CH629346A5 - Modulationsverstaerker. - Google Patents

Description

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PATENTANSPRÜCHE einen Emitterfolger (Ts 15, Ts 15a, Ts 15b, Ts 15c, Fig. 3 bzw.

1. Modulationsverstärker mit einem Endverstärker, der eine Fig. 6) enthält.

Speicherdrossel, eine einem Tiefpass vorgeschaltete und im 12. Modulationsverstärker nach Anspruch 11, dadurch Schalterbetrieb arbeitende Schaltröhre sowie eine Freilauf- gekennzeichnet, dass der Basis-Emitter-Diode wenigstens eines diode enthält, wobei die Schaltröhre im Rhythmus pulsdauer- s Emitterfolgers (Tsl5a, Tsl5b, Tsl5c) wenigstens ein Widermodulierter Impulse von einem Treiber gesteuert wird und der stand (R18, R19, R20) parallel geschaltet ist.

Treiber ein Halbleiter-Umschalter (15) mit zwei an unterschied- 13. Modulationsverstärker nach Anspruch 11 oder 12,

liehe elektrische Potentiale (16,17) angeschlossenen Zweigen dadurch gekennzeichnet, dass mehrere Emitterfolger in Kas-

ist, die im Schalterbetrieb arbeitende, gesteuerte Halbleiterven- kade geschaltet sind und dem Eingang des ersten Emitterfol-

tile (Ts6/9, Ts 11/12) enthalten und von denen jeweils bei einem 10 gers (Ts 15a) ein Kondensator (CB) parallel geschaltet ist.

solchen Potentialsprung der pulsdauermodulierten Impulse, 14. Modulationsverstärker nach Anspruch 2, dadurch der in einer der beiden Richtungen erfolgt, ein Zweig leitend gekennzeichnet, dass der unmittelbar durch die impulsdauer-

und der andere nichtleitend steuerbar ist, dadurch gekenn- modulierten Impulse leitend steuerbare Zweig (Ts6/9, Fig. 2)

zeichnet, dass zur Stabilisierung wenigstens eines der Poten- durch diese Impulse auch nichtleitend steuerbar ist.

tiale (17) ein Regelkreis vorgesehen ist (Fig. 8), der als Stellglied15 15. Modulationsverstärker nach Anspruch 2, dadurch ein durch ein pulsdauermoduliertes Hilfssignal (Uc) gesteuertes gekennzeichnet, dass ein Zweig einen Schalttransistor (Ts3)

Schalterelement (Ts 18) eines Zerhackers (19, Fig. 1 ) mit nach- enthält, dessen Basis wenigstens ein Bauelement (Gr5, Gr6)

geschalteten Siebmitteln (Dr3, RC) enthält, wobei der dem vorgeschaltet ist, das bei leitendem Schalttransistor (Ts3) einen

Regelkreis (R23, Ts3, Ts20, Ts21, Tsl8) zugeführte Ist-Wert von Spannungsabfall hervorruft, und dass ausgehend vom basisfer-

der Ausgangsspannung der Siebmittel abgeleitet ist. 20 nen Bezugspunkt (28) dieses ersten Spannungsabfalls eine über

2. Modulationsverstärker nach Anspruch 1, dadurch eine Diode (Gr3) führende elektrische Verbindung mit gleichgekennzeichnet, dass ein Zweig (Ts6/9) unmittelbar durch die gerichtetem Spannungsabfall zu einem Kollektorzuleitungs-pulsdauermodulierten Impulse leitend steuerbar ist und der punkt (29) besteht, deren zweiter Spannungsabfall um mehr als andere (Tsl 1/12) vom ersten Zweig leitend steuerbar ist. die Summe aus der Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung und

3. Modulationsverstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch 25 der Spannung zwischen dem Kollektorzuleitungspunkt (29) gekennzeichnet, dass der Zweig (Ts 11/12, Fig. 2), der im leiten- und dem Kollektor des Schalttransistors kleiner ist als die den Zustand die Schaltröhre (4) sperrt, jeweils vom Beginn der Summe des ersten Spannungsabfalls und der Basis-Emitter-ihn durchschaltenden Schaltphase der pulsdauermodulierten Spannung des leitenden Schalttransistors.

Impulse an, jedoch nicht für die ganze Dauer dieser Schaltphase leitend steuerbar ist. 30

4. Modulationsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 3,

dadurch gekennzeichnet, dass ein wenigstens einem der Zweige (Ts6/9, Fig. 2) vorgeschaltetes Steuerglied (18, Fig. 1)

vorgesehen ist zur Mitmodulation des zugehörigen Potentials Die Erfindung betrifft einen Modulationsverstärker, wie im

(17) im Rhythmus von innerhalb eines Werte- und/oder Fre- 35 Oberbegriff des Patentanspruches 1 angegeben,

quenzbereiches liegenden Anteilen der Grundschwingung Ähnliche Modulationsverstärker sind im Prinzip (DE-PS

(Umod) der pulsdauermodulierten Impulse so, dass sich dieses 1 218 557) aber auch im Detail (DE-AS 1 808 578, US-PS

Potential in dem Zweig gleichsinnig mit den Anteilen der 3 384 838, US-PS 3413 570) bekannt. Die Lösung nach der

Grundschwingung verändert. DE-AS 1 808 578 hat jedoch einige Schwächen, die sich insbe-

5. Modulationsverstärker nach Anspruch 4, dadurch 40 sondere bei hohen Senderleistungen, beispielsweise von 100 gekennzeichnet, dass die Schaltröhre (4) ein Schirmgitter auf- kW und mehr, auf welche mit der Erfindung besondere Rückweist und das Steuerglied ( 18) wenigstens demj enigen der sieht genommen ist, bemerkbar machen. Als Treiber für die Zweige (Ts6/9, Fig. 2) vorgeschaltet ist, der an dem höheren Schaltröhre dient nämlich bei der bekannten Anordnung eine positiven Potential ( 17) angeschlossen ist. Treiberröhre, die als Kathodenfolger arbeitet. Das Gitter der

6. Modulationsverstärker nach Anspruch 4 oder 5, dadurch 45 Treiberröhre wird durch pulslängenmodulierte und zusatzlich gekennzeichnet, dass am Ausgang des Steuergliedes (18) ein amplitudenmodulierte Impulse gesteuert. Nach Verstärkung Querkondensator (Cu, Cm, Fig. 3) als Ladungsspeicher liegt. durch die Treiberröhre sind die Impulse immer noch pulslän-

7. Modulationsverstärker nach Anspruch 6, dadurch gen- und amplitudenmoduliert, woraus folgt, dass die Treibergekennzeichnet, dass das Steuerglied (18) dem am mitmodulier- röhre nicht im Schalterbetrieb arbeitet. Das hat Verluste zur ten Potential (17) angeschlossenen Zweig vorgeschaltet ist, so Folge, die zu einer Wirkungsgradeinbusse führen. Die Treiber-dass ein Strompfad (Ts 17, Fig. 3) vorgesehen ist zur Entladung röhre legt im durchgeschalteten Zustand positives Potential an des Querkondensators (C13, Cu) während jeder ersten Hälfte das Steuergitter der Schaltröhre. Im gesperrten Zustand der

(111, Fig. 5) der dem anderen Potential ( - U) zustrebenden Halb- Treiberöhre muss ein Strompfad von negativem Potential zum wellen des mitmodulierten Potentials (+U) bei hohen Mitmo- Steuergitter der Schaltröhre vorgesehen sein, damit die Gitter-

dulationsfrequenzen. ss kapazitäten in diesem Zustand entladen werden können. Dieser

8. Modulationsverstärker nach einem der Ansprüche4bis7, Strompfad führt auch im leitenden Zustand der T reiberröhre dadurch gekennzeichnet, dass das Steuerglied (18, Fig. 1 ), zwi- Strom, was ebenfalls zu unerwünschten Leistungsverlusten sehen Siebmitteln (Dr3, RC, Fig. 8) und dem nachgeordneten führt.

Zweig (Ts6/9, Fig. 2) vorgesehen ist. Bei der US-PS 3 413 570 ist statt einer Schaltröhre ein

9. Modulationsverstärker nach Anspruch 8, dadurch 6o Schalttransistor vorgesehen, dessen Basis über zwei wechselgekennzeichnet, dass die vom Regelkreis (21,23,24,19) gere- seitig schaltende Treibertransistoren in je einem Zweig gelte Grösse steuerbar ist. gesteuert wird, wobei ein Zweig zu einem positiven und der

10. Modulationsverstärker nach Anspruch 9, dadurch andere zu einem negativen Gleichpotential führt. Durch die als gekennzeichnet, dass die Steuerung der geregelten Grösse mit Halbleiter-Umschalter geschalteten Treibertransistoren (Halbeiner Führungsgrösse (25) erfolgt, die von der Grundschwin- 65 leiterventile) werden Verluste im Treiber weitgehend vermie-gung (Umod) der pulsdauermodulierten Impulse abgeleitet ist. den.

11. M odulationsverstärker nach Anspruch 9oderl0, Esist Aufgabe der Erfindung, die bekannte Schaltungsan-dadurch gekennzeichnet, dass das Steuerglied (18) wenigstens Ordnung in geeigneter Weise so zu modifizieren, dass die Pro-

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bleme gelöst werden, die auftreten, wenn anstelle des Schalt- dung der Beschädigung des Schirmgitters durch zu hohe transistors eine Schaltröhre verwendet wird, wie es bei hohen Schirmgitterverluste zweckmässig, das Steuerglied wenigstens Leistungen erforderlich ist. demjenigen der Zweige vorzuschalten, der an dem höheren

Da die Halbleiterventile in den Zweigen im durchgeschalte- positiven Potential angeschlossen ist. Es hat sich sogar gezeigt, ten Zustand das zugehörige Potential der Schaltröhre unmittel- s dass es bei einer Schaltröhre mit Schirmgitter genügt, wenn das bar zuführen, muss für das saubere Arbeiten der Schaltröhre Steuerglied nur diesem Zweig vorgeschaltet ist, wenn also nur dafür gesorgt werden, dass das dem Steuergitter der Schalt- die positiven Impulse der die Schaltröhre steuernden pulsdau-röhre zum Durchschalten impulsweise zugeführte Potential ermodulierten Impulse mitmoduliert werden.

stabilisiert ist. Dabei muss angestrebt werden, dass die dazu Durch das impulsweise Durchschalten der Halbleiterven-

verwendete Stabilisierungseinrichtung ebenfalls mit möglichst 10 tile in demjenigen Zweig des Halbleiter-Umschalters, welcher grossem Wirkungsgrad, d. h. verlustarm, arbeitet. dem Steuerglied nachgeschaltet ist, wird das Steuerglied stark

Dies kann dadurch erreicht werden, dass zur Stabilisierung schwankend belastet, was zu Störungen innerhalb von Schalwenigstens eines der Potentiale ein Regelkreis vorgesehen ist, tungsteilen führen kann. Dies kann dadurch vermieden werden, der als Stellglied ein durch ein pulsdauermoduliertes Hilfssignal dass am Steuerglied-Ausgang ein Querkondensator als gesteuertes Schalterelement eines Zerhackers mit nachge- 15 Ladungsspeicher liegt. Dessen Entladezeitkonstante darf allerschalteten Siebmitteln enthält, wobei der dem Regelkreis zuge- dings nicht so gross sein, dass die Mitmodulationsspannung verführte Ist-Wert von der Ausgangsspannung der Siebmittel zerrt wird, die der vom Steuerglied abgegebenen Spannung abgeleitet ist. aufgeprägt ist.

Bei dem Halbleiter-Umschalter, der aus zwei abwechselnd Wird der Querkondensator dennoch grösser gewählt, so leitend steuerbaren Zweigen besteht, kann sich die Gefahr 20 kann zur Vermeidung von Störungen insbesondere bei hohen ergeben, dass während der Umschaltung kurzzeitig beide Mitmodulationsfrequenzen und bei einem Steuerglied, das dem

Zweige leitend sind. Dies kann zur Zerstörung von Halbleiter- an einem (ersten) Potential angeschlossenen Zweig vorgeschal-ventilen führen, jedoch Iässt sich diese Gefahr dadurch bannen, tet ist, ein Strompfad vorgesehen sein zur Entladung des Quer-dass ein Zweig unmittelbar durch die pulsdauermodulierten kondensators während jeder ersten Hälfte der dem anderen Impulse leitend steuerbar ist und der andere (zweite Zweig) 25 Potential zustrebenden Halbwellen des mitmodulierten ersten vom ersten Zweig steuerbar ist. Dadurch wird erreicht, dass Potentials bei hohen Mitmodulationsfrequenzen.

der zweite Zweig immer erst dann leitend wird, wenn der erste Das Steuerglied zur Mitmodulation wenigstens eines der "schon gesperrt ist. Wenn der zweite Zweig derjenige ist, durch Potentiale, zwischen denen der Halbleiter-Umschalter welchen im leitenden Zustand negatives Potential an das umschaltet, ist mit Verlustleistung behaftet. Diese bei der Mit-

Steuergitter der Schaltröhre gelangen kann, genügt es, wenn 30 modulation unvermeidlicherweise auftretende Verlustleistung der zweite Zweig jeweils nicht für die ganze Dauer der zugehö- kann bei einem aktiven Verstärkerelement als Steuerglied rigen Schaltphasen der pulsdatrermodulierten Impulse leitend reduziert werden, wenn die Versorgungsspannung des Steuersteuerbar ist, sondern nur solange, bis die Gitterkapazitäten der gliedes, vorzugsweise eines solchen mit pentodenähnlichem Schaltröhre entladen sind; denn das zur Sperrung der Schalt- Ausgangskennlinienfeld, zeitlich mit der Grundwelle (oder röhre erforderliche negative Potential an ihrem Steuergitter 35 Anteilen davon) veränderlich möglichst auf den nur wenig über kann für den Rest eines negativen der Impulse anderweitig auf- der Steuerspannung des Steuergliedes liegenden Mindestbe-recht erhalten werden. Ausserdem wird auf diese einfache trag reduziert wird, der zur Aufrechterhaltung der Steuerfunk-

Weise erreicht, dass beim Umschalten auf positives Steuer- tim^i erforderlich ist. Dies kann dadurch geschehen, dass die gitterpotential nicht kurzzeitig die beiden Zweige des Treibers vom Regelkreis geregelte Grösse, also das geregelte Potential gleichzeitig leitend gesteuert werden, was zu ihrer Zerstörung 40 steuerbar ist durch eine steuernde Führungsgrösse, die dem führen könnte. Regelkreis zugeführt wird. Die Steuerung der geregelten

Aufgrund von Eigenschaften der Schaltröhre, beispiels- Grösse erfolgt mit einem Signal, das von der Grundschwingung weise einer notwendigen Begrenzung der Schirmgitterverlust- der pulsdauermodulierten Impulse abgeleitet ist, wobei mit leistung, kann eine Mitmodulation der pulsdauermodulierten Rücksicht auf unerwünschte Schwingungen, die in den Siebmit-Impulse, d. h. eine Amplitudenmodulation gleichsinnig mit der 45 teln angeregt werden könnten, die dem Zerhacker nachge-Grundschwingung (das ist die Modulationsschwingung) dieser schaltet sind, zur Steuerung der geregelten Grösse unter Impulse, am Steuergitter der Schaltröhre notwendig werden; Umständen nur die niedrigeren Frequenzanteile der Grundeine Tetrode Iässt sich dann durch starke Aussteuerung im Schwingung benutzt werden können. Die Steuerung kann Schalterbetrieb besser ausnutzen. Bei Anwendung des erfin- durch Beeinflussung des Soll-Wertes oder des Ist-Wertes des dungsgemässen Prinzips des Halbleiterumschalters als Treiber 50 Regelkreises erfolgen.

würde eine Mitmodulation der die Halbleiterventile in den bei- Bei dieser Methode, die Verlustleistung im Steuerglied zu den Zweigen steuernde Impulse wirkungslos bleiben, wenn die verringern, ist vorausgesetzt, dass das Steuerglied, das zur Halbleiterventile im Schalterbetrieb arbeiten. Daher wird ent- anschliessenden Veränderung der vom Regelkreis geregelten sprechend einer weiteren vorteilhaften Verbesserung des erfin- und im niederfrequenten Bereich der Modulationsspannung dungsgemässen Modulationsverstärkers ein von wenigstens 55 gesteuerten Grösse im gleichen Sinn wie die niederfrequenten einem Halbleiterventil durchgeschaltetes Potential mitmodu- Anteile der Grundschwingung (Mitmodulation) dient, zwischen liert, indem ein wenigstens einem der Zweige vorgeschaltetes den Siebmitteln, die dem Zerhacker nachgeschaltet sind, und Steuerglied vorgesehen ist zur Veränderung des zugehörien dem nachgeordneten Zweig des Halbleiter-Umschalters vorge-Potentials im Rhythmus von Anteilen der Grundschwingung sehen ist, wobei das Steuerglied bevorzugt wenigstens einen der pulsdauermodulierten Impulse derart, dass in dem Zweig 60 Emitterfolger enthält, beispielsweise mit einem Transistor, mit sich das Potential gleichsinnig mit den Anteilen der Grund- pentodenähnlichem Ausgangskennlinienfeld. Dabei kann zur Schwingung verändert. Die dabei unter Umständen auftretende Herabsetzung der transistoreigenen Verzögerungszeiten par-Verlustleistung ist geringer als die durch die Erfindung allei zur Basis-Emitter-Diode wenigstens eines Emitterfolgers gegenüber dem Stand der Technik vermiedene Verlustleistung wenigstëns ein Widerstand geschaltet sein und zur Herabsetim Treiber. Ausserdem kann die durch das Steuerglied verur- 65 zung des Innenwiderstandes bei hohen Frequenzen kann bei sachte Verlustleistung durch zusätzliche Mittel verringert wer- mehreren Emitterfolgen in Kaskadenschaltung dem Eingang den. des ersten ein Kondensator parallel geschaltet sein.

Bei einer Schaltröhre mit Schirmgitter ist es zur Vermei- Die Steuerung der beiden Zweige des Halbleiter-Umschal

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ters, der als Treiber verwendet wird, Iässt sich am einfachsten Gemisch von Tonschwingungen bestehen kann) ist die Modula-

in der Weise ausgestalten, dass der unmittelbar durch die tionsschwingung, zu deren Verstärkung die Schaltröhre 4 mit impulsdauermodulierten Impulse leitend steuerbare Zweig dem nachgeschalteten Tiefpass 5 vorgesehen ist.

durch diese Impulse auch nichtleitend steuerbar ist. Die Betriebsweise der Schaltröhre 4 als pulsdauermodulier-

Oben wurde angedeutet, dass die Verwendung steuerbarer 5 ter Schalter dient der Wirkungsgradverbesserung des Modula-

Halbleiterventile, insbesondere von Schalttransistoren in den tionsverstärkers, dessen Endverstärkerelement die Schaltröhre

Zweigen des Treibers auch Nachteile mit sich bringen kann. 4 ist.

Diese bestehen darin, dass die Schaltzeiten bei der bevorzugten Gegenüber der bekannten Anordnung nach Fig. 1 der Schaltfrequenz von ungefähr 50 kHz bei heute verfügbaren Lei- DT-AS 1 808 578, die insbesondere bei höheren Leistungen und stungstransistoren störend lang sind. Jedoch Iässt sich dieser 10 bei Kurzwellensendern mit grossem Frequenzbereich zu

Nachteil dadurch vermeiden, dass, wenn ein Zweig als Steuer- Schwierigkeiten führt, hat die in Fig. 1 dargestellte Anordnung bares Halbleiterventil einen Schalttransistor enthält, dessen den Vorteil, dass die Kathode der Senderöhre 7 auf Erdpoten-

Basis wenigstens ein Bauelement vorgeschaltet ist, das bei lei- tial liegt. Dafür liegt die Schaltröhre 4 auf hohem Potential, was tendem Schalttransistor einen Spannungsabfall hervorruft, und aber wegen der gegenüber der Sendefrequenz niedrigeren dass ausgehend vom basisfernen Bezugspunkt dieses Span- 15 Schaltfrequenz leichter zu beherrschen ist.

nungsabfalls eine über eine Diode führende elektrische Verbin- Der Zusammenhang zwischen der Modulationsspannung,

dung mit gleichgerichtetem (zweitem) Spannungsabfall zu welche einer Klemme 13 zugeführt wird, und der Impulsdauer einem Kollektorzuleitungspunkt besteht und der zweite Span- der pulsdauermodulierten Modulationsspannung, welche die nungsabfall um mehr als die Summe aus der Kollektor-Emitter- Schaltröhre 4 steuert, ist linear. Für diese Linearität sorgt ein

Sättigungsspannung und der Spannung zwischen dem Kollek- 20 nach bekannten Prinzipien aufgebauter Pulsdauermodulator torzuleitungspunkt und dem Kollektor des Schalttransistors 14, in welchem ein Vergleich zwischen einer symmetrischen kleiner ist als die Summe des ersten Spannungsabfalls und der Dreieckschwingung mit Schaltfrequenz und der an Klemme 13

Basis-Emitter-Spannung des leitenden Schalttransistors. Dabei liegenden Modulationsspannung durchgeführt wird. Dadurch ist die Stromflussrichtung der Diode vom basisfernen Bezugs- ergeben sich pulsdauermodulierte Impulse, deren Breiten bei punkt aus gesehen die gleiche wie diejenige der Basis-Emitter- 25 steigender Modulationsspannung an Klemme 13 grösser und

Diode. Durch diese Massnahme wird verhindert, dass der bei fallender Modulationsspannurig kleiner werden.

Schalttransistor in die Sättigung gesteuert wird. Die Mass- Vom Pulsdauermodulator 14 gesteuert wird als Treiber der nähme bewirkt, dass eine Basisstrombegrenzung stattfindet. Schaltröhre 4 ein Halbleiter-Umschalter 15. Er hat die Aufgabe,

Anhand der Figuren wird auf ein Ausführungsbeispiel die Schaltröhre 4 schnell zwischen dem leitenden und dem eingegangen. 3° gesperrten Zustand umzuschalten. Ausserdem ist es zweckmäs-

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines Modulationsverstär- sig, wenn die positive Ausgangsspannung des Treibers modu-

kers, lierbar ist, damit während der Einschaltzeit der Schaltröhre 4,

Fig. 2 den Halbleiter-Umschalter, wenn diese eine Tetrode oder Pentode ist, deren Schirmgitter-

Fig. 3 das Steuerglied, Verluste herabgesetzt werden können. Dann kann die Schalt-

Fig. 4 ein Prinzipschaltbild zu einem Detail der Fig. 3, 35 röhre 4 nämlich sehr weit ausgesteuert werden, wodurch sich

Fig. 5 einen zeitlichen Spannungsverlauf zur Erläuterung ein hoher Wirkungsgrad ergibt.

von Fig. 4, Der Halbleiter-Umschalter 15 ist mit steuerbaren Halb-

Fig. 6 eine Ausführungsmöglichkeit eines Details der Fig$3, leiterventilen bestückt, obwohl es nicht aussichtsreich erschien,

Fig. 7 ein Prinzipschaltbild des zur Stabilisierung eines mit den auf dem Markt verfügbaren Transistoren die geforder-

Potentiales vorgesehenen Regelkreises, 40 ten kurzen Schaltzeiten zu erreichen.

Fig. 8 ein Schaltungsbeispiel zu Fig. 7, Der Halbleiter-Umschalter 15 schaltet im Rhythmus der

Fig. 9 ein Prinzipschaltbild zu dem in Fig. 8 enthaltenen pulsdauermodulierten Impulse zwischen einem negativen

Regelkreis, erweitert durch Mittel zur Beeinflussung der gere- Potential an Klemme 16 und einem positiven an Klemme 17

gelten Grösse, um, wobei diese Potentiale auf das Kathodenpotential der

Fig. 10 Spannungsverläufe zur Erläuterung von Fig. 9. 45 Sehaltröhre 4 bezogen sind. Dabei soll das positive Potential an

Der obere Teil der Fig. 1 ist in Anlehnung an Fig. 8 der Klemme 17 einerseits verlustleistungsarm stabilisiert sein und

DT-PS 1 218 557 aufgebaut. Zur Gleichstromversorgung dient andererseits im Rhythmus der Modulationsspannung oder ein Netzgerät 1, welches an eine Netzklemme 2 angeschlossen eines Anteiles hiervon veränderlich (mitmoduliert) sein, um die ist. Gespeist werden vom Netzgerät 1 über eine Drossel 3 eine erwähnten Schirmgitterverluste herabzusetzen.

Schaltröhre 4 und über einen Tiefpass 5 und eine weitere Dros- 50 Zur Mitmodulation dient ein Steuerglied 18, das von der sei 6 eine Senderöhre 7. Dem Steuergitter der Senderöhre 7 Modulationsspannung an Klemme 13 gesteuert wird. Zur wird über einen Verstärker 8 eine Schwingung mit der Sende- Potentialstabilisierung ist ein Zerhacker 19 mit nachgeschalte-

frequenz zugeführt, die in der Senderöhre anodenmoduliert ten Siebmitteln vorgesehen. Der Zerhacker erhält Gleichspan-

wird und über einen abgestimmten Schwingkreis 9 zu einer nung von einem Gleichrichter 20 und ist mit einem in ihm ent-

Antenne 10 gelangt. ss haltenen, gesteuerten Schalterelement als Stellglied Teil eines

Die zur Modulation benötigte Modulationsspannung wird Regelkreises mit einer Ist-Wert-Leitung 21 und einer Soll-Wert-von der Schaltröhre 4 zur Verfügung gestellt, die von Impulsen Leitung 22. In einem Regler 23 wird die Differenz zwischen Istgesteuert wird, die im Rhythmus der Modulationsschwingung Wert und Soll-Wert gebildet und in die Stellgrösse umgeformt, pulsdauermoduliert sind. Im leitenden Zustand der Schaltröhre die über die Stelleitung 24 zum Stellglied (Zerhacker 19) 4 fliesst Strom durch die Drossel 3 über die Schaltröhre 4 zum 60 gelangt. Die Stellgrösse ist ein im Regler 23 erzeugtes pulsdau-Tiefpass 5. Da eine Drossel 11 mit der Drossel 3 gekoppelt ist, ermoduliertes Hilfssignal mit einer Schaltfrequenz von bei-so dass beide gemeinsam als eine Speicherdrossel wirken, spielsweise 20 kHz. Dies hat im Zusammenspiel mit dem Zer-fliesst bei Sperrung der Schaltröhre 4 der Strom über die Dros- hacker 19 den Vorteil, dass die Spannungsstabilisation durch sel 11 und eine Freilaufdiode 12. Durch den Tiefpass 5 wird die den Regelkreis mit grossem Wirkungsgrad erfolgen kann. Schaltfrequenz von beispielsweise 50 kHz herausgefiltert, so 65 Zwischen der Klemme 13 und einer Leitung 25 für eine wei-dass über die Drossel 6 lediglich noch die Grundschwingung tere Führungsgrösse, als welche tieffrequenten Anteile der der pulsdauermodulierten Impulse an die Anode der Sende- Modulationsspannung dienen, liegt noch ein Tiefpass 26 mit röhre 7 gelangt. Diese Grundschwingung (die aus einem einer Grenzfrequenz in der Grössenordnung von einigen hun-

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io dert Hertz. Mit seiner Hilfe Iässt sich der Wirkungsgrad des Steuergliedes 18 bei tiefen Modulationsfrequenzen verbessern, indem die Kollektor-Emitterspannung des in Kollektorgrundschaltung im Steuerglied 18 enthaltenen Transistors im gleichen Rhythmus wie dessen Basisspannung (Modulationsspannung) reduziert wird.

In Fig. 2 ist zwischen den Klemmen 17 und 16 und der Schaltröhre 4 der Halbleiter-Umschalter 15 aus Fig. 1 dargestellt. Er enthält im oberen Teil der Fig. 2 und im unteren Teil jeweils eine Schaltstufe. Die Darstellung ist insofern vereinfacht, als Transistoren Ts 6/9 bzw. Tsl 1/12 in der Praxis durch parallelgeschaltete Transistoren unterstützt werden, um den Strombedarf zu decken. Die nötige Spannungsfestigkeit wird dadurch erreicht, dass der obere und der untere Schaltungsteil der Fig. 2 durch Hintereinanderschaltung solcher Schaltungs- is teile ersetzt wird. Die Schaltstufen verbinden zum Ein- bzw. Ausschalten der Schaltröhre 4 deren Steuergitter abwechselnd mit dem Steuerglied 18 (Fig. 1) und mit einer negativen Sperrspannung an Klemme 16. Wegen der stromabhängigen Schaltzeiten der Transistoren wird die Schaltröhre 4 durch die puls- 20 dauermodulierte Modulationsspannung, die vom Pulslängenmodulator 14 (Fig. 1) an Klemmen 27 gelangt (PDM-Signal) nur eingeschaltet, d. h. diejenige Schaltstufe, die das Steuergitter der Schaitröhre 4 mit Klemme 17 verbindet, wird durch das PDM-Signal zwangsgesteuert. Dagegen wird die Einschaltung 25 der Schaltstufe, die das Steuergitter mit der Sperrspannung von -800 V verbindet, vom Übergang der vorgenannten (zwangsgesteuerten) Schaltstufe in den Sperrzustand abgeleitet. Dadurch wird sicher vermieden, dass durch Einschaltung der Sperrspannung, während die Spannung von Klemme 17 30 noch durchgeschaltet ist, Transistoren zerstört werden. Um den umgekehrten Fall zu vermeiden, dass die Spannung von Klemme 17 durchgeschaltet wird, wenn noch die Sperrspannung eingeschaltet ist, werden die Transistoren für die Sperrspannung nur so lange durchgeschaltet, dass die Gitter- 35 Kathode-Kapazität Cgk der Schaltröhre 4 umgeladen wird. Anschliessend wird die Sperrspannung am Gitter der Schaltröhre 4 durch Widerstände aufrecht erhalten. Die Grösse der Widerstände ist durch die Aufladungsgefahr des Gitters begrenzt.

Zuerst wird auf den oberen Teil der Fig. 2, also auf die zwangsgesteuerte Schaltstufe eingegangen, die durch das PDM-Signal ein- und ausgeschaltet wird. Sie besteht aus dem Schalttransistor Ts 6/9 und einem vorgeschalteten PDM-Ver-stärker. Der oder die Schalttransistoren müssen im durchgeschalteten Zustand die Summe des Gitterstromes und des Umladestromes der Gitter-Kathode-Kapazität liefern können. Zur Vermeidung von Speicherzeiten dürfen die Transistoren nicht bis in die Sättigung gesteuert werden. Bei einem Stromverstärkungsfaktor von etwa 5 würden fünf parallel geschaltete 50 Schalttransistoren für 20 Ampère Kollektorstrom etwa 4 Ampère Basisstrom benötigen. Um diesen Wert zu reduzieren, ist ein Schalttransistor Ts5 als Emitterfolger geschaltet, dem in der Praxis vier zueinander parallel geschaltete Schalttransistoren Ts6/9 nachgeschaltet sind. Auf diese Weise wird vom Tran- 55 sistorTs4 nur etwa ein Ampère Steuerstrom zur Einschaltung der Transistoren Ts5 und Ts6/9 benötigt.

Ohne PDM-Signal ist der Transistor Tsl gesperrt. Damit ist auch die Konstantstromquelle Ts2 gesperrt. Ts3 leitet, weil er über Widerstände Rs und Ré und Dioden Gr5 und Gr6 Basis- 60 ström erhält. Eine Diode Gr3 verhindert durch Basistrombegrenzung, dass der Transistor Ts3 in die Sättigung gesteuert wird. Das geschieht in der Weise, dass beim Absinken der Kol-lektor-Emitter-Spannung des Transistors Ts3 auf ungefähr 1,5 V oder weniger Strom über die Diode Gr3 zum Kollektor fliesst. 65 In diesem Zustand setzt sich der Spannungsabfall vom basisfernen Bezugspunkt 28 zum Emitter aus den Schleusenspannungen der Dioden Gr5, Gr6 und der Basis-Emitter-Diode zusam40

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men. Dem steht der Spannungsabfall von dem Punkt 28 über einen Kollektorzuleitungspunkt 29 zum Emitter gegenüber. Dieser Spannungsabfall setzt sich aus der Schleusenspannung der Diode Gr3 und der Kollektor-Emitter-Spannung zusammen, die nicht bis auf die Sättigungsspannung absinken darf.

Solange Ts3 leitet, sind die Transistoren Ts4, Ts5 und Ts6/9 gesperrt.

Beim Eintreffen eines positiven PDM-Impulses an den Klemmen 27 wird Tsl leitend und schaltet über Widerstände R3 und R4 die Konstantstromquelle mit dem Transistor Ts2 ein. Gleichzeitig schliesst Tsl über eine Diode Gr2 die Basisspannung von Ts3 kurz. Ts3 wird beschleunigt gesperrt, weil über eine Diode Gr4 negative Spannung von einem Kondensator C2 auf die Basis von Ts3 gelangt. Die Höhe der Spannung hängt vom Verhältnis der Widerstandswerte von R5 (z. B. 180 Ohm) und R6 (z. B. 47 Ohm für einen Transistor Ts3 vom Typ BS V60) ab. Nach der Sperrung von Ts3 werden der Emitterfolger Ts4 sowie die Schalttransistoren Ts5 und Ts6/9 leitend. Die Einschaltung wird durch Kondensatoren Ci (Stromerhöhung) und Cs (Kurzschluss von R8) beschleunigt. Wenn der Strom durch die Schalttransistoren zu fliessen beginnt, wird mit einem Stromwandler Tri eine positive Spannung erzeugt, die über Widerstände R9 und RI 1 die Einschaltung beschleunigt. Wenn die Kollektor-Emitter-Spannung der Schalttransistoren auf etwa 6 V gesunken ist, wird eine Diode Gr8 leitend. Durch Basisstrombegrenzung von Ts4 und Ts5 mit Hilfe der Diode Gr8 wird eine weitere Durchsteuerung der Schalttransistoren bis in die Sättigung verhindert.

Beim Abschalten des positiven PDM-Impulses sperrt der Transistor Tsl. Durch einen Widerstand R2 ist die Schaltzeit ausreichend kurz. Die Konstantstromquelle sperrt schnell, da durch die Ladung von Ci die Basis-Emitter-Diode von Ts2 vorgespannt wird. Durch die Überbrückung von R6 mit C2 schaltet Ts3 mit erhöhtem Basisstrom ein und sperrt die Transistoren Ts4, Ts5 und Ts6/9. Die Sperrung wird beschleunigt, weil über eine Diode Gr7 mit der Ladung von C3 die Basis von Ts5 negativ vorgespannt wird. Eine weitere Beschleunigung der Sperrung erfolgt durch den Stromwandler Tri, dessen negativer Impuls über die Widerstände R9 und R11 wirkt. Der Stromwandler ist unter anderem durch einen Widerstand R13 so gedämpft, dass beim Ausschalten der Schalttransistoren nicht durch einen Einschwingvorgang eine erneute Einschaltung infolge der Mitkopplung über den Stromwandler erfolgt.

Eine Zusatzbeschaltung aus Zenerdiode und Widerständen parallel zu den Schalttransistoren soll verhindern, dass die Sperrspannung unzulässig ansteigt. Die Beschaltung ist nötig, weil bei der Kaskadenschaltung mehrere der oberen Schaltungsteile der Fig. 2 durch die geringfügig unterschiedlichen Schaltzeiten der einzelnen Schaltstufen Sperrspannungsspitzen auftreten können.

Die Schaltstufe im unteren Teil der Fig. 2 soll, ausgelöst durch das Sperren der oberen, zwangsgesteuerten Schaltstufe kurzzeitig die Sperrspannung von Klemme 16 an das Steuergitter der Schaltröhre 4 legen, damit die Gitter-Kapazität umgeladen wird.

Bei leitendem Schalttransistor Ts6/9 fliesst über eine Diode GrlO, Widerstände R14 und R15 und einen Impulstransformator Tr2 Strom. Bei Sperrung der oberen Schaltstufe in Fig. 2 wird der Strom unterbrochen. Eine Diode Grl 1 verhindert eine Entladung der Röhrenkapazität über den Impulstrafo Tr2.

Beim Unterbrechen des Primärstromes von Tr2 wird in den Sekundärwicklungen A und B ein positiver Impuls erzeugt. Transistoren Ts 10 und Tsl 1/12 werden kurzzeitig leitend und laden die Gitter-Kathode-Kapazität der Schaltröhre 4 auf die Sperrspannung um. Ähnlich wie bei der zwangsgesteuerten Schaltstufe wird über eine Diode Grl 2 der Basisstrom begrenzt, um die Transistoren nicht in die Sättigung zu steuern. Über die Wicklung B und einen Widerstand R16 werden die

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Transistoren Tsl 1/12 mitgesteuert. Eine Drossel Drl bestimmt absetzung des Innenwiderstandes bei hohen Frequenzen Iässt mit ihrer Induktivität die Einschaltzeit der Transistoren. sich bei einem brauchbaren Kompromiss für die Grösse der

Beim Einschalten der zwangsgesteuerten Schaltstufe Siebkondensatoren ein gutes Schaltverhalten erzielen.

erzeugt der Transformator Tr2 sekundärseitig negative Zur Erläuterung wird auf Fig. 6 verwiesen, die im wesen tli-Impulse, die - wenn überhaupt nötig (bei fast 100% Einschalt- 5 chen einem Schaltungsauszug von Fig. 3 entspricht, wobei dauer) - die Sperrung der Transistoren Tsl 1/12 beschleunigen, jedoch der Transistor Ts 15 durch eine Kaskadenschaltung Der Widerstand R15 wird durch einen Kondensator C4 über- Tsl5a, Tsl5b, Tsl5c ersetzt ist. Zur Herabsetzung des Innenbrückt, damit bei kurzen Stromimpulsen der Transformator- Widerstandes bei hohen Frequenzen befindet sich an der Basis kern ausreichend magnetisiert werden kann. Der Transforma- des ersten Emitterfolgers Tsl 5a ein Kondensator CB. Er ist so tor muss durch Widerstände zur Vermeidung von Einschwing- 10 bemessen, dass die Bandbreite der Emitterfolger für die Modu-vorgängen ausreichend bedämpft sein. Die Diode Grl 0 verhin- lationsfrequenz nur unwesentlich beeinflusst wird. Mit steigen-dert bei durchgeschaltetem Transistor Tsl 1/12 Stromfluss der Frequenz wird der Kondensator CB immer niederohmiger durch den Transformator Tr2. und kompensiert den zu höheren Frequenzen abfallenden

Zu den Transistoren Tsl 1/12 parallel geschaltete Zenerdio- Stromverstärkungsfaktor. Während des Schaltvorganges der den und Widerstände sollen die Kollektor-Emitter-Spannung >5 in Fig. 2 gezeigten Schaltstufen des Halbleiter-Umschalters ent-

auf eine maximal zulässige Spannung begrenzen und während stehen hochfrequente Stromkomponenten, die sich bis zur der Sperrung eine Aufladung des Steuergitters der Schaltröhre Basis des Emitterfolgers Tsl5a fast voll auswirken. Diese

4 verhindern. Stromspitzen liefert der Kondensator CB.

Besonders bemerkenswert bei Fig. 2 sind die Massnahmen Zur Herabsetzung der Schaltzeiten befinden sich parallel zur Verkürzung der Schaltzeiten, die es überhaupt erst ermög- 20 zur Basis-Emitter-Diode der Transistoren Tsl5a bis Tsl5c licht haben, als Treiber einen Halbleiter-Umschalter zu benut- Widerstände R18 und R21 und eine Drossel Dr2, deren Grösse zen und damit die Verlustleistung klein zu halten. auf möglichst kurze Schaltzeit und möglichst wenig Einbusse

Nun zu Fig. 3: Dieses Steuerglied (18 in Fig. 1) liegt zwi- an Stromverstärkungsfaktor optimiert sind.

sehen den Klemmen 13 und 17 und den Schaltungsblöcken 19 Bemerkenswert bei dem anhand der Figuren 3 und 6 erläu-

und 15 in Fig. 1. Das Steuerglied soll das positive der von den 25 terten Steuerglied (18 in Fig. 1 ) ist noch, dass die vom Zerhak-

Schaltstufen zu schaltenden Potentiale im Bereich von -120 ker 19 kommende Betriebsspannung (Kollektor-Emitterspan-

bis +170 V gegenüber dem Potential an der Klemme K der nung) des Transistors Ts 15 nicht konstant ist, sondern in ihrem

Kathode der Schaltröhre 4 verändern. Die angelegte Modula- Wertebereich, der in den Zeitbereichen I und II der Basisspan-

tionsspannung Umod wird in einem Vorverstärker Isl verstärkt nung liegt (die den gleichen Verlauf hat wie die in Fig. 5 darge-

und gelangt zur Klemme 13, von wo eine Abzweigung zum 30 stellte Emitterspannung), stets nur wenig grösser als die Basis-

Tiefpass 26 (Fig. 1 ) führt. Spannung ist, während die Betriebsspannung in den Zeitberei-

TransistorenTsl3undTsl4 verstärken die Ausgangsspan- chen III und IV nur wenig über der Zeitachse (d. h. über dem nung von Isl und ein Transistor Ts 15 ist als Emitterfolger zeitlichen Mittelwert der Basisspannung) liegt. Dadurch wird geschaltet. Kondensatoren Cn und C14 vermindern den Einfluss erreicht, dass die Verlustleistung im Transistor Ts 15, die ja von der Schaltfrequenz (ca. 50 kHz) des Halbleiter-Umschalters 15 35 der Kollektor-Emitter-Spannung abhängt, kleiner gehalten (Fig. 2) auf das in Fig. 3 dargestellte Steuerglied 18. Ein Wider- wird, als wenn die Kollektorspannung ständig auf einem konstand R17 bedämpft unerwünschte Resonanzen. Transistoren stanten Wert gehalten wird, der über den Spannungsspitzen Tsl6 und Tsl7 entladen die Kondensatoren C13 und C14, wenn der Basisspannung und Emitterspannung liegt. Die Kollektor-die Entladung über die der Klemme 17 nachgeschaltete Schalt- Spannung, wie sie vom Zerhacker geliefert wird, schwankt im stufe (Fig. 2, oberer Teil) nicht ausreicht. 40 Rhythmus relativ tieffrequenter Anteile der Modulationsspan-In einem Schaltungsauszug, der in Fig. 4 zusammen mit dem nung von beispielsweise unterhalb 300 Hz. Infolge der spektra-schematisch dargestellten Halbleiter-Umschalter 15 und der len Energieverteilung bei Programmodulation, bei der ein Schaltröhre 4 dargestellt ist, ist die Auf- und Entladung der beachtenswerter Energieanteil im Spektrum unterhalb 300 Hz Kondensatoren Cn und Cm verdeutlicht. liegt, ergibt sich dadurch eine merkliche Wirkungsgradverbes-

Wie Fig. 5 zeigt, in welcher die Spannung an den Kondensa- 45 serung des Steuergliedes.

toren ohne die unerwünschterweise überlagerte Schaltfre- Wie nun die Kollektorspannung des T ransistors T s 15 einer-

quenz des Halbleiter-Umschalters 15 von ungefähr 50 kHz dar- seits stabilisiert und andererseits abhängig von tieffrequenten gestellt ist, werden die Kondensatoren C13 und Ci4 durch Tsl5 Anteilen der Modulationsspannung verändert wird, soll anhand im 1. Viertel I einer Schwingungsperiode aufgeladen auf eine der Figuren 7 bis 10 erläutert werden, welche den Zerhacker 19

Spannung entsprechend der Basisansteuerung. Im zweiten 50 und den zugehörigen Regelkreis betreffen.

Viertel II erfolgt die Entladung überwiegend durch den Gitter- In Fig. 7 ist ein Prinzipschaltbild des Zerhackers mit einer ström der Schaltröhre 4. Im dritten Viertel III ist die Entladung zunächst nur zur Spannungsstabilisierung ausgelegten Regelabhängig von der Modulationsfrequenz: Bei tiefen Frequenzen schleife dargestellt. Auf eine Gleichspannungsquelle Ue folgt erfolgt die Entladung durch den Ladestrom der Gitterkapazität ein als steuerbarer Schalter dargestellter Transistor Ts 18, der Cgk; im Takte der Schaltfrequenz fliessen kleine Ladungsmen- 55 abwechselnd leitend und sperrend gesteuert wird. Im leitenden gen über die Gitterkapazität als Zwischenspeicher zur Sperr- Zustand fliesst der Laststrom von der Spannungsquelle über Spannung (-800 V) ab. Bei hohen Modulationsfrequenzen (bei- eine Speicherdrossel Dr3, die zusammen mit einem Kondensa-spielsweise über 1 kHz) können nicht genügend Ladungsmen- tor Cis die Siebmittel für den Zerhacker bildet, zum Verbrau-gen abfliessen; hierbei erfolgt die Entladung überwiegend cher R. In der Drossel wird Energie gespeichert. Sperrt Tsl8, durch die Transistoren Tsl6 und Tsl 7, die bei negativer Basis- eo dann fliesst der Strom über eine Freilaufdiode Grl3 und die Emitter-Spannung von Tsl5 leitend werden. Im vierten Viertel Drossel Dr3 zum Verbraucher. Das Prinzip ist das gleiche, wie IV werden die Kondensatoren durch Ts 15 wieder aufgeladen. in der DT-PS 1218 557 beschrieben und schon im Zusammen-Eine Schwierigkeit ergibt sich noch bezüglich der Dirnen- hang mit der Schaltröhre 4, der Speicherdrossel 3,11 und der sionierung der Siebkondensatoren Cn, C14, die klein sein soll- Freilaufdiode 12 erwähnt. Durch Steuerung der jeweiligen Einten, um bei hohen Modulationsfrequenzen das Steuerglied (18 65 schaltdauer des mit konstanter Frequenz schaltenden Transi-in Fig. 3) nicht zu stark zu belasten. Andererseits ist die Ver- stors Tsl 8 Iässt sich die Spannung am Verbraucher R beeinflus-grösserung der Siebkondensatoren zur Verbesserung des sen oder durch Regelung konstant halten. Zur Regelung dient Schaltverhaltens des Transistors Ts 15 erwünscht. Durch Her- der Regler 23, dem der Ist-Wert und ein Soll-Wert über je eine

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Leitung 21 bzw. 22 zugeführt werden. höheren Modulationsfrequenzen erfolgt auch eine Entladung

Da der Zerhacker mit dem zugeordneten Regelkreis aber über Cn zur Angleichung an den Frequenzgang des Steuerglie-

nicht nur zur Spannungsstabilisierung und Spannungsreduzie- des (18 in Fig. 1). Is4 invertiert die Spannung von Cis. Die Rück-

rung (d. h. als Transformatorersatz) dienen soll, sondern zur kopplung ist einstellbar. Die Schleusenspannung von Grl 4 wird

Verlustleistungsreduzierung bei niedrigen Frequenzen im s durch Grl5 kompensiert. Ci6 ist sehr klein, so dass sich mit R22

nachgeschalteten Steuerglied ( 18 in Fig. 1 ) auch eine in gewis- eine Grenzfrequenz von ungefähr 100 Hz ergibt.

sen Grenzen mit der Modulationsspannung veränderliche Aus- Die Bevorzugung der tiefen Frequenzen im Tiefpass 26 und gangsspannung liefern soll, muss noch eine zusätzliche Füh- Spitzenwertgleichrichtung bei hohen Frequenzen ist bei dem rungsgrösse in den Regelkreis eingeführt werden. Dies vorliegenden Ausführungsbeispiel nötig, weil wegen der relativ geschieht bei dem in Fig. 8 dargestellten Ausführungsbeispiel io niedrigen Schaltfrequenz von Is2 sonst Verzerrungen im Tran-

dadurch, dass die Führungsgrösse dem Ist-Wert überlagert sistor Tsl8 entstehen und die Speicherdrossel Dr3 mit nachge-

wird. schalteten Siebkondensatoren zu Resonanzen angeregt wer-

Auch wenn keine modulationsspannungsabhängige Füh- den könnte.

rungsgrösse zugeführt würde, wäre zur Spannungsstabilisie- Bei unverändertem Tastverhältnis des Transistors Tsl 8 ist rung ein Soll-Wert erforderlich. Dieser wird auf der Leitung 22 is die Änderung der dem Steuerglied 18 zugeführten Ausgangs-(vgl. Fig. 1 ) dem Regler 23 zugeführt. Entsprechendes gilt für Spannung des Zerhackers (zugleich Ist-Wert) proportional zur den Ist-Wert und die Leitung 21. Dabei ist der Soll-Wert eine Änderung der niederfrequenten Anteile der Modulationsspan-Dreieckspannung mit einer Frequenz von ca. 20 kHz, um zu nung Umoc|. Steigt beispielsweise die Netzspannung, dann steigt erreichen, dass der Transistor Ts 18 mit dieser Frequenz laufend auch die Ausgangsspannung. Wie aus den Fig. 9 und 10 zu erse-Ieitend und nicht leitend gesteuert wird. 20 hen ist, bewirkt die Ist-Wert-Erhöhung bei konstanter Füh-Ein Operationsverstärker Is2 wird durch Mitkopplung als rungsgrösse eine Erhöhung der Spannung UA. Nach Fig. 10 Dreieckspannungsgenerator betrieben. Ein Transistor Tsl9 ist werden durch eine Verschiebung von UA in Richtung +1,5 V als Emitterfolger (Impedanzwandler) geschaltet. die Tastimpulse Uc von +12 V schmaler. Das geänderte Tast-Eine Spannung, gebildet aus der Führungsgrösse auf Lei- Verhältnis hat eine Verkleinerung der zum Steuerglied 18 füh-tung 25 und dem Ist-Wert auf Leitung 21, wird durch einen 25 renden Ausgangsspannung des Zerhackers auf angenähert den Komparator Is3 mit der Dreieckspannung auf Leitung 22 ver- Ausgangswert vor der Netzspannungsänderung zur Folge. Die glichen. Dreieckschwingung ist mit ihren Extremwerten (+ 1,5 V und Die Fig. 9 und 10 veranschaulichen die Funktion. Bei einer —3,5 V) so festgelegt worden, dass bei fehlender Modulationspositiven Ausgangsspannung Uc von Is3 werden die Transisto- Spannung die Ausgangsspannung des Zerhackers etwa + 80 V ren Ts20 und Ts21 sowie Ts 18 leitend. Das ist immer dann der 30 beträgt, sich der Modulationsspannung folgend aber im Fall, wenn die Dreieckspannung UB die aus der Führungsgrösse Bereich von +170 V bis nahezu Null V ändern kann.

und dem Ist-Wert gebildete Spannung UA überschreitet. Der Zerhacker wird durch eine zusätzliche Regelung gegen

Eine negative Ausgangsspannung Uc bewirkt eine Sper- Kurzschluss geschützt. Zu diesem Zweck ist in die Zuleitung rung der genannten Transistoren. Bei eingeschaltetem Transi- zum Schalttransistor Tsl8 ein Stromwandler Tr3 geschaltet;

stor Tsl8 fliesst der Laststrom von der Spannungsquelle (+300 35 durch Spannungsverdopplung mit Dioden Grl6 und Grl 7

V) über die Speicherdrossel Dr3 zum Verbraucher, d. h. über erhält man eine Spannung, die unabhängig vom Tastverhältnis das Steuerglied 18 in Fig. 1 zur Klemme 17. Sperrt Ts 18, dann angenähert proportional zum Schaltstrom ist. Beim Erreichen fliesst der Strom über eine Freilaufdiode Grl3 zum Verbrau- des zulässigen Grenzstromes für den Transistor Tsl8 wird ein eher. vorgespannter Transistor Ts22 leitend und bewirkt durch

Zur Erzeugung der modulationsspannungsabhängigen Füh-40 Änderung (Ansteigen) der Spannung UA eine starke Reduzie-

rungsgrösse auf Leitung 25 wird die Modulationsspannung rung der Einschaltzeit des Transistors Ts 18.

Umod von der Klemme 13 aus über einen Schaltungsteil mit dem Ein Gleichrichter Grl 8 am Ausgang des Zerhackers Charakter eines Tiefpasses 26 geführt. Ein Kondensator Cl 6 schützt diesen vor negativer Spannung, die im Störungsfall auswird über einen Gleichrichter Grl4 auf den Spitzenwert der gangsseitig anliegen könnte. Ein parallel liegendes RC-Glied Modulationsspannung aufgeladen. Die Entladung erfolgt über « dämpft die bei Modulation auftretenden Einschwingvorgänge R22 sowie die Beschaltung eines Operationsverstärkers Is4. Bei der Speicherdrossel Dr3.

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3 Blatt Zeichnungen