DE2715133A1

DE2715133A1 - Modulationsverstaerker

Info

Publication number: DE2715133A1
Application number: DE19772715133
Authority: DE
Inventors: Juergen Ing Grad Zeis
Original assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Current assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Priority date: 1977-04-05
Filing date: 1977-04-05
Publication date: 1978-10-12
Also published as: DE2715133C3; FR2386935A1; FR2386935B1; CH629346A5; US4152661A; DE2715133B2

Description

Licentia Patent-Verwaltungs-GmbH 6000 Frankfurt/Main 70, Theodor-Stern-Kai 1

Berlin, den 29. März 77

PT/TFR-B/Wn-zg

B II 77/3

Modulationsverstärker

Die Erfindung betrifft einen Modulationsverstärker mit einem Endverstärker, der einen Tiefpaß mit Speicherdrossel, eine dem Tiefpaß vorgeschaltete und im Schalterbetrieb arbeitende Schaltröhre sowie eine Freilaufdiode enthält, wobei die Schaltröhre im Ehythmus pulsdauermodulierter Impulse von einem Treiber gesteuert wird.

Ein solcher Modulationsverstärker ist im Prinzip (DT-PS 1 218 557), aber auch im Detail (DT-AS 1 808 578) bekannt. Die detailliert bekannte Lösung hat jedoch einige Schwächen, die sich insbesondere bei hohen Senderleistungen, beispielsweise von 100 kW und mehr, auf welche mit der Erfindung besondere Rücksicht genommen ist, bemerkbar machen. Als Treiber für die Schaltröhre dient nämlich bei der bekannten Anordnung eine Treiberröhre, die als Kathodenfolger arbeitet. Das Gitter der Treiberröhre wird durch pulslängemodulierte und zusätzlich amplitudenmodulierte Impulse gesteuert. Nach

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Verstärkung durch die Treiberröhre sind die Impulse immer noch pulslängen- und amplitudenmoduliert, woraus folgt, daß die Treiberröhre nicht im Schalterbetrieb arbeitet. Das hat Verluste zur Folge, die zu einer Wirkungsgradeinbuße führen. Die Treiberröhre legt im durchgeschalteten Zustand positives Potential an das Steuergitter der Schaltröhre. Im gesperrten Zustand der Treiberröhre muß ein Strompfad von negativem Potential zum Steuergitter der Schaltröhre vorgesehen sein, damit die Gitterkapazitäten in diesem Zustand entladen werden können. Dieser Strompfad führt auch im leitenden Zustand der Treiberröhre Strom, was ebenfalls zu unerwünschten Leistungsverlusten führt.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, den Wirkungsgrad eines Modulationsverstärkers mit einer Schaltröhre durch die möglichst weitgehende Vermeidung von Verlusten zu erhöhen. Dabei müssen sich die Bemühungen - weil die prinzipielle Arbeitsweise der Schaltröhre festliegt - naturgemäß auf den Treiber konzentrieren.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Treiber ein Halbleiter-Umschalter mit zwei an unterschiedliche elektrische Potentiale angeschlossenen Zweigen ist, die im Schalterbetrieb arbeitende, gesteuerte Halbleiterventile enthalten und von denen jeweils bei einem solchen Potentialsprung der pulsdauermodulierten Impulse, der in einer der beiden Richtungen erfolgt, ein Zweig leitend und der andere nicht „Leitend steuerbar ist.

Durch den Halbleiter-Umschalter mit Halbleiterventilen werden Verluste weitgehend vermieden, weil im Schalterbetrieb abwechselnd die Spannung und der Strom durch die Halbleiterventile zu Null werden, so daß im Idealfall, nämlich wenn die Umschaltung trägheitslos erfolgt, die Verlustleistung zu Null wird. Außerdem ergibt sich durch die Verwendung der gesteuerten

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Halbleiterventile gegenüber einer Treiberröhre der Vorteil, daß die Heizleistung entfällt. Schließlich wird durch die Verwendung zweier zu unterschiedlichen Potentialen führender Zweige mit gesteuerten Halbleiterventilen erreicht, daß ein ständig Strom führender Strompfad zum Steuergitter der Schaltröhre, in welchem ebenfalls Verlustleistung verbraucht wird, entfallen kann. Hinzu kommt, daß die Stromversorgung für Halbleiterventile billiger ausgeführt werden kann als bei einer Treiberröhre, die Lebensdauer von Helbleiterventilen höher und der Platzbedarf geringer ist. Auch lassen sich kürzere Flanken bei den die Schaltröhre steuernden Impulsen erreichen, wenn durch den zweiten Zweig jeweils zu Beginn von dessen leitendem Zustand für eine Entladung der Gitterkapazitäten der Schaltröhre gesorgt wird. Diese kurzen Planken haben zusätzlich eine Reduzierung der Verluste in der Schaltröhre zur Folge.

Besonders gut können die Vorteile der Erfindung genützt werden, wenn die Steuerung wenigstens eines Zweiges mit pulsdauermodulierten Impulsen konstanter Amplitude nur bis in Sättigungsnähe der Halbleiterventile erfolgt. Dadurch lassen sich Probleme lösen, auf die weiter unten noch eingegangen wird im Zusammenhang mit den an sich zu langen Schaltzeiten von Transistoren.

Da die Halbleiterventile in den Zweigen im durchgeschalteten Zustand das zugehörige Potential der Schaltröhre unmittelbar zuführen, muß für das saubere Arbeiten der Schaltröhre dafür gesorgt werden, daß das dem Steuergitter der Schaltröhre zum Durchschalten impulsweise zugeführte Potential stabilisiert ist. Dabei wird abgestrebt, daß die dazu verwendete Stabilisierungseinrichtung ebenfalls mit mötlichst großem Wirkungsgrad, d.h. verlustarm arbeitet.

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Dies kann dadurch erreicht werden, daß zur Stabilisierung wenigstens eines der Potentiale ein Regelkreis vorgesehen ist, der als Stellglied ein durch ein pulsdauermoduliertes Hilfssignal gesteuertes Schalterelement eines Zerhackers mit nachgeschalteten Siebmitteln enthält, wobei der dem Regelkreis zugeführte Ist-Wert von der Ausgangsspannung der Siebmittel abgeleitet ist.

Bei dem Halbleiter-Umschalter, der aus zwei abwechselnd leitend steuerbaren Zweigen besteht, kann sich die Gefahr ergeben, daß während der Umschaltung kurzzeitig beide Zweige leitend sind. Dies kann zur Zerstörung von Halbleiterventilen führen. Jedoch läßt sich diese Gefahr dadurch bannen, daß ein Zweig unmittelbar durch die pulsdauermodulierten Impulse leitend steuerbar ist und der andere (zweite Zweig) vom ersten Zweig steuerbar ist. Dadurch wird erreicht, daß der zweite Zweig immer erst dann leitend wird, wenn der erste schon gesperrt ist. Wenn der zweite Zweig derjenige ist, durch welchen im leitenden Zustand negatives Potential an das Steuergitter der Schaltröhre gelangen kann, genügt es, wenn der zweite Zweig jeweils nicht für die ganze Dauer der zugehörigen Schaltphasen der pulsdauermodulierten Impulse leitend steuerbar ist, sondern nur solange, bis die Gitterkapazitäten der Schaltröhre entladen sind; denn das zur Sperrung der Schaltröhre erforderliche negative Potential an ihrem Steuergitter kann für den Rest eines negativen der Impulse anderweitig aufrecht erhalten werden. Außerdem wird auf diese einfache Weise erreicht, daß beim Umschalten auf positives Steuergitterpotential nicht kurzzeitig die beiden Zweige des Treibers gleichzeitig leitend gesteuert werden, was zu ihrer Zerstörung führen könnte.

Aufgrund von Eigenschaften der Schaltröhre, beispielsweise einer notwendigen Begrenzung der Schirmgitterverlustleistung kann eine Mitmodülation der pulsdauermodulierten Impulse,

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d.h. eine Amplitudenmodulation gleichsinnig mit der Grundschwingung (das ist die Modulationsschwingung) dieser Impulse, am Steuergitter der Schaltröhre notwendig werden; eine Tetrode läßt sich dann durch starke Aussteuerung im Schalterbetrieb besser ausnutzen. Bei Anwendung des erfindungsgemäßen Prinzips des Halbleiterumschalters als Treiber würde eine Mitmodulation der die Halbleiterventile in den beiden Zweigen steuernde Impulse wirkungslos bleiben, wenn die Halbleiterventile im Schalterbetrieb arbeiten. Daher wird entsprechend einer weiteren vorteilhaften Verbesserung des erfindungsgemäßen Modulationsverstärkers ein von wenigstens einem Halbleiterventil durchgeschaltetes Potential mitmoduliert, indem ein wenigstens einem der Zweige vorgeschaltetes Steuerglied vorgesehen ist zur Veränderung des zugehörigen Potentials im Rhythmus von Anteilen der Grundschwingung der pulsdauermodulierten Impulse derart, daß in dem Zweig sich das Potential gleichsinnig mit dec Anteilen der Grundschwingung verändert. Die dabei unter Umständen auftretende Verlustleistung ist geringer als die durch die Erfindung gegenüber dem Stand der Technik vermiedene Verlustleistung im Treiber. Außerdem kann die durch das Steuerglied verursachte Verlustleistung durch zusätzliche Mittel verringert werden.

Bei einer Schaltröhre mit Schirmgitter ist es zur Vermeidung der Beschädigung des Schirmgitters durch zu hohe Schirmgitterverluste zweckmäßig, das Steuerglied wenigstens demjenigen der Zweige vorzuschalten, der an dem höheren positiven Potential angeschlossen ist. Es hat sich sogar gezeigt, daß es bei einer Schaltröhre mit Schirmgitter genügt, wenn das Steuerglied nur diesem Zweig vorgeschaltet ist, wenn also nur die positiven Impulse der die Schaltröhre steuernden pulsdauermodulierten Impulse mitmoduliert werden.

Durch das impulsweise Durchschalten der Halbleiterventile in demjenigen Zweig des Halbleiter-Umschalters, welcher dem Steuerglied nachgeschaltet ist, wird das Steuerglied stark

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schwankend "belastet, was zu Störungen innerhalb von Schaltungsteilen führen kann. Dies kann dadurch vermieden werden, daß am Steuerglied-Ausgang ein Querkondensator als Ladungsspeicher liegt. Dessen Entladezeitkonstante darf allerdings nicht so groß sein, daß die Mitmodulationsspannung verzerrt wird, die der vom Steuerglied abgegebenen Spannung aufgeprägt ist.

Wird der Querkondensator dennoch größer gewählt, so kann zur Vermeidung von Störungen insbesondere bei hohen Mitmodulationsfrequenzen und bei einem Steuerglied, das dem an einem (ersten) Potential angeschlossenen Zweig vorgeschaltet ist, ein Strompfad vorgesehen sein zur Entladung des Querkondensators während jeder ersten Hälfte der dem anderen Potential zustrebenden Halbwellen des mitmodulierten ersten Potentials bei hohen Mitmodulationsfrequenzen.

Das Steuerglied zur Mitmodulation wenigstens eines der Potentiale, zwischen denen der Halbleiter-Umschalter umschaltet, ist mit Verlustleistung behaftet. Diese bei der Mitmodulation unvermeidlicherweise auftretende Verlustleistung kann bei einem aktiven Verstärkerelement als Steuerglied reduziert werden, wenn die Versorgungsspannung des Steuergliedes, vorzugsweise eines solchen mit pentgfodenähnlichem Ausgangskennlinienfeld, zeitlich mit der Grundwelle (oder Anteilen davon) veränderlich möglichst auf den nur wenig über der Steuerspannung des Steuergliedes liegenden Mindestbetrag reduziert wird, der zur Aufrechterhaltung der Steuerfunktion erforderlich ist. Dies kann dadurch geschehen, daß die vom Regelkreis geregelte Größe, also das geregelte Potential steuerbar ist durch eine steuernde Führungsgröße, die dem Regelkreis zugeführt wird. Die Steuerung der geregelten Größe erfolgt mit einem Signal, das von der Grundschwingung der pulsdauermodulierten Impulse abgeleitet ist, wobei mit Rücksicht auf unerwünschte Schwingungen, die in den Siebmitteln angeregt werden könnten, die dem Zerhacker nachgeschaltet sind, zur Steuerung der geregelten Größe unter

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Umständen nur die niedrigeren Frequenzanteile der Grundschwingung benutzt werden können. Die Steuerung kann durch Beeinflussung des Soll-Wertes oder des Ist-Wertes des Regelkreises erfolgen.

Bei dieser Methode, die Verlustleistung im Steuerglied zu verringern, ist vorausgesetzt, daß das Steuerglied, das zur anschließenden Veränderung der vom Regelkreis geregelten und im niederfrequenten Bereich der Modulationsspannung gesteuerten Größe im gleichen Sinn wie die niederfrequenten Anteile der Grundschwingung (Mitmodulation) dient, zwischen den Siebmitteln, die dem Zerhacker nachgeschaltet sind, und dem nachgeordneten Zweig des Halbleiter-Umschalters vorgesehen ist, wobei das Steuerglied bevorzugt wenigstens einen Emitterfolger enthält, beispielsweise mit einem Transistor, mit pentodenähnlichem Ausgangskennlinienfeld. Dabei kann zur Herabsetzung der transistoreigenen Verzögerungszeiten parallel zur Basis-Emitter-Diode wenigstens eines Emitterfolgers wenigstens ein Widerstand geschaltet sein und zur Herabsetzung des Innenwiderstandes bei hohen Frequenzen kann bei mehreren Emitterfolgen in Kaskadenschaltung dem Eingang des ersten ein Kondensator parallel geschaltet sein.

Die Steuerung der beiden Zweige des Halbleiter-Umschalters, der als Treiber verwendet wird, läßt sich am einfachsten in der Weise ausgestalten, daß der unmittelbar durch die impulsdauermodulierten Impulse leitend steuerbare Zweig durch diese Impulse auch nichtleitend steuerbar ist.

Oben wurde angedeutet, daß die Verwendung steuerbarer Halbleiterventile, insbesondere von Schalttransistoren in den Zweigen des Treibers auch Nachteile mit sich bringen kann. Diese bestehen darin, daß die Schaltzeiten bei der bevorzugten Schaltfrequenz von ungefähr 50 KHz bei heute verfügbaren Leistungstransistoren störend lang sind. Jedoch läßt sich dieser Nachteil dadurch vermeiden, daß, wenn ein Zweig als

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steuerbares Halbleiterventil einen Schalttransistor enthält, dessen Basis wenigstens ein Bauelement vorgeschaltet ist, das bei leitendem Schalttransistor einen Spannungsabfall hervorruft, und daß ausgehend vom basisfernen Bezugspunkt dieses Spannungsabfalls eine über eine Diode führende elektrische Verbindung mit gleichgerichtetem (zweitem) Spannungsiabfall zu einem Kollektorzuleitungspunkt besteht und der zweite Spannungsabfall um mehr als die Summe aus der Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung und der Spannung zwischen dem Kollektorzuleitungspunkt und dem Kollektor des Schalttransistors

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kleiner ist als die Summe des ersten Spannungsabfalls und der Basis-Emitter-Spannung des leitenden Schalttransistors. Dabei ist die Stromflußrichtung der Diode vom basisfernen Bezugspunkt aus gesehen die gleiche wie diejenige der Basis-Emitter-Diode. Durch diese Maßnahmen wird verhindert, daß der Schalttransistor in die Sättigung gesteuert wird. Die Maßnahme bewirkt, daß eine Basisstrombegrenzung stattfindet.

Anhand der Figuren wird auf ein Ausführungsbeispiel eingegangen.

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines Modulationsverstärkers, Fig. 2 den Halbleiter-Umschalter,

Fig. 3 das Steuerglied,

Fig. 4 ein Prinzipschaltbild zu einem Detail der Fig. 3, Fig. 5 einen zeitlichen Spannungsverlauf zur Erläuterung von

Fig. 4-,

Fig. 6 eine Ausführungsmöglichkeit eines Details der Fig. 3»

Fig. 7 ein Prinzipschaltbild des zur Stabilisierung eines Potentiales vorgesehenen Regelkreises,

Fig. 8 ein Schaltungsbeispiel zu Fig. 7·, Fig. 9 ein Prinzipschaltbild zu dem in Fig. 8 enthaltenen Regelkreis, erweitert durch Mittel zur Beeinflussung der geregelten Größe,

Fig.10 Spannungsverläufe zur Erläuterung von Fig. 9.

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Der obere Teil der Fig. 1 ist in Anlehnung an Fig. 8 der DT-PS 1 218 557 aufgebaut. Zur Gleichstromversorgung dient ein Netzgerät 1, welches an eine Netzklemme 2 angeschlossen ist. Gespeist werden vom Netzgerät 1 über eine Drossel 3 eine Schaltröhre 4 und über einen Tiefpaß 5 und eine weitere Drossel 6 eine Senderöhre 7· Dem Steuergitter der Senderöhre 7 wird über einen Verstärker 8 eine Schwingung mit der Sendefrequenz zugeführt, die in der Senderöhre anodenmoduliert wird und über einen abgestimmten Schwingkreis 9 zu einer Antenne 10 gelangt.

Die zur Modulation benötigte Modulationsspannung wird von der Schaltröhre 4 zur Verfügung gestellt, die von Impulsen gesteuert wird, die im Rhythmus der Modulationsschwingung pulslängenmoduliert sind. Im leitenden Zustand der Schaltröhre fließt Strom durch die Drossel 3 über die Schaltröhre 4 zum Tiefpaß 5· Da eine Drossel 11 mit der Drossel 3 gekoppelt ist, so daß beide gemeinsam als eine Speicherdrossel wirken, fließt bei Sperrung der Schaltröhre 4 der Strom über die Drossel 1*¹ und eine Freilaufdiode 12. Durch den Tiefpaß 5 wird die Schaltfrequenz von beispielsweise 50 kHz herausgefiltert, so daß über die Drossel 6 lediglich noch die Grundschwingung der pulsdauermodulierten Impulse an die Anode der Senderöhre 7 gelangt. Diese Grundschwingung (die aus einem Gemisch von Tonschwingungen bestehen kann) ist die Modulationsschwingung, zu deren Verstärkung die Schaltröhre 4 mit dem nachgeschalteten Tiefpaß vorgesehen ist.

Die Betriebsweise der Schaltröhre 4 als pulsdauermodulierter Schalter dient der Wirkungsgradverbesserung des Modulationsverstärkers, dessen Endverstärkerelement die Schaltröhre 4 ist.

Gegenüber der bekannten Anordnung nach Fig. 1 der DT-AS 1 578, die insbesondere bei höheren Leistungen und bei Kurz-

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wellensendern mit großem Frequenzbereich zu Schwierigkeiten führt, hat die in Fig. 1 dargestellte Anordnung den Vorteil, daß die Kathode der Senderöhre 7 auf Erdpotential liegt. Dafür liegt die Schaltröhre 4 auf hohem Potential, was aber wegen der gegenüber der Sendefrequenz niedrigeren Schaltfrequenz leichter zu beherrschen ist.

Der Zusammenhang zwischen der Modulationsspannung, welche einer Klemme 13 zugeführt wird, und der Impulsdauer der pulsdauermodulierten Modulationsspannung, welche die Schaltröhre 4 steuert, ist linear. Für diese Linearität sorgt ein nach bekannten Prinzipien aufgebauter Pulsdauermodulator 14, in welchem ein Vergleich zwischen einer symmetrischen Dreieckschwingung mit Schaltfrequenz und der an Klemme 13 liegenden Modulationsspannung durchgeführt wird. Dadurch ergeben sich pulsdauermodulierte Impulse, deren Breiten bei steigender Modulationsspannung an Klemme 13 größer und bei fallender Modulationsspannung kleiner werden.

Vom Pulsdauermodulator 14 gesteuert wird als Treiber der Schaltröhre 4 ein Halbleiter-Umschalter 15· Er hat die Aufgabe, die Schaltröhre 4 schnell zwischen dem leitenden und dem gesperrten Zustand umzuschalten. Außerdem ist es zweckmäßig, wenn die positive Ausgangsspannung des Treibers modulierbar ist, damit während der Einsahaltzeit der Schaltröhre 4, wenn diese eine Tetrode oder Pentode ist, deren Schirmgitterverluste herabgesetzt werden können. Dann kann die Schaltröhre 4 nämlich sehr weit ausgesteuert werden, wodurch sich ein hoher Wirkungsgrad ergibt.

Der Halbleiter-Umschalter 15 ist mit steuerbaren Halbleiterventilen bestückt, obwohl es nicht aussichtsreich erschien, mit den auf dem Markt verfügbaren Transistoren die geforderten kurzen Schaltzeiten zu erreichen.

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Der Halbleiter-Umschalter 15 schaltet im Rhythmus der pulsdauermodulierten Impulse zwischen einem negativen Potential an Klemme 16 und einem positiven an Klemme 17 um, wobei diese Potentiale auf das mittlere Kathodenpotential der Schaltröhre 4 bezogen sind. Dabei soll das positive Potential an Klemme 17 einerseits verlustleistungsarm stabilisiert sein und andererseits im Rhythmus der Modulationsspannung'veränderlich (mitmoduliert) sein, um die erwähnten Schirmgitterverluste herabzusetzen.

Zur Mitmodulation dient ein Steuerglied 18, das von der Modulationsspannung an Klemme 13 gesteuert wird. Zur Potentialstabilisierung ist ein Zerhacker 19 mit nachgeschalteten Siebmitteln vorgesehen. Der Zerhacker erhält Gleichspannung von einem Gleichrichter 20 und ist mit einem in ihm enthaltenen ,gesteuerten Schalterelement als Stellglied Teil eines Regelkreises mit einer Ist-Wert-Leitung 21 und einer Soll-Wert-Leitung 22. In einem Regler 23 wird die Differenz zwischen Ist-Wert und Soll-Wert gebildet und in die Stellgröße umgeformt, die über die Stelleitung 24 zum Stellglied (Zerhacker 19) gelangt. Die Stellgröße ist ein im Regler 23 erzeugtes pulsdauermoduliertes Hilfssignal mit einer Schaltfrequenz von beispielsweise 20 kHz. Dies hat im Zusammenspiel mit dem Zerhacker 19 den Vorteil, daß die Spannungsstabilisation durch den Regelkreis mit großem Wirkungsgrad erfolgen kann.

Zwischen der Klemme 13 und einer Leitung 25 für eine weitere Führungsgröße, als welche tieffrequenten Anteile der Modulationsspannung dienen, liegt noch ein Tiefpaß 26 mit einer Grenzfrequenz in der Größenordnung von einigen hundert Hertz. Mit seiner Hilfe läßt sich der Wirkungsgrad des Steuergliedes 18 bei tiefen Modulationsfrequenzen verbessern, indem die Kollektor-EmitterspannUng des in Kollektorgrundschaltung im Steuerglied 18 enthaltenen Transistors im gleichen Rhythmus wie dessen Basisspannung (Modulationsspannung) reduziert wird.

*) (oder eines Anteiles hiervon)

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In Fig. 2 ist zwischen den Klemmen 17 und 16 und der Schalt-

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röhre 4 der Halbleiter-Umschalter/aus Fig. 1 dargestellt. Er enthält im oberen Teil der Fig. 2 und im unteren Teil Jeweils eine Schaltstufe . Die Darstellung ist insofern vereinfacht, als

Transistoren Ts 6/9 bzw. Ts 11/12Ln der Praxis durch parallelgeschaltete Transistoren unterstützt werden, um den Strombedarf zu decken. Die nötige Spannungsfestigkeit wird dadurch erreicht, daß der obere und der untere Schaltungsteil der Fig. 2 durch Hintereinanderschaltung solcher Schaltungsteile ersetzt wird. Die Schaltstufen verbinden zum Ein- bzw. Ausschalten der Schaltröhre 4 deren Steuergitter abwechselnd mit dem Steuerglied 18 (Fig. 1) und mit einer negativen Sperrspannung an Klemme 16. Wegen der stromabhängigen Schaltzeiten der Transistoren wird die Schaltröhre 4 durch die pulsdauermodulierte Modulationsspannung, die vom Pulslängenmodulator 14 (Fig. 1) an Klemmen 27 gelangt (PDM-Signal) nur eingeschaltet, d.h. diejenige Schaltstufe, die das Steuergitter der Schaltröhre 4 mit Klemme 17 verbindet, wird durch das PDM-Signal zwangsgesteuert. Dagegen wird die Einschaltung der Schaltstufe, die das Steuergitter mit der Sperrspannung von - 800 V verbindet, vom Übergang der vorgenannten (zwangsgesteuerten) Schaltstufe in den Sperrzustand abgeleitet. Dadurch wird sicher vermieden, daß durch Einschaltung der Sperrspannung, während die Spannung von Klemme 17 noch durchgeschaltet ist, Transistoren zerstört werden. Um den umgekehrten Fall zu vermeiden, daß. die Spannung von Klemme 17 durchgeschaltet >ird, wenn noch die Sperrspannung eingeschaltet ist, werden die Transistoren für die Sperrspannung nur so solange durchgeschaltet, daß die Gitter-Kathode-Kapazitätyder Schaltröhre 4 umgeladen wird. Anschließend wird die Sperrspannung am Gitter der Schaltröhre 4 durch Widerstände aufrecht erhalten. Die Größe der Widerstände ist durch die Aufladungsgefahr des Gitters begrenzt.

Zuerst wird auf den oberen Teil der Fig. 2, also auf die zwangsgesteuerte Schaltstufe eingegangen, die durch das PDM-Signal ein- und ausgeschaltet wird. Sie besteht aus dem Schalttransistor

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Te 6/9 und einem vorgeschalteten PDM-Verstärker. Der oder die Schalttransistoren müssen im durchgeschalteten Zustand die Summe des Gitterstromes und des Umladestromes der Gitter-Kathode-Kapazität liefern können. Zur Vermeidung von Speicherzeiten dürfen die Transistoren nicht bis in die Sättigung gesteuert werden. Bei einem Stromverstärkungsfaktor von etwa würden fünf parallel geschaltete Schalttransistoren für 20 Ampere Kollektorstrom etwa 4 Ampere Basisstrom benötigen. Um diesen Wert zu reduzieren, ist ein Schalttransistor Ts5 als Emitterfolger geschaltet, dem in der Praxis vier zueinander parallel geschaltete Schalttransistoren Ts6/9 nachgeschaltet sind. Auf diese Weise wird vom Transistor Ts4 nur etwa ein Ampere Steuerstrom zur Einschaltung der Transistoren Ts5 und Ts6/9 benötigt.

Ohne PDM-Signal ist der Transistor Ts1 gesperrt. Damit ist auch die Konstantstromquelle Ts2 gesperrt. Ts3 leitet, weil er über Widerstände Ec und R^ und Dioden Gr5 und Gr6 Basisstrom erhält. Eine Diode Gr3 verhindert durch Basisstrombegrenzung, daß der Transistor Ts3 in die Sättigung gesteuert wird. Das geschieht in der Weise, daß beim Absinken der Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors Ts3 auf ungefähr 1,5 V oder weniger Strom über die Diode Gr3 zum Kollektor fließt. In diesem Zustand setzt sich der Spannungsabfall vom basisfernen Bezugspunkt 28 zum Emitter aus den Schleusenspannungen der Dioden Gr5» Gr6 und der Basis-Emitter-Diode zusammen. Dem steht der Spannungsabfall von dem Punkt 28 über einen Kollektorzuleitungspunkt 29 zum Emitter gegenüber. Dieser Spannungsabfall setzt sich aus der Schleusenspannung der Diode Gr3 und der Kollektor-Emitter-Spannung zusammen, die nicht bis auf die Sättigungsspannung absinken darf.

Solange Ts3 leitet, sind die Transistoren Ts4, Ts5 und Ts6/9 gesperrt.

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Beim Eintreffen eines positiven PDM-Impulses an den Klemmen wird Ts1 leitend und schaltet über Widerstände E? und E^ die Konstantstromquelle mit dem Transistor Ts2 ein. Gleichzeitig schließt Ts1 über eine Diode Gr2 die Basisspannung von Ts3 kurz. Ts3 wird beschleunigt gesperrt, weil über eine Diode Gr4 negative Spannung von einem Kondensator C^ auf die Basis von Ts3 gelangt. Die Höhe der Spannung hängt vom Verhältnis der Widerstandswerte von B5 (z.B. 180 Ohm) und E6 (z.B. 47 Ohm für einen Transistor Ts3 vom Typ BSV50) ab. Nach der Sperrung von Ts3 werden der Emitterfolger Ts4 sowie die Schalttransistoren Ts5 und Ts6/9 leitend. Die Einschaltung wird durch Kondensatoren C₁ (Stromerhöhung) und CU (Kurzschluß von E8) beschleunigt. Wenn der Strom durch die Schalttransistoren zu fließen beginnt, wird mit einem Stromwandler Tr" eine positive Spannung erzeugt, die über Widerstände E9 und R11 die Einschaltung beschleunigt. Wenn die Kollektor-Emitter-Spannung der Schalttransistoren auf etwa 6 V gesunken ist, wird eine Diode Gr8 leitend. Durch Basisstrombegrenzung von Ts4 und Ts5 mit Hilfe der Diode Gr8 wird eine weitere Durchsteuerung der Schalttransistoren bis in die Sättigung verhindert.

Beim Abschalten des positiven PDM-Impulses sperrt der Transistor TsL Durch einen Widerstand E2 ist die Schaltzeit ausreichend kurz. Die Konstantstromquelle sperrt schnell, da durch die Ladung von C* die Basis-Emitter-Diode von Ts2 vorgespannt wird. Durch die Überbrückung von E6 mit C^ schaltet Ts3 mit erhöhtem Basisstrom ein und sperrt die Transistoren Ts4, Ts5 und Ts6/9. Die Sperrung wird beschleunigt, weil über eine Diode Gr7 mit der Ladung von C^ die Basis von Ts5 negativ vorgespannt wird. Eine weitere Beschleunigung der Sperrung erfolgt durch den Stromwandler TrI, dessen negativer Impuls über die Widerstände E9 und E11 wirkt. Der Stromwandler ist unter anderem durch einen Widerstand E13 so gedämpft, daß beim Ausschalten der Schalttransistoren nicht durch einen Einschwingvorgang eine erneute Einschaltung infolge der Mitkopplung über den Stromwandler erfolgt.

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Eine Zusatzbeschaltung aus Ze#nerdiode und Widerständen parallel zu den Schalttransistoren soll verhindern, daß die Sperrspannung unzulässig ansteigt. Die Beschaltung ist nötig, weil bei der Kaskadenschaltung mehrerer der oberen Schaltungsteile der Fig. 2 durch die geringfügig unterschiedlichen Schaltzeiten der einzelnen Schaltstufen Sperrspannungsspitzen auftreten können.

Die Schaltstufe im unteren Teil der Fig. 2 soll, ausgelöst durch das Sperren der oberen, zwangsgesteuerten Schaltstufe kurzzeitig die Sperrspannung von Klemme 16 an das Steuergitter der Schaltröhre 4- legen, damit die Gitter-Kapazität umgeladen wird.

Bei leitendem Schalttransistor Ts6/9 fließt über eine Diode Qr10, Widerstände R14 und R15 und einen Impulstransformator Tr2 Strom. Bei Sperrung der oberen Schaltstufe in Fig. 2 wird der Strom unterbrochen. Eine Diode Gr11 verhindert eine Entladung der Röhrenkapazität über den Impulstrafo Tr2. Beim Unterbrechen des Primärstromes von Tr2 wird in den Sekundärwicklungen A und B ein positiver Impuls erzeugt. Transistoren TsIO und Ts11/12 werden kurzzeitig leitend und laden die Gitter-Kathode-Kapazität der Schaltröhre 4 auf die Sperrspannung um. Ähnlich wie bei der zwangsgesteuerten Schaltstufe wird über eine Diode Gr12 der Basisstrom begrenzt, um die Transistoren nicht in die Sättigung zu steuern. Über die Wicklung B und einen Widerstand R16 werden die Transistoren Ts11/12 mitgesteuert. Eine Drossel Dr1 bestimmt mit ihrer Induktivität die Einschaltzeit der Transistoren.

Beim Einschalten der zwangsgesteuerten Schaltstufe erzeugt der Transformator Tr2 sekundärseitig negative Impulse, die - wenn überhaupt nötig (bei fast 100 % Einschaltdauer) - die Sperrung der Transistoren TsH/i2 beschleunigen. Der Widerstand R15 wird durch einen Kondensator C4- überbrückt, damit bei kurzen Stromim-

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pulsen der Transformatorkern ausreichend magnetisiert werden kann. Der Transformator muß durch Widerstände zur Vermeidung von Einschwingvorgängen ausreichend bedämpft Bein. Die Diode Gr10 verhindert bei durchgeschaltetem Transistor TsI"/12 Stromfluß durch den Transformator Tr2.

Zu den Transistoren Ts^/l"/12 parallel geschaltete Zetfnerdioden und Widerstände sollen die Kollektor-Emitter-Spannung auf eine maximal zulässige Spannung begrenzen und während der Sperrung eine Aufladung des Steuergitters der Schaltröhre 4 verhindern.

Besonders bemerkenswert bei Fig. 2 sind die Maßnahmen zur Verkürzung der Schaltzeiten, die es überhaupt erst ermöglicht haben, als Treiber einen Halbleiter-Umschalter zu benutzen und damit die Verlustleistung klein zu halten.

Nun zu Fig. 3: Dieses Steuerglied (18 in Fig. 1) liegt zwischen den Klemmen 13 und 17 und den Schaltungsblöcken 19 und 15 in. Fig. 1. Das Steuerglied soll das positive der von den Schaltstufen zu schaltenden Potentiale im Bereich von - 120 bis + 170 V gegenüber dem Potential an der Klemme K der Kathode der Schaltröhre 4 verändern. Die angelegte Modulationsspannung U-, v/ird in einem Vorverstärker lsi verstärkt und gelangt zur Klemme 13» von wo eine Abzweigung zum Tiefpaß 26 (Fig. 1) führt.

Transistoren Ts13 und Ts14 verstärken die Ausgangsspannung von lsi und ein Transistor Ts15 ist als Emitterfolger geschaltet. Kondensatoren C_-1* und C ,.^ vermindern den Einfluß der Schaltfrequenz (ca. 50 kHz) des Halbleiter-Umschalters 15 (Fig. 2) auf das in Fig. 3 dargestellte Steuerglied 18. Ein Widerstand R17 bedämpft unerwünschte Resonanzen. Transistoren Tsi6 und Ts17 entladen die Kondensatoren C13 und C14, wenn die Entladung über die der Klemme 17 nachgeschaltete Schaltstufe (Fig. 2, oberer Teil) nicht ausreicht.

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In einem Schaltungsauszug, der in Fig. 4 zusammen mit dem schematisch dargestellten Halbleiter-Umschalter 15 und der Schaltröhre 4 dargestellt ist, ist die Auf- und Entladung der Kondensatoren C^₇, und C^ verdeutlicht.

Wie Fig. 5 zeigt, in welcher die Spannung an den Kondensatoren ohne die unerwünschterweise überlagerte Schsltfrequenz des Halbleiter-Umschalters 15 von ungefähr 50 kHz dargestellt ist, werden die Kondensatoren Q,*-, und C,^ durch Ts15 im 1. Viertel I einer Schwingungsperiode aufgeladen auf eine Spannung entsprechend der Basisansteuerung. Im zweiten Viertel II erfolgt die Entladung überwiegend durch den Gitterstrom der Schaltröhre 4. Im dritten Viertel III ist die Entladung abhängig von der Modulationsfrequenz: Bei tiefen Frequenzen erfolgt die Entladung durch den Ladestrom der Gitterkapazität C^; im Takte der Schaltfrequenz fließen kleine Ladungsmengen über die Gitterkapazität als Zwischenspeicher zur Sperrspannung (-800 V) ab. Bei hohen Modulationsfrequenzen (beispielsweise über 1 kHz) können nicht genügend Ladungsmengen abfließen; hierbei erfolgt die Entladung überwiegend durch die Transistoren Ts16 und Ts17, die bei negativer Basis-Emitter-Spannung von Ts15 leitend werden. Im vierten Viertel IV werden die Kondensatoren durch Ts15 wieder aufgeladen.

Eine Schwierigkeit ergibt sich noch bezüglich der Dimensionierung der Siebkondensatoren C^, C_x.^, die klein sein sollten, um bei hohen Modulationsfrequenzen das Steuerglied (18 in Fig. 3) nicht zu stark zu belasten. Andererseits ist die Vergrößerung der Siebkondensatoren zur Verbesserung des Schaltverhaltens des Transistors Ts15 erwünscht. Durch Herabsetzung des Innenwiderstandes bei hohen Frequenzen läßt sich bei einem brauchbaren Kompromiß für die Größe der Siebkondensatoren ein gutes Schaltverhalten erzielen.

Zur Erläuterung wird auf Fig. 6 verwiesen, die im wesentlichen einem Schaltungsauszug von Fig. 3 entspricht, wobei jedoch der

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Transistor Ts15 durch eine Kaskadenschaltung Ts15a, Ts15b, Ts15c ersetzt ist. Zur Herabsetzung des Innenwiderstandes bei hohen Frequenzen befindet sich an der Basis des ersten Emitterfolgers Tsi5>3 ein Kondensator C_ß. Er ist so bemessen, daß die Bandbreite der Emitterfolger für die Modulationsfrequenz nur unwesentlich beeinflußt wird. Mit steigender Frequenz wird der Kondensator C-n immer niederohmiger und kompensiert den zu höheren Frequenzen abfallenden Stromverstärkungsfaktor. Während des Schaltvorganges der in Fig. 2 gezeigten Schaltstufen des Halbleiter-Umschalters entstehen hochfrequente Stromkomponenten, die sich bis zur Basis des Emitterfolgers Td 5a fast voll auswirken. Diese Stromspitzen liefert der Kondensator C-o.

Zur Herabsetzung der Schaltzeiten befinden sich parallel zur Basis-Emitter-Diode der Transistoren Ts15a bis Ts15c Widerstände R18 bis R21 und eine Drossel Dr2, deren Größe auf möglichst kurze Schaltzeit und möglichst wenig Einbuße an Stromverstärkungsfaktor optimiert sind.

Bemerkenswert bei dem anhand der Figuren 3 bis 6 erläuterten Steuerglied (18 in Fig. 1) ist noch, daß die vom Zerhacker kommende Betriebsspannung (Kollektor-Emitterspannung) des Transistors Ts15 nicht konstant ist, sondern in den Bereichen I und II der Basisspannung (die den gleichen Verlauf hat wie die in Fig. 5 dargestellte Emitterspannung) stets nur wenig größer als diese ist, während die Betriebsspannung in den Bereichen III und IV nur wenig über der Zeitachse (d.h. über dem zeitlichen Mittelwert der Basisspannung) liegt. Dadurch wird erreicht, daß die Verlustleistung im Transistor Ts15, die ja von der Kollektor-Emitter-Spannung abhängt, kleiner gehalten wird, als wenn die Kollektorspannung ständig auf einem konstanten Wert gehalten wird, der über den Spannungsspitzen der Basisspannung und Emitterspannung liegt. Allerdings schwankt die Kollektorspannung, wie sie vom Zerhacker geliefert wird, mit Rücksicht auf die Gefahr, daß in anderen Schaltungsteilen

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Schwingungen angeregt werden, nur im Rhythmus relativ tieffrequenter Anteile der Modulationsspannung von beispielsweise unterhalb 300 Hz. Infolge der spektralen Energieverteilung bei Programmodulation ergibt sich aber dennoch eine merkliche Wirkungsgradverbesserung des Steuergliedes.

Wie nun die Kollektorspannung des Transistors Ts15 einerseits stabilisiert und andererseits abhängig von tieffrequenten Anteilen der Modulationsspannung verändert wird, soll anhand der Figuren 7 bis 10 erläutert werden, welche den Zerhacker 19 und den zugehörigen Regelkreis betreffen.

In Fig. 7 ist ein Prinzipschaltbild des Zerhackers mit einer zunächst nur zur Spannungsstabilisierung ausgelegten Regelschleife dargestellt. Auf eine Gleichspannungsquelle U folgt ein als steuerbarer Schalter dargestellter Transistor Ts18, der abwechselnd leitend und sperrend gesteuert wird. Im leitenden Zustand fließt der Laststrom von der Spannungsquelle über eine Speicherdrossel Dr3, die zusammen mit einem Kondensator C.c die Siebmittel für den Zerhacker bildet, zum Verbraucher R. In der Drossel wird Energie gespeichert. Sperrt Ts18, dann fließt der Strom über eine Freilaufdiode Gr13 und die Drossel Dr3 zum Verbraucher. Das Prinzip ist das gleiche, wie in der DT-PS 1 218 557 beschrieben und schon im Zusammenhang mit der Schaltröhre 4-, der Speicherdrossel 3» 11 und der Freilaufdiode 12 erwähnt. Durch Steuerung der jeweiligen Einschaltdauer des mit konstanter Frequenz schaltenden Transistors Ts18 läßt sich die Spannung am Verbraucher R beeinflussen oder durch Regelung konstant halten. Zur Regelung dient der Regler 23, dem der fst-Wert und ein Soll-Wert über je eine Leitung 21 bzw. 22 zugeführt werden.

Da der Zerhacker mit dem zugeordneten Regelkreis aber nicht nur zur Spannungsstabilisierung und Sp annungs reduzierung (d.h. als Transformatorersatz) dienen soll, sondern zur Verlust-

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leistungsreduzierung bei niedrigen Frequenzen im nachgeschalteten Steuerglied (18 in Fig. 1) auch eine in gewissen Grenzen mit der Modulationsspannung veränderliche Ausgangsspannung liefern soll, muß noch eine zusätzliche Führungsgröße in den Regelkreis eingeführt werden. Dies geschieht bei dem in Fig. dargestellten Ausführungsbeispiel dadurch, daß die Führungsgröße dem Ist-Wert überlagert wird.

Auch wenn keine modulationsspannungsabhängige Führungsgröße zugeführt würde, wäre zur Spannungsstabilisierung ein Soll-Wert erforderlich. Dieser wird auf der Leitung 22 (vgl. Fig. 1) dem Regler 23 zugeführt. Entsprechendes gilt für den Ist-Wert und die Leitung 21. Dabei ist der Soll-Wert eine Dreieckspannung mit einer Frequenzvon ca. 20 kHz, um zu erreichen, daß der Transistor Ts18 mit dieser Frequenz laufend leitend und nicht leitend gesteuert wird.

Ein Operationsverstärker Is2 wird durch Mitkopplung als Dreieckspannungsgenerator betrieben. Ein Transistor Tsi9 ist als Emitterfolger (Impedanzwandler) geschaltet.

Eine Spannung, gebildet aus der Führungsgröße auf Leitung 25 und dem Ist-Wert auf Leitung 21, wird durch einen Komparator Is3 mit der Dreieckspannung auf Leitung 22 verglichen.

Die Fig. 9 und 10 veranschaulichen die Funktion. Bei einer positiven Ausgangsspannung IL, von Is3 werden die Transistoren Ts20 und Ts21 sowie Tsi8 leitend. Das ist immer dann der Fall, wenn die Dreieckspannung U-g die aus der Führungsgröße und dem Ist-Wert gebildete Spannung U^ überschreitet.

Eine negative Ausgangsspannung IL, bewirkt eine Sperrung der genannten Transistoren. Bei eingeschaltetem Transistor Ts18 fließt der Laststrom von der Spannungsquelle (+ 300 V) über die Speicherdrossel Dr3 zum Verbraucher, d.h. über das Steuerglied 18 in Fig. 1 zur Klemme 17. Sperrt Tsi8, dann fließt der Strom über eine Freilaufdiode Gr13 zum Verbraucher.

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Zur Erzeugung der modulationsspannungsabhängigen Führungsgröße auf Leitung 25 wird die Modulationsspannung Uj von der Klemme 13 aus über einen Schaltungsteil mit dem Charakter eines Tiefpasses 26 geführt. Ein Kondensator C16 wird über einen Gleichrichter Gr14 auf den Spitzenwert der Modulationsspannung aufgeladen. Die Entladung erfolgt über R22 sowie die Beschaltung eines Operationsverstärkers Is4. Bei höheren Modulationsfrequenzen erfolgt auch eine Entladung über C^r₇ zur Angleichung an den Frequenzgang des Steuergliedes (18 in Fig. 1). Is4 invertiert die Spannung von C,,,-. Die Rückkopplung ist einstellbar. Die Schleusenspannung von Gr14 wird durch Gr15 kompensiert. C^ ist sehr klein, so daß sich mit R22 eine Grenzfrequenz von ungefähr 100 Hz ergibt.

Die Bevorzugung der tiefen Frequenzen im Tiefpaß 26 und Spitzenwertgleichrichtung bei hohen Frequenzen ist bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel nötig, weil wegen der relativ niedrigen Schaltfrequenz von Is2 sonst Verzerrungen im Transistor Ts18 entstehen und die Speicherdrossel Dr3 mit nachgeschalteten Siebkondensatoren zu Resonanzen angeregt werden könnte.

Bei unverändertem Tastverhältnis des Transistors Ts^8 ist die Änderung der dem Steuerglied 18 zugeführten Ausgangsspannung des Zerhackers (zugleich Ist-Wert) proportional zur Änderung der niederfrequenten Anteile der Modulationsspannung Uj. Steigt beispielsweise die Netzspannung, dann steigt auch die Ausgangsspannung. Wie aus den Fig. 9 und 10 zu ersehen ist, bewirkt die Ist-Wert-Erhöhung bei konstanter Führungsgröße eine Erhöhung der Spannung U. . Nach Fig. 10 v/erden durch eine Verschiebung von U. in Richtung + 1,5 V die Tastimpulse U^ von + 12 V schmaler. Das geänderte Tastverhältnis hat eine Verkleinerung der zum Steuerglied 18 führenden Ausgangsspannung des Zerhackers auf angenähert den Ausgangswert vor der Netzspannung sänderung zur Folge. Die Dreieckschwingung ist mit ihren Extremwerten (+ 1,5 V und - 3>5 V) so festgelegt worden, daß bei fehlender Modul at ions spannung die Aus gangs spannung

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des Zerhackers etwa + 80 V beträgt, sich der Modulationsspannung folgend aber im Bereich von + 170 V bis nahezu Null V ändern kann.

Der Zerhacker wird durch eine zusätzliche Regelung gegen Kurzschluß geschützt. Zu diesem Zweck ist in die Zuleitung zum Schalttransistor Ts18 ein Stromwandler Tr3 geschaltet; durch Spannungsverdopplung mit Dioden Gr"16 und Gr17 erhält man eine Spannung, die unabhängig vom Tastverhältnis angenähert proportional zum Schaltstrom ist. Beim Erreichen des zulässigen Grenzstromes für den Transistor Ts18 wird ein vorgespannter Transistor Ts22 leitend und bewirkt durch Änderung (Ansteigen) der Spannung U. eine starke Reduzierung der Einschaltzeit des Transistors Ts18.

Ein Gleichrichter Gri8 am Ausgang des Zerhackers schützt diesen vor negativer Spannung, die im Störungsfall ausgangsseitig anliegen könnte. Ein parallel liegendes RC-Glied dämpft die bei Modulation auftretenden Einschwingvorgänge der Speicherdrossel Dr3.

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Leerseite

Claims

Licentia Patent-Verwaltungs-GmbH 6 Frankfurt/Main 70, Theodor-Stern-Kai 1

Berlin, den 29. März 1977

PT/TFR-B/Wn-zg

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Patentansprüche

i'O/Modulationsverstärker mit einem Endverstärker, der einen Tiefpaß mit Speicherdrossel, eine dem Tiefpaß vorgeschaltete und im Schalterbetrieb arbeitende Schaltröhre sowie eine Freilaufdiode enthält, wobei die Schaltröhre im Rhythmus pulsdauermodulierter Impulse von einem Treiber gesteuert wird, dadurch gekennzeichnet, daß der Treiber ein Halbleiter-Umschalter (15) mit zwei an unterschiedliche elektrische Potentiale (Klemmen 16, 17) angeschlossenen Zweigen ist, die im Schalterbetrieb arbeitende, gesteuerte Halbleiterventile (Ts6/9, Ts11/12) enthalten und von denen jeweils bei einem solchen Potentialsprung der pulsdauermodulierten Impulse, der in einer der beiden Richtungen erfolgt, ein Zweig leitend und der andere nichtleitend steuerbar ist.
2) Modulationsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerung wenigstens eines Zweiges mit pulsdauermodulierten Impulsen konstanter Amplitude bis in Sättigungsnähe der Halbleiterventile (Ts6/9; Ts 11/12) erfolgt.

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ORIGINAL !MSPEC^TEP

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3) Modulationsverstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur Stabilisierung wenigstens eines der Potentiale (Klemme 17) ein Regelkreis vorgesehen ist (Fig. 8), der als Stellglied ein durch ein pulsdauermoduliertes Hilfssignal (Uq) gesteuertes Schalterelement (Ts18) eines Zerhackers (I9i Fig· Ό mit nachgeschalteten Siebmitteln (Dr3, EC) enthält, wobei der dem Regelkreis (R23, Ts3, Ts 20, Ts21, Ts18) zugeführte Ist-Wert von der Ausgangsspannung der Siebmittel abgeleitet ist.
4) Modulationsverstärker nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Zweig (Transistor Ts6/9) unmittelbar durch die pulsdauermodulierten Impulse leitend steuerbar ist und der andere (zweite (Transistor Tsi1/12) vom ersten Zweig leitend steuerbar ist.
5) Modulationsverstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Zweig (Transistor Ts11/12 in Fig. 2) jeweils vom Beginn der ihn durchschaltenden Schaltphase cfer pulsdauermodulierten Impulse an, jedoch nicht für die ganze Dauer dieser Schaltphase leitend steuerbar ist.
6) Modulationsverstärker nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein wenigstens einem der Zweige (Ts6/9 in Fig. 2) vorgeschaltetes Steuerglied (18 in Fig. 1) vorgesehen ist zur Veränderung (Mitmodulation) des zugehörigen Potentials (Klemme 17) im Rhythmus von Anteilen der Grundschwingung (Uj-Qj) der pulsdauermodulierten Impulse so, daß sich dieses Potential in dem Zweig gleichsinnig mit den Anteilen der Grundschwingung verändert.
7) Modulationsverstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß für eine Schaltröhre (4) mit Schirmgitter das Steuerglied (18) wenigstens demjenigen der Zweige (Transistor Ts6/9 in Fig. 2) vorgeschaltet ist, der an dem höheren positiven Potential (Klemme 17) angeschlossen ist.

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8) Modulationsverstärker nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß am Ausgang des Steuergliedes (18) ein Querkondensator (C,,,., C,,^. in Fig. 3) als Ladungs spei eher liegt.
9) Modulationsverstärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß bei einem Steuerglied (18), das dem an einem (ersten) Potential (Klemme 17) angeschlossenen Zweig vorgeschaltet ist, ein Strompfad (Ts 17 in Fig. 3) vorgesehen ist zur Entladung des Querkondensators (C^^, C^) während jeder ersten Hälfte (III in Fig. 5) der dem anderen Potential (- U) zustrebenden Halbwellen des mitmodulierten ersten Potentials (+U) bei hohen Mitmodulationsfrequenzen.
10) Modulationsverstärker nach einem der Ansprüche 5 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuerglied (18 in Fig. 1), das zur Veränderung der geregelten Größe (Ausgangsspannung des Zerhackers 19) im gleichen Sinn wie Anteile der Grundschwingung (U-,) dient, zwischen den Siebmitteln (Dr3, RC in Fig. 8) und dem nachgeordneten Zweig (Transistor Ts6/9 in Fig. 2) vorgesehen ist.
11) Modulationsverstärker nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die vom Regelkreis (21, 23, 24, 19) geregelte Größe steuerbar ist.
12) Modulationsverstärker nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerung der geregelten Größe mit einer Führungsgröße (Leitung 25) erfolgt, die von der Grundschwingung (U ·,) der pulsdauermodulierten Impulse abgeleitet ist.
13) Modulationsverstärker nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuerglied (18) wenigstens einen Emitterfolger (Transistor Tsi5, Ts15a, Ts15b, Ts15c in Fig. 3 bzw. Fig. 6) enthält.

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14) Modulationsverstärker nach Anspruch 15» dadurch gekennzeichnet, daß der Basis-Emitter-Diode wenigstens eines Emitterfolgers (Transistor Ts15a> Tsi5>b, Ts15c) wenigstens ein Widerstand (E 18, R19, R20) parallel geschaltet ist.
15) Modulationsverstärker nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, daß bei mehreren Emitterfolgern in Kaskadenschaltung dem Eingang des ersten (Transistor Ts15a) ein Kondensator (C^) parallel geschaltet ist.
16) Modulationsverstärker nach Anspruch 4 oder einem anderen der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der unmittelbar durch die impulsdauermodulierten Impulse leitend steuerbare Zweig (Transistor Ts6/9 in Fig. 2) durch diese Impulse auch nichtleitend steuerbar ist.
17) Modulationsverstärker nach Anspruch 4 oder einem anderen der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Zweig einen Schalttransistor (Ts3) enthält, dessen Basis wenigstens ein Bauelement (GrJ?, Gr6) vorgeschaltet ist, das bei leitendem Schalttransistor (Ts3) einen Spannungsabfall hervorruft, und daß ausgehend vom basisfernen Bezugspunkt (28) dieses ersten Spannungsabfalls eine über eine Diode (Gr3) führende elektrische Verbindung mit gleichgerichtetem Spannungsabfall zu einem Kollektorzuleitungspunkt (29) besteht, deren (zweiter) Spannungsabfall um mehr als die Summe aus der Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung und der Spannung zwischen dem Kollektorzuleitungspunkt (29) und dem Kollektor des Schalttransistors kleiner ist als die Summe des ersten Spannungsabfalls und der Basis-Emitter-Spannung des leitenden Schalttransistors.

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