der Diode Gr1. Diese Diodenspannung sorgt für die Kompensation des Spannungsabfalls
an der Basis-Emitter-Diode des Transistors. Dadurch entspricht die
Emitterspannung
Ue der Spannung U2 am Spannungsteiler.
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Bei einer Änderung der Spannung U4 ändert sich damit die Emitterspannung
Ue und damit auch der Ausgangsstrom I proportional der Spannung U4.
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Die Diode Gr2 am Ausgang p der Stromquelle dient der Sperrung des
Ausgangs p während der Impulspausen, in denen die Spannung U4 negativer ist als
der Basiswert Uo.