DE2705970A1 - Videosignal-konditioniersystem - Google Patents

Description

13. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Veränderungen in der Ladungssumme über eine Periode hinweg moderiert werden, die lang verglichen mit der Periode der Abtastung für eine Vielzahl der Zellen ist.

14. Verfahren zur Reduzierung des Festmuster-Ungeradzahlig/Geradzahlig-Hauschens in einem Videosignal, erzeugt durch Abtastung einer Flächenphotozellenanordnung zur Erzeugung eines Videosignals, gekennzeichnet durch

a) Integration der Ausgangsgröße jeder Zelle, wenn diese in dem Signal erscheint,

b) Erzeugung aus den Integrationsspannungen eines Impulsstromes, der einen Satz von geradzahligen Impulsen umfaßt, die mit einem Satz von ungeradzahligen Impulsen ineinander greifen,

c) Vergleichen der Breite jedes geradzahligen Impulses

in dem Strom mit der Breite eines benachbarten ungeradzahligen Impulses zur Erzeugung einer Steuerspannung abhängig von der dazwischen vorhandenen Differenz, und

d) Modifizierung der Impulsbreiten in einem der Sätze unter Ansprechung auf die Steuerspannung.

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12. Februar 1977 77-V-2O98

RECOGNITION KQUIfMEVT OTßQRPORATEDy Dallas, Texas

Videosignal-Konditioniersystem

Die Erfindung bezieht sich auf ein Korrektursystem für Videorauschen, und zwar insbesondere auf das Festmuster-Ungeradzahlig/Geradzahlig-Rauschen bzw. das Clocksignalrauschen im Ausgangsvideosignal einer selbstabtastenden Photosensoranordnung.

Bei selbstabtastenden Photosensor- oder PhotofUhleranordnungen wird jeder Photosensor^ der* Reihe'"nach durch eine Anordnungsabtastiogik anadressiert und zur Bildung eines Videösignais getastet (sampled). Der Anordnüngsabtäster kann durch zwei komplementäre Clocks oäer TPakte ^ö^Ös¥eüert werden, von denen einer hoch liegt, wenn der¹ andere tief liegt. Beim negativen Übergang jedes Clpcksignals wird an dem Anordnungs-Video-

ORIGINAL INSPECTED

ausgang ein Videoimpuls erzeugt. Jeder Clock oder Takt bewirkt daher die Erzeugung eines alternierenden oder abwechselnden Pulses in einem kontinuierlichen Videoimpuls-Strom.

Bei der Verwendung derartiger Sensoranordnungen besteht ein Problem hinsichtlich des Auftretens des Clocksignalrauschens im Ausgangsvideosignal. Dieses Rauschen tritt dann auf, wenn die die Anordnungsabtastlogik ansteuernden Clocksignale durch die Anordnung zur Videoausgangsklemme gekoppelt werden. Während die Einwirkung auf Zellenansprechgrööen bei hohen Lichtintensitäten gering sein mag, wird ein Videosignal bei niedrigen Lichtintensitäten in signifikanter Weise verformt. Bei einer Sensoranordnung, die einen zwelphasigen Clock oder Takt benötigt, ist ein Übliches Rauschmuster ein solches, bei dem ein versetzter Spannungspegel in jeder zweiten abgetasteten Zelle auftritt. Bei einer Flächenanordnung, welche die schnelle Abtastriohtung längs der X- oder Horizontal-Achse besitzt, erscheinen derartige Spannungsversetzungen als ein Feetmuster-Ungeradzahlig/Geradzahlig-Rauschen aus Vertikalzellen an jeder zweiten Spalte. Zusätzlich zu dem Ungeradzahlig/Geradzahlig-Rausohaueter kann Clockrauschen auftreten, und zwar als ein dem Auegangsvideosignal mit der Zellenabtastrate Überlagerter Impulszug. Serartiges Rauschen wird Üblicherweise als Zellenolockrauschen bezeichnet.

Rauschkorrektursysteme verwendeten verschiedene teilweise erfolgreiche Verfahren zur Verminderung der Wirkungen des Clocksignalrauschens im Ausgangsvideosignal. Beispielsweise wurde ein Zweikanalverstärker verwendet, In dem di« geradzahligen und ungeradzahligen Anordnungezellen durch zwei gesonderte Schaltungen verarbeitet werden, und dl· Verstärkung oder Versetzungen der beiden Kanäle werden zur Erzeugung einer gleichförmigen Ausgangsgröße eingestellt.

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Ein derartiges Verfahren ist jedoch nicht wirkungsvoll, wenn nicht der Eingangsbezugspegel und die ungeradzahligen und geradzahligen Impulse gleichförmig verbleiben.

Ein weiteres Rauschkorrektursystem versuchte, das Clocksignalrauschen an der Quelle zu eliminieren,und zwar durch Einstellung der Schaltzeiten der beiden Phasen eines zweiphasigen die Anordnung ansteuernden Clocks, wodurch die Vorderflanken der Taktsignale synchronisiert werden. Durch den Versuch, das Rauschen an der Quelle zu kompensieren, werden jedoch Veränderungen in der parasitären Kapazität der Anordnung nicht untergebracht. Allgemein muß die parasitäre Kapazität der Anordnung, die notwendig ist, um ein signifikantes Rauschniveau im Ausgangsvideosignal zu erzeugen, im Bereich eines Bruchteils eines Picofarad liegen. Die Rauseheliminierung durch kontrollierte Herstellung ist daher dann nicht praktikabel, wenn die Sensoranordnungen in Massenproduktion hergestellt werden sollen.

Bekannte Rauschkorrektursysteme sind außerordentlich empfindlich gegenüber Handbewegungen in dichter Nachbarschaft zu einer Sensoranordnung, gegenüber Veränderungen in den Umge- · bungsbedingungen und gegenüber der Instabilität der Systemkomponenten. Diese Empfindlichkeit manifestiert sich durch Veränderungen der parasitären Kapazität der Anordnung und durch ein reduziertes Signal-zu-Rausch-Verhältnis. Die Folge davon ist ein Kompromiß hinsichtlich der Zuverlässigkeit jedes Zeichenentscheidungsverfahrens, welches die Videoausgangsgröße verwendet. Zur Verbesserung des Signal-zuRausch-Verhältnisses und zur Verbesserung der Systemimmunität gegenüber Komponenteninstabilitäten wurde eine automatische Verstärkungssteuerung (AGO = automatic gain control)-Rlickkopplungsschleife vorgesehen. Zudem wurde dem Vorwärtsvideoverarbeitungskanal ein Integrator zur Verminderung des Zellenclockrauschens hinzugefügt. Ferner kann eine Schwarz-Bezugssteuerschleife verwendet werden, um eine stabile

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Schwarzmuster-Bezugsgröße vorzusehen, und zwar für eine verbesserte Immunität gegenüber Temperaturschwankungen, Zellenclockrauschen und Komponenteninstabilität.

Die bekanntgemachte US-Patentanmeldung B3O9 755, eingereicht von Weimer, richtet sich auf ein Verfahren zur Erhöhung des Signal-zu-Rausch-Verhältnisses eines Videosignals, erzeugt durch eine Ladungsübertragungsbildsensoranordnung. Das Verfahren benutzt die Kombination einer Anzahl von Signalen aus benachbarten Elementen einer Anordnung zur Bildung eines einzigen Signals, welches lediglich für die Summe der Elementensignale repräsentativ ist. US-PfieA^aa.^^ beschreibt eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Reduzierung des Rauschmusters in einer Vidicon-Kameraröhre mit einer thermischen Detektoranordnung zur Beobachtung von Infrarotstrahlung.

Es ist bislang kein dynamisches Rauchkorrektursystem bekannt, welches ein Videosignal liefert, das einer Photosensoranordnung präsentiertes optisches Bild genau wiedergibt. Obwohl das Signal-zu-Rausch-Verhältnis in der Videoverarbeitungskette verbessert ist, so bleibt doch die Rauchempfindlichkeit für eine zuverlässige Wiedererkennungsverarbeitung zu gering. Die bekannten Systeme sind insbesondere für Änderungen in der parasitären Kapazität der Anordnung empfindlich.

Die vorliegende Erfindung sieht ein dynamisches Rauschkorrektursystem vor, welches in wirkungsvoller Weise die Veränderungen hinsichtlich der parasitären Kapazität der Anordnung berücksichtigt, wobei im wesentlichen das ein festes Muster aufweisende Ungeradzahlig/Geradzahlig-Rauschen im Ausgangsvideosignal einer Photosensoranordnung eliminiert wird, wobei ferner in effektiver Weise das Zellenclockrauschen gedämpft wird.

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Zusammenfassung der Erfindung. Ein festes Muster aufweisende Ungeradzahlig/Geradzahlig-Rauschversetzungen, die in einem Ausgangsvideosignalstrom von einer selbstabtastenden Photosensoranordnung ausgehen, werden dynamisch korregiert, und zwar durch Integration der Ausgangsgröße Jeder Zelle wie sie im Signal erscheint, Erzeugung eines Impulsstromes aus den Integrationsspannungen, wobei der Impulsstrom einen Satz von geradzahligen Impulsen verflochten mit einem Satz von ungeradzahligen Impulsen aufweist, Vergleichen der Breite jedes geradzahligen Impulses im Impulsstrom mit der Breite eines benachbarten ungeradzahligen Impulses zur Erzeugung einer Steuerspannung abhängig von der dazwischen vorhandenen Differenz, wobei dann infolge der Steuerspannung die Breite der Impulse entweder im geradzahligen oder ungeradzahligen Satz der Impulse modifiziert wird.

Gemäß einem spezielleren Aspekt der Erfindung wird jedes Sensorzellenansprechen integriert, und die Integrationsspannung wird getastet (sampled). Sie Abtastspannung (sample voltage) wird in eine Spannungsrampe oder einen Spannungsanstieg umgewandelt, die ihrerseits mit einer Schwarzzeichen-Bezugsschwelle verglichen wird, um einen Impuls zu bilden, der eine Breite besitzt, welche für den Graupegel des optischen Bildes eine Anzeige bildet, welche der Anordnung präsentiert wird. Impulse entsprechend den durch die benachbarten ungeradzahligen und geradzahligen Zellen erzeugten Videosignale werden sodann in ungeradzahlige und geradzahlige Impulszüge aufgetrennt, um eine Stromsenke bzw. eine Stromquelle zu betreiben. Ein Kondensator wird alternativ durch die Stromquelle aufgeladen und durch die Stromsenke entladen, und zwar für Zeitperioden abhängig von der Breite der Treiberoder Ansteuer-Impulse, wodurch eine Versetzungskorrekturspannung gebildet wird. Infolge dieser Korrekturspannung stellt eine schaltbare Stromsenke die Amplituden der Integrationsspannungen, gebildet während geradzahliger Zellenabtast

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Perioden ein, um das Festmuster-Ungeradzahlig/Geradzahlig-Rauschen im wesentlichen zu eliminieren.

Gemäß einem Aspekt der Erfindung arbeitet ein dynamisches Ungeradzahlig/Geradzahlig-Rauschsteuersystem mit einem AGC-Steuersystem und einem Schwarz-Bezugssteuersystem zusammen, um im wesentlichen das Festmuster-Ungeradzahlig/Geradzahlig-Rauschen und Zellenclockrauschen im Ausgangsvideosignal der Anordnung zu eliminieren, und um in wirkungsvoller Weise die Systemempfindlichkeit gegenüber Änderungen der parasitären Kapazität der Anordnung zu minimieren.

Weitere Vorteile, Ziele und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich insbesondere aus den Ansprüchen sowie aus der Beschreibung von Ausfuhrungsbeispielen anhand der Zeichnung; in der Zeichnung zeigt:

Fig. 1 eine perspektivische Ansicht eines in der Hand gehaltenen optischen Zeichenerkennungsgerätes (OCR = Optical Character Recognition-Gerät) in elektrischer Verbindung mit einer Videoverarbeitungseinheit;

Fig. 2 ein funktionelles Blockschaltbild eines OCR-Systems;

Fig. 3 ein funktionelles Blockdiagramm eines erfindungsgemäßen dynamischen Rauschkorrektursystems;

Fig.4a und 4b Zeitsteuerdiagramme, welche die Arbeitsweise des Systems der Fig. 3 veranschaulichen;

Fig. 5 ein schematisch.es elektrisches Schaltbild eines Integrators und eines Analogschalters für das System der Fig. 3;

Fig. 6 ein elektrisches Schemabild eines AGC-Steuersystems für das System der Fig. 3;

Fig. 7 ein elektrisches Schemaschaltbild eines Schwarz-Bezugssteuersystems für das System der Fig. 3; und

Fig. 8 ein elektrisches Schaltbild eines Festmuster-Ungeradzahlig/Geradzahlig-Rausch-Steuersystems für das System der Fig. 3.

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Es sei nunmehr ein bevorzugtes Ausfiihrungsbeispiel der Erfindung beschrieben. In Pig. 1 ist ein in der Hand gehaltenes Zeichenerkennungsgerät 10 dargestellt, welches über ein Datenfeld wie beispielsweise ein Etikett 11 hinwegbewegt werden kann, wie dies durch die Bahn 11a angedeutet ist. Das Gerät 10 ist ein von Hand betätigtes optisches Datenerfassungsund Verarbeitungssystem mit einer öffnung, die sich über die Breite einer zu lesenden Zahl oder eines zu lesenden Zeichens erstreckt und ein Mehrfaches der normalen Höhe derartiger Zeichen besitzt. In dem Gerät 10 untergebrachte optische Mittel leiten Licht durch die öffnung auf ein zu betrachtendes Datenfeld. Das in der öffnung erscheinende Zeichenbild wird durch eine Linse auf eine Anordnung von Photosensorelementen, wie beispielsweise Photodioden, fokussiert. Das Gerät 10 ist über ein Kabel 12 mit einer Videoverarbeitungseinheit 13 verbunden, welche Videobilder der alphanumerischen Daten auf dem Etikett 11 verstärkt und digitiert.

Fig. 2 zeigt ein funktionelles Blockdiagramm eines optischen Zeichenerkennungssystems (OCR = Optical Character Recognition-System) für ein in der Hand zu haltendes Gerät 10.

Information kann dabei auf einen Träger wie beispielsweise ein Dokument, ein Warenetikett oder dgl. gedruckt sein. Das Gerät 10 beleuchtet die auf den Träger gedruckte Information und fokussiert das Bild auf eine Anordnung aus Photosensorelementen. Das optische Bild wird sodann elektro-optisch in ein elektrisches Analogon des sichtbaren Bildes umgesetzt.

Die Videoverarbeitungseinheit 13 nimmt ein Videosignal vom Gerät 10 auf und digitiert das Signal für die weitere Verarbeitung. Eine Erkennungseinheit 14 verarbeitet die digitalen Videobilder zur Identifizierung der Zeichen, welche die im betrachteten Feld liegende Information bilden. Die Zeichenentscheidungen werden als ein Zeichenstrom von Einheit 14 an Ausgabeeinheit 15 geliefert, welche den Zeichenstrom

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entsprechend den Erfordernissen eines Benutzers ediert (ausgibt). Ein ausgegebenes alphanumerisches Datensignal wird sodann durch einen Datenkanal 16 zu darauffolgenden Informationsverarbeitungseinheiten weitergegeben.

Die vorliegende Erfindung richtet sich auf Verbesserungen in der Videoverarbeitungseinheit 13.

Fig. 3 ist ein funktionelles Blockschaltbild eines dynamischen Rauschkorrektursystems, verkörpert in der Videoverarbeitungseinheit 13.

Videodaten von Vorrichtung 10 werden über Kabel 12 am Negativeingang eines Differentialverstärkers 20 empfangen. Der Ausgang des Differentialverstärkers ist mit dem Dateneingang eines Integrators 21 verbunden.

J)er Ausgang des Integrators wird an den Dateneingang eines Analogschalters 22 angelegt, der den Integrator nahe dem Ende einer Integration oder einer Sensorzellenabtastperiode tastet (abfragt, sampled). Die Ausgangsgröße des Schalters 22 liegt ihrerseits an einer Klemme eines 220 Picofarad-Kondensator3 23,* der mit einer zweiten Klemme an Erde liegt, wobei der Ausgang des Schalters 22 ferner am positiven Eingang einer Vergleichsvorrichtung 24 liegt.

Der negative Eingang der Vergleichsvorrichtung 24 steht über einen 330 0hm-Wider3tand 25 mit Erde in Verbindung, und mit den Ausgängen eines Analogschalters 26 und einer spannungsge-H teuer ton Stromquelle 27. Der Ausgang der Vergleichsvorrichtung 24 wird an einen Eingang eines NAND-Gatters 28 angelegt. Der Ausgang deu Komparators oder df>r Vergleichsvorrichtung 24 lif.gt ebenfalls über eine Datenleitung 29 an einem Eingang eine ν Logikeinheit 30 mit automatischer Vei'stärkungssteuerung (A(J(J) an, ferner am Eingang einer Schwarz-Bezugssteuerlogikeiriheit 31 und am Eingang einer Ungeradzahlig/Geradzahlig-S t( lu?fLoßi kejnhei t 32 .

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Die Vergleichsvorrichtung 24 kann die folgende sein: Type 527K, vertrieben von der Firma Signetics in Sunnyvale, Kalifornien.

Der Ausgang des NAND-Gatters 28 ist mit dem Clockeingang (CK) eines Vier-Bit-Zählers 33 und einem zweiten Eingang von Logikeinheit 30 verbunden. Die vier Ausgangsklemmen von Zähler

33 stehen mit entsprechenden Eingängen eines NAND-Gatters 34 und mit den entsprechenden Eingängen eines Vier-Bit-Puffers 35 in Verbindung. Der Rucksteileingang (RES) für Zähler 33 liegt über eine Steuerleitung 36 am einen Eingang einer Clocksteuerlogikeinheit 37, und der Abschalteingang (üisable-Eingang; DIS) zum Zähler ist mit dem Ausgang von NAND-Gatter

34 verbunden. Der Ausgang von NAND-Gatter 34 liegt ebenfalls an einem dritten Eingang zur Logikeinheit 30.

Die Logikeinheit 37 liefert ein Lastsignal längs einer Steuerleitung 38 an Puffer 35, und zwar am Ende einer Zellenabtastperiode (Zellen-Scan-Periode) für die weitere Verarbeitung der Videodaten und gibt ein Enable-Signal an eine zum Schalter 26 führende Steuerleitung 39 ab, und zwar während der Zeitperiode wo die Schwarz-Bezugsspannung auf den neuesten Stand gebracht (updated) wird. Die Logikeinheit 37 liefert ferner ein 36 MIIz-Clocksignal an eine Steuerleitung 40, die zu einem zweiten Eingang von NAND-Gatter 28 führt. Darüber hinaus liefert die Logikeinheit 37 1,8 MHz Clocksignale an Steuerleitungen 41, 42, 43 und 44, die zu einem vierten Eingang der Logikeinheit 30, einem zweiten Eingang der Logikeinheit 31 und zu zweiten bzw. dritten Eingängen der Logikeinheit 32 führen. Die Logikeinheit 37 sieht ebenfalls Clocksignale mit der Anordnungszeilenabtasträte (Array Row Scan Hate) auf Steuerleitungen 45 und 46 vor, die zu einem fünften Eingang der liogikeinheit 30 bzw. einem vierten Eingang der Logikeinheit 32 führen. Ein Stoß oder Durst von Clocksignalen wiederholt uich mit der Photosensoi'bildabtastfrequenz (Photosensor Array Frame Kate) und wird an eine Steuerleitung 47

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geliefert, die zu einem dritten Eingang der Logikeinheit 31 führt. Zudem wird ein Rückstellimpuls an eine Steuerleitung 49 am Ende der Zellenabtastperiode zur Rückstellung des Integrators 21 abgegeben, und ein Enable-Impuls wird nahe dem Ende der Zellenabtastperiode an eine Steuerleitung 48 geliefert, die zu dem Enable-(EN)-Eingang von Analogschalter 22 führt.

Die Logikeinheit 37 steuert auch das Abtasten der Sensoranordnung der Vorrichtung 10. Ein Zeilenclocksignal wird dem Anordnungsabtaster über eine Steuerleitung 50 geliefert, und ein Zeilenclocksignal wird über eine Steuerleitung 51 geliefert. Am Ende einer Rahmen- oder Bildabtastperiode gibt die Sensoranordnung der Vorrichtung 10 einen Impuls ab, der auf einer Steuerleitung 52 einem Eingang der Logikeinheit 37 angelegt wird. Dadurch wird die Arbeitsweise der Einheit 37 mit der Abtastung der Sensoranordnung synchronisiert. Ein erster Ausgang der Logikeinheit 30 steht über eine schaltbare Stromquelle 53 mit einem Eingang eines Pufferverstärkers 54 in Verbindung. Ein zweiter Ausgang der Logikeinheit 30 liegt über eine schaltbare Stromsenke 55 am Eingang von Verstärker 54, und an einer ersten Klemme eines 0,33 Microfarad-Kondensators 56, dessen zweite Klemme mit Erde verbunden ist. Der Ausgang bzw. die * Ausgangsgröße des Verstärkers 54 liegt als eine negative Steuerspannung an einer spannungsgesteuerten Stromsenke 57 und an Stromquelle 27. Die Ausgangsgröße der Stromsenkde 57 steht mit dem positiven Eingang einer Vergleichsstufe (Komparator) 24 in Verbindung.

Die Logikeinheit 30, Stromquelle 53, Stromsenke 55, Kondensator 56, Verstärker 54 und Stromsenke 57 bilden ein AGC-Steuersystem zur Steuerung der Entladerate oder Frequenz des Kondensators 23. Stromquelle 27, Widerstand 25 und Schalter 26 wirken in Kombination mit dem AGC-Steuersystem, um den Betriebsbereich eines Analog/Digital-(AD)-Umsetzers aus Komparator 24, Gatter 28, Zähler 33 und Gatter 34 zusammenzupressen.

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Eine erste Ausgangsgröße der Logikschaltung 31 liegt über eine schaltbare Stromquelle 58 am Eingang eines Pufferverstärkers 59 und an einer Klemme eines 0,33 Microfarad-Kondensators 60, dessen zweite Klemme an Erde liegt. Ein zweiter Ausgang der Logikeinheit 31 ist Über eine schaltbare Stromsenke 61 an den Eingang von Verstärker 59 angelegt, dessen Ausgang mit dem positiven Eingang von Verstärker 20 verbunden ist. Logikeinheit 31, Stromquelle 58, Stromsenke 61, Kondensator 60 und Verstärker 59 bilden ein Schwarz-Bezugssteuersystem, welches die DC-Versetzungen eliminiert, die von der Photosensoranordnung während der Wiederabtastung einer schwarzen Zeile empfangen werden, wodurch das Videodatensignal bezüglich Erde stabilisiert wird.

Eine erste Ausgangsgröße der Logikeinheit 32 liegt Über eine schaltbare Stromquelle 62 am Eingang eines Pufferverstärkers 63 und an einer Klemme eines 0,33 Microfarad-Kondensators 64, dessen zweite Klemme mit Erde verbunden ist. Ein zweiter Ausgang der Logikeinheit 32 steht Über eine schaltbare Stromsenke 65 mit den Eingang von Verstärker 63 in Verbindung. Eine dritte Ausgangsgröße der Einheit 32 liegt am Enable-Eingang einer schaltbaren Stromsenke 66, deren Spannungssteuerungsein-* gang mit dem Ausgang von Verstärker 63 verbunden ist. Eine vierte Ausgangsgröße der Logikeinheit 32 liegt am Enable-Eingang einer Konstant stromsenke 67. Die Ausgänge der Stromsenke 67 und der Stromsenke 66 sind jeweils mit dem Steuereingang (CNT) von Integrator 21 verbunden.

Die Schaltungschleife aus Logikeinheit 32, Stromquelle 62, Stromsenke 65, Kondensator 64» Puffer 63, Stromsenke 66 und Stromsenke 67 bildet ein Steuersystem zur Eliminierung des Festmuster-Ungeradzahlig/Geradzahlig-Rauschens bzw. dieser Störungen. Demgemäß haben die sich Über die Anordnung bewegenden Zeichenmuster die gleiche durchschnittliche Einwirkung auf die ungeradzahligen Zellen, wie auf die geradzahligen Zellen.

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Das Ansprechen des Systems ist verglichen mit der Zellenabtastfrequenz langsam, um zu verhindern, daß Zeichenbildmuster das Versetzungskorrekturverfahren nachteilig beeinflussen.

Im Betrieb werden Videodaten von Vorrichtung 10 über Kabel 12 am Eingang von Differentialverstärker 20 empfangen. Die Ausgangsgröße des Verstärkers wird in den Integrator

21 eingespeist, der durch die Logikeinheit 37 unmittelbar vor Abtasten jeder Photozelle der Sensoranordnung rückgestellt wird. Vor der Rückstellung des Integrators wird die Spitzenspannung am Ausgang des Integrators getastet (sampled) und zwar nahe dem Ende einer Zellenabtastperiode und durch Schalter 22 unter der Steuerung eines Enable-Signals auf Leitung 43. Die getastete Spannung wird dann durch Schalter

22 zum Kondensator 23 übertragen, der auf ein Spannungsniveau aufgeladen ist, welches repräsentativ für die letzte Abtastperiodenintegrationsspannung ist.

Nach Abtasten einer nächsten Photozelle schaltet Logikeinheit 37 als erstes Schalter 22 ab (disable), und stellt dann Inte-_% grator 21 durch an Leitungen 48 bzw. 49 angelegte Steuerimpulse zurück. Wenn der Analogschalter 22 abgeschaltet ist, so kann sich der Kondensator 23 mit einer durch die Stromsenke 57 gesteuerten Kate entladen.

Die durch die Entladung des Kondensators 23 hervorgerufene Spannungsrampe wird an den positiven Eingang des Komparators 24 angelegt. Die Anfangshöhe der Rampe hängt von der getasteten Integratorausgangsspannung ab, und die Neigung der Rampe wird durch das AGC-Steueraystem durch Stromsenke 57 gesteuert, um den maximalen weißen Hintergrundpegel, der erkannt werden soll, eiriüUütelJ en.

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Komparator 24 vergleich die Spannungsrampe mit der Bezugsspannung am Widerstand 25 und erzeugt eine logische Eins-Ausgangsgröße solange die Spannungsrampe eine Größe besitzt, die größer ist als die Größe der Bezugsspannung. Eine logische Null wird dann erzeugt, wenn die Rampenspannung kleiner ist als die Bezugsspannung.

Die irapulsbreitenmodulierte Ausgangsgröße des !Comparators 24 wird an NAND-Gatter 28, die AGC-Steuerlogik, die Ungeradzahlig/-Geradzahlig-Steuerlogik und die Schwarzbezugssteuerloglk angelegt. Wenn sich die Ausgangsgröße des !Comparators 24 in einem logischen Eins-Zustand befindet, so wird das NAND-Gatter 28 enabled (eingeschaltet) und das 36 MHz-Signal auf Leitung 40 wird an den Clockeingang des Zählers 33 angelegt. Die Ausgangsgröße des NAND-Gatters 28 besteht aus einer Gruppe von getasteten (gated) 36 MHz-Clockimpulsen. Die Anzahl der 36 MHz-Impulse in jeder Gruppe ist proportional zur Ladung der speziellen abgetasteten Photodiodenzelle. Die Breite des Impulses am Ausgang des !Comparators 24 und somit die Größe des Zählerstands sind eine Punktion von sowohl der Größe als auch der Entladeneigung der Spannung am Kondensator 23.

Da der Zähler 33 ein Vier-Bit-Binärzähler ist, kann er bis zu einem Maximum der Binärzahl 1111 oder Dezimalzahl 15 zählen. Es können jedoch abhängig von der Weißheit des betrachteten Mediums mehr als 15 36 MHz-Clockimpulse gezählt werden. Um ein Überlaufen des Zählers dann zu verhindern, wenn ein Signal vorliegt, welches einen weißen Pegel anzeigt, der größer ist als das maximal erkennbare Weiß (binäre 1111), so wird das NAND-Gatter 34 durch einen Zählerstand von 15 enabled, d. h. eingeschaltet, um den Zähler 33 abzuschalten (disable).

Während der Abtastung einer Zeile (Reihe) von Sensorzellen der Sensoranordnung fühlt die Logikeinheit 30 den Ausgang ' der Gatter 28 und 34 ab und erzeugt die AGC-Korrektursignale üum AnLegen an Stromquelle 53 und Stromaenke 55. Uati AGC-Steuersyatem wirkt mit der Zei Lenabtas bfrequenz, um ilen Zühlfcr 33

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zu zwingen, einen weißen Hintergrund als eine binäre 15 zu identifizieren, wodurch ein Videosignal in 16 Graupegel im Bereich von Schwarz (O) bis Weiß (15) aufgeteilt wird. Für Zwecke der AGC-Steuerung fühlt die Logikeinheit 30 die Ausgänge der Gatter 28 und 34 ab, um einen Zählerstand von größer als 15 festzustellen, der im folgenden als ein 16-Zählerstand bezeichnet wird. Wenn weniger als vier der 16 Zählerstände beim Abtasten einer Zeile von Sensorzellen festgestellt werden, so erzeugt Logikeinheit 30 ein Korrektursignal am Ende der Zeilenabtastung, um den Spannungspegel von Kondensator 56 durch Stromquelle 53 anzuheben. Wenn die Spannung am Kondensator 56 ansteigt, so wird die DC-Ausgangsgröße des Verstärkers 54 erhöht und der Entladestrom der Stromsenke 57 wird vermindert. Daraufhin wird die Systemverstärkung erhöht und eine geringere Spannung am Kondensator 23 ist erforderlich, um einen 15-Zählerstand breiten Impuls am Ausgang des Komparators 24 zu erzeugen. Die Stromsenke ändert in der Tat den Maßstabsfaktor für eine multiplizierende A/D-Umwandlung.

Wenn mehr als 10 der 16 Zählerstände in der Logikeinheit 30 während einer Zeilenabtastung festgestellt werden, so erzeugt* die Logikeinheit 30 ein Korrektursignal durch Stromsenke 55. Die Spannung am Kondensator 56 wird auf einen negativeren Pegel hin getrieben, die Spannungsausgangsgröße des Verstärkers 54 wird verringert und der Entladestrom der Stromsenke 57 wird erhöht. Daraufhin ist eine größere Spannung am Kondensator 23 erforderlich, um einen 15-Zählerstand-Videoimpuls am Ausgang des Komparators 24 zu erzeugen.

Im hier beschriebenen bevorzugten Ausflihrungsbeispiel wird das Videosignal durch eine selbstabtastende Photosensoranordnung mit 38 Zeilen von Photosensorzellen erzeugt, wobei 14 Zellen pro Zeile vorgesehen sind. Zwei Zellen pro Zeile sind inaktiv, um eine Zeile-zu-Zeile-Übergangsperiode äquivalent zu zwei Zellenabtastperioden vorzusehen.

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Die Grenzen von zehn und vier bezüglich der Peststellung der 15 Zählerstände wurden für den wirkungsvollen Betrieb des speziellen verwendeten Systems ausgewählt, und sie können sich von System zu System, entwickelt gemäß der Erfindung, ändern. Durch die Logikeinheit 30 wurden keine Korrektursignale erzeugt, wenn weniger als 11 aber mehr als sechszehn Zählerstände in einer Zeilenabtastung festgestellt wurden.

Wenn ein Informationsmuster abgetastet wird, wurde festgestellt, daß Druckerschwärzereflexionsmittel ein Zeichen-Schwarz-Ansprechen hervorrufen, welches die Tendenz besitzt, etwas höher als absolutes Schwarz zu liegen. Ferner wird das Druckkontrastverhältnis durch direkt auf eine Photosensoranordnung auftreffendes Licht verschlechtert. Während der Verarbeitung eines Videosignals vereinigen sich diese Effekte in einer Begrenzung des verwendbaren Bereichs der an den Komparator 24 angelegten Rampenspannung. Zur Kompensation wird der Schalter 26 durch Logikeinheit 37 während der Abtastung der Sensoranordnung für Videoansprechen abgeschaltet. Die unter Steuerung des Verstärkers 54 stehende Stromquelle 27 liefert dann einen Spannungsabfall am Widerstand 25, der zu demjenigen äquivalent ist, welcher ein schwarzes Zeichen am Kondensator 23 hervorrufen würde. Der Effekt des Spannungsabfalls am Widerstand 25 besteht darin, den Nullvideopegel vom absoluten Schwarz auf einen Pegel anzuheben, welcher annähernd äquivalent zu 20 % des weißen Hintergrundpegels ist. Der Betriebsbereich des A/D-Umsetzers aus Komparator 24, Gatter 28, Zähler 33 und Gatter 34 wird dadurch komprimiert und der verbleibende Videobereich ist in die 16 Graupegel (0-15) aufgeteilt, die durch Druckerschwärzereflexionsmittel oder direkt auftreffendes Licht unbeeinflusst sind.

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Demgemäß steuert infolge der negativen Steuerspannung des Verstärkers 54 die Stromsenke 57 und die Stromquelle 27 die Entladungsgeschwindigkeit des Kondensators 23 bzw. den Bezugsspannungspegel am Widerstand 25. Der weiße Hintergrund des Informationsfeldes wird dadurch abgefahren und der Videobereich wird zwischen Zeichenschwarz und Papierweiß für ein genaueres optisches Datenerfassen zusammengepreßt.

Am Ende einer Zellenabtastperiode werden die Inhalte des Zählers 33 in vier Bit-Puffer 35 getastet und der Zähler wird durch die Logik 37 riickgesteilt. Der Puffer 35 erzeugt dadurch eine stabile Datenquelle, die sich nur ändert, wenn sie am Ende jeder Zellenabtastperiode auf den neuesten Stand gebracht wird. Der Inhalt von Puffer 35 gibt eine Graustufe an, die durch einen (nicht gezeigten) Korrelator verarbeitet wird, um jedes Sensorzellenvideosignal in eine Schwarz- oder Weiß-Entscheidung aufzulösen.

Alle lichtintegrierenden Abbildsysteme (light integrating imaging systems = LIS) erzeugen elektrische Signale dann, wenn Licht auf eine speziell behandelte lichtempfindliche Fläche für eine bestimmte Zeitdauer auftrifft. Die auf der Fläche nach der Belichtung mit Licht verbleibende Ladung ist proportional zum Integral der auf die Fläche fallenden Lichtmenge, woher der Ausdruck "lichtintegrierend" kommt. Die Größe jedes Videowiederaufladeimpulses nimmt für die gleiche Lichtintensität ab, wie sich die Gesamtgeschwindigkeit der Abtastung erhöht.

Wenn die letzte Zeile eines Bildes (Rahmen) von Sensorzellen abgetastet ist, so erfolgt ein Bildsynchronisationsimpuls auf Leitung 52, der durch die Logikeinheit 37 festgestellt wird. Daraufhin erzeugt die Logikeinheit 37 Signale längs Leitungen 50 und 51, um eine unmittelbare Wiederabtastung der Bodenzeile des Bildes zu erzwingen.

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Die zweite Abtastung erzeugt wegen der kurzen zugelassenen Entladungszeit ein Signal, welches im wesentlichen das gleiche ist, wie wenn diese Zeile vollständig gegenüber der Belichtung mit Licht abgeblockt wäre.

Das Schwarzbezugssteuersystem bestimmt die Versetzung, die notwendig ist, um eine DC-Nullbezugsgröße während einer Schwarzzeilenwiederabtastung zu erzeugen. Insbesondere infolge des Bildsynchronisationsimpulses auf Leitung 52 schaltet die Logikeinheit 37 (enables) die Logikeinheit 31 und Schalter Die Ausgangsgröße der Stromquelle 27 wird dadurch durch Schalter 26 mit Erde verbunden und die negative Eingangsgröße für den Komparator 24 wird auf Erdpotential gehalten. Während der SchwarzzeilenwiederabtastungafUhlt die Einheit 31 den Ausgang des !Comparators 24 ab und spürt die DC-Verschiebungen im Videosignal auf, die erzeugt sein können durch Sensorzellenstromleck und DC-Versetzungen induziert durch DC-Verstärker in der Videoverarbeitungskette. Venn ein Logik-Null-Impuls am Ausgang des Komparators 24 während einer Zellenabtastperiode festgestellt wird, so schaltet die Logikeinheit 31 die Stromsenke 61 ein, um die Ladung im Kondensator 60 zu dekrementieren, d. h. zu verringern. Venn die Ausgangsgröße des Komparators 24 in einem logischen Eins-Zustand verbleibt, so schaltet die Einheit 31 die Stromquelle 58 ein, um die Ladung im Kondensator 60 zu inkrementieren, d. h. stufenweise zu erhöhen.

Das Schwarzbezugssteuersvstem lädt somit den Kondensator 60 auf und entlädt ihn wenn Jede Zelle der untersten Zeile der Sensoranordnung wieder abgetastet wird, um die DC-Versetzungen im Videosignal auszugleichen. Nachdem eine SC-VuIl am Ausgang von Verstärker 20 erreicht ist, verbleibt die Ausgangsgröße von Integrator 21 nahe einem Null-Pegel während einer schwarzen Zeilenwiederabtastung. Der Spannungspegel am Kondensator 60 wird daraufhin die absolute Schwarzbezugsgröße für die nächste Vollbildabtastperiode. Am Ende der nächsten Bildabtastung

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wird die DC-Bezugsgröi3e auf den neuesten Stand gebracht und die Systemschwarzbezugsgröße wird korregiert, um jegliche DC-VerSchiebungen zu kompensieren, die während der Bildabtastung aufgetreten sein können.

Das Ungeradzahlig/Geradzahlig-Steuersystem erzeugt eine Amplitudenkorrektur für Festmuster-Ungeradzahlig/Geradzahlig-Rauschen, welches im Ausgangsvideosignal einer Photosensoranordnung auftreten kann. Wie zuvor beschrieben, entspricht die Breite eines Impulses am Ausgang des !Comparators 24 der Amplitude einer Signalspitze empfangen vom Integrator Unter Steuerung der Logikeinheit 37 fühlt die Logikeinheit 32 den Ausgang von Komparator 24 ab und legt die geradzahligen Zeülenimpulse an Stromquelle 62 und die ungeradzahligen Zellenimpulse an Stromsenke 65. Nimmt man an, daß die Signalspitzen für die geradzahligen Zellen größer sind als flir die ungeradzahligen Zellen, so sind die durch Komparator 24 erzeugten Impulse breiter für die mit geraden Zahlen numerierten Zellen. Somit wird der Kondensator 64 durch eine Stromquelle 62 für eine längere Zeitperiode aufgeladen, als er durch die Stromsenke 65 entladen wird. Die Nettoladung des Kondensators 64 wird daher erhöht, wie auch die DC-Steuerspannung am Ausgang · von Verstärker 63.

Stromsenken 66 und 67 werden alternativ durch Logikeinheit 32 eingeschaltet. Konstantstromsenke 67 wird nur während ungeradzahliger Zellenabtastungen eingeschaltet, und die schaltbare Stromsenke 66 wird nur während geradzahliger Zellenabtastungen in Gang gesetzt. Auf diese Weise sind Mittel vorhanden, um den negativen Integratorstrom zu verändern, der gemeinsam durch Senken 66 und 67 während der alternativen Zellenabtastungen erzeugt wird, um dadurch die Ausgangsspannung des Integrators 21 zu verschieben. Wenn der negative Steuerstrom aus Ausgang von Senke 66 ansteigt, so nimmt die Ausgangsspannung des Integrators 21 während geradzahliger Zellenabtastungen ab, bis die Impulsbreiten von Komparator 24 sowohl für die

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geradzahligen als auch für die ungeradzahligen Zellen gleich sind.

Für den Fall, daß die Signalspitzen vom Integrator 21 für ungeradzahlige Zellen höher sind als für geradzahlige Zellen, so wird die Stromsenke 65 fUr eine längere Periode als die Stromquelle 62 eingeschaltet. Infolgedessen wird die Ladung des Kondensators 64 vermindert und die Integratorausgangsspannung für geradzahlige Zellen wird erhöht. Auf diese Weise wird die Spannung am Kondensator 64 auf einen Pegel korregiert, der zur Eliminierung der Ungeradzahlig/Geradzahlig-Zellendifferenzen erforderlich ist. Wenn keine Ungeradzahlig/Geradzahlig-Zellendifferenzen festgestellt werden, so verbleibt die Ladung des Kondensators 64 ungeändert.

Zusammenfassend kann man sagen, daß das System der Fig. 3 das Videosignal von der Vorrichtung 10 am Verstärker 20 übernimmt. Eine Schwarzbezugsgrößenversetzung, die mit der Bildfrequenz auf den neuesten Stand gebracht wird, wird an den Verstärker 20 angelegt, um DC-Versetzungen zu eliminieren, die durch Sensorunvollkommenheiten und Verstärkerdrift in der Videoverarbeitungskette hervorgerufen werden. Sodann wird das Videosignal durch Integrator 21 integriert, wobei dessen Ausgangsgröße bei der Zellenfrequenz durch die Ungeradzahlig/-Geradzahlig-Steuerschleife eingestellt wird, um das Festmuster-Ungeradzahlig/Geradzahlig-Rauschen zu eliminieren. Vor der Umwandlung des Analogvideosignals in ein Digitalformat steuert die AGC-Steuerschleife, die mit der Zeilenfrequenz auf den neuesten Stand gebracht wird, den Spannungspegel am Widerstand 25, um den Arbeitsbereich der A/D-Umwandlung zu begrenzen, und steuert auch die Entladerate oder -geschwindigkeit des Kondensators 23, um den maximalen weißen Hintergrundpegel einzustellen, der zu erkennen ist. Jeder Videoimpuls vom Komparator 24 wird sodann in ein Vier -Bit-Digitalwort umgewandelt, und zwar mit einem Wert proportional zum Ladestrom der abgetasteten Photodiode.

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Erfindungsgemäß arbeitet die Ungeradzahlig/Geradzahlig-Steuerschleife bei der Zellenabtastfrequenz zur Eliminierung des Festmuster-Ungeradzahlig/Geradzahlig-flauschens im Videosignal. Ferner arbeitet die Ungeradzahlig/Geradzahlig-Steuerschleife in Übereinstimmung mit der Schwarzbezugssteuerschleife und der AGC-Steuerschleife, um Zellenclockrauschen zu unterdrücken, und um die Systemempfindlichkeit gegenüber Veränderungen in der Anordnungskopplungskapazität wirkungsvoller abzuschwächen, als dies bei bekannten Systemen der Fall ist.

Es sei nunmehr auf die Figuren 4a und 4b Bezug genommen. Die Clocksteuerlogikeinheit 37 ist im einzelnen nicht dargestellt, da sie von üblichem Aufbau ist. In den Figuren 4a und 4b sind jedoch Zeitsteuerdiagramme gezeigt, welche die Arbeitsweise der Logikeinheit 37 veranschaulichen.

Die Wellenform 70 veranschaulicht ein 18 MHz-Clocksignal, abgeleitet aus dem 36 MHz-Systemclock, geliefert an NAND-Gatter 28 auf Leitung 40 der Fig. 3. Zehn 1,8 MHz-Clocksignale werden aus dem 18 MHz-Clocksignal dargestellt durch Wellenform abgeleitet. Die Wellenformen 71, 72, 73, 74, 75, 76 und illustrieren die invertierte Phase 0, Phase 1, Phase 2, Phase*3, Phase 4, Phase 8 und Phase 9 Clocksignale, die durch einen 4 bis 10 Decoder erzeugt werden können, angesteuert durch einen Vier-Bit-dividiere-durch-zehn-Zähler, der mit einer Frequenz von 1,8 MHz arbeitet. Jede dieser Wellenformen besitzt eine Frequenz von 1,8 MHz und besteht aus Impulsen mit einer Impulsbreite von 55 Nanosekunden.

Wellenform 78 veranschaulicht die Impulsfolge, welche durch Logikeinheit 37 längs Leitung 48 angelegt wird, um den Arbeitszyklus von Analοgeehalter 22 zu steuern. Wie man aus einer Betrachtung der Fig. 4a erkennt, ist die Wellenform 78 mit der Wellenform 71 in Phase.

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Die Wellenform 79 veranschaulicht die Integratorriickstellirapulsfolge ausgegeben durch Logikeinheit 37 längs Leitung 49 an Integrator 21. Die Vorderflanke jedes Impulses von Wellenform 79 erfolgt an der Vorderflanke eines Impulses von Wellenform 73, und die hintere Flanke jedes Impulses von Wellenform 79 erfolgt an der vorderen Kante eines Impulses der Wellenform 75. Die Wellenform 79 besitzt eine Frequenz von 1,8 MHz und besteht aus Impulsen mit einer Impulsbreite von 110 Nanosekunden.

Die Wellenformen 80 und 81 der Fig. 4b veranschaulichen Impulse, die nur während der letzten Zellenabtastperiode einer Zeilenabtastung auftreten, und die an Logikeinheiten 30 bzw. 32 angelegt werden. Die Vorderflanken der Impulse der Wellenform 80 treten zusammenfallend mit der Vorderflanke jedes 14. Impulses der Wellenform 71 auf. Die Impulsbreite der Impulse der Wellenform 80 ist gleich einer Zellenabtastperiode. Die Vorderflanken der Impulse der Wellenform 81 treten jedoch zusammen mit der Vorderflanke jedes 14. Impulses der Wellenform 74 auf. Die hinteren Flanken dieser Impulse treten zusammen mit der Vorderflanke jedes 14. Impulses der Wellenform 76 auf.

Die Wellenform 80 ist in Fig. 4b in einem unterschiedlichen Maßstab dargestellt. Wellenform 82 veranschaulicht die Einschalt-(enable)-Impulsfolge_t die von Logikeinheit 37 längs Leitung 39 an Schalter 26 der Fig. 3 geliefert wird, und die Wellenform 83 zeigt die längs Leitung 47 an Logikeinheit 31 während der Schwarzzeilenwiederabtastperiode angelegte Impulsfolge. Wellenform 82 besitzt eine Frequenz gleich der Bildabtastfrequenz und besteht aus Impulsen mit Impulsbreiten von 15 Microsekunden. Wellenform 83 besteht aus Impulsgruppen, die in Phase mit Wellenform 82 auftreten. Jede Impulsgruppe umfaßt zwei Sätze von 12 Impulsen, wobei jeder Impuls eine ' Breite von 550 Nanosekunden aufweist. Wie man durch eine Betrachtung der Fig. 4b erkennt, besitzt jeder Impuls der

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Wellenform 82 und jede Impulsgruppe der Wellenform 83 eine Vorderflanke, die am Ende einer Bildabtastung der 38-Zeilen-Sensoranordnung auftritt. Die Impulsbreite jedes derartigen Impulses oder Impulsgruppe ist äquivalent zu zwei Zeilenabtastperioden.

Fig. 5 zeigt ein elektrisches schematisches Schaltbild von Integrator 21 und Analogschalter 22.

Ein Videosignal wird über eine Datenleitung 85 empfangen, die zur Basis eines pnp-Transistors 86 führt, dessen Emitter über einen 330 Ohm-Widerstand 87 mit einer +12 Spannungsquelle 88a verbunden ist. Der Kollektor von Transistor 86 liegt an einer Klemme eines 330 Picofarad-Kondensators 89, dessen zweite Klemme geerdet ist. Der Kollektor von Transistor 86 ist ebenfalls mit der Anode einer Diode 90, der Kathode einer Diode 91, dem Kollektor eines npn-Transistors 92 und der Basis eines pnp-Transistors 93 verbunden.

Der Emitter von Transistor 92 liegt an der Anode einer Diode 94 und an Erde. Die Kathode von Diode 94 steht mit der Anode von Diode 91 in Verbindung. Die Basis von Transistor 92 ist über einen 470 Ohm-Widerstand 95 mit Steuerleitung 49 verbunden, und über einen 4,7 kOhm-Widerstand 96 mit dem Kollektor von Transistor 93. Transistoren 86 und 92, Kondensator 89, Widerstände 87 und 95 und Dioden 90, 91 und 94 bilden den Integrator 21 der Fig. 3.

Der Kollektor von Transistor 93 steht ebenfalls mit einer -12 Volt-Spannungsquelle 88b und einer ersten Klemme eines 0,0 1 Microfarad-Kondensators 87 in Verbindung, welch letzterer mit seiner zweiten Klemme an Erde liegt. Der Emitter von Transistor 93 ist über einen 2,0 kOhm-Widerstand 98 an den Kollektor eines pnp-Transistors 99 angelegt und steht über Widerstand 98 und einen 1,0 kOhm-Widerstand 100 mit der ersten Klemme von Kondensator 97 in Verbindung.

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Die Basis von Transistor 99 liegt über einen 220 Ohm-Widerstand 101 und einen 470 Picofarad-Kondensator 102 an Leitung 48, die zu einem Ausgang der Clocksteuerlogikeinheit 37 der Fig. führt. Die Basis von Transistor 99 ist ebenfalls über einen 10 kühm-Widerstand 103 mit der Kathode von Diode 90 und mit einer +5 Volt-Spannungsquelle 88c verbunden. Die Basis von Transistor 99 liegt ferner an der Anode einer Diode 104, deren Kathode mit Spannungsquelle 88c verbunden ist. Der Emitter von Transistor 99 liegt an Spannungsquelle 88c und einer ersten Klemme eines 0,01 Microfarad-Kondensators 105, welch letzterer mit einer zweiten Klemme an Erde liegt, und über einen 51 Ohm-Widerstand 106 mit dem Kollektor eines npn-Transistors 107 verbunden ist.

Die Basis von Transistor 107 ist mit der Kathode einer Diode 108 und mit dem Emitter von Transistor 93 verbunden. Die Anode von Diode 108 liegt, an der Kathode einer Diode 109, deren Anode an Erde liegt. Der Emitter von Transistor 107 liegt am positiven Eingang von Komparator 24 der Fig. 3 und über einen Kondensator 23 an Erde.

Transistoren 93, 99 und 107, Kondensatoren 97, 102 und 105, Widerstände 96, 98, 100, 101, 103 und 106 sowie Dioden 104, 108 und 109 bilden Analogschalter 22 der Fig. 3. Transistor 107 ist ein Transistor speziell geeignet für Analogschalterausführungen und gehört beispielsweise zur Bauart Modell Nr. MPS-H34, hergestellt von der Firma Motorola Semiconductor Products, Incorporated, Phoenix, Arizona, U.S.A.

Im Betrieb wird ein vom Verstärker 20 auf Leitung 85 empfangenes Videosignal durch Transistor 86 in einen Strom umgewandelt. Der Strom lädt den Kondensator 89 auf, um eine Integration des Eingangsvideosignals zu bewirken.

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Nahe dem Ende einer Integrationsperiode tritt ein Enable-(Einsehalt)-Signal auf Leitung 48 auf, um Transistor 99 und Transistor 93 von Analogschalter 22 zu aktivieren. Die Spannung am Kondensator 89 wird sodann über Transistoren 93 und 107 auf Kondensator 23 der Fig. 3 übertragen. Nachdem die Spannung vom Kondensator 89 auf Kondensator 23 übertragen ist, wird der Transistor 99 abgeschaltet, um Analogschalter 22 zu entaktivieren, und es tritt ein Rückstellsignal auf Leitung 49 auf, um Transistor 92 und Entladekondensator 89 zu aktivieren.

Fig. 6 ist ein schematisches elektrisches Schaltbild des AGC-Steuersystems der Pig. 3.

Die Zählerstand-15-Impulse erzeugt durch NAND-Gatter 34 werden über eine Steuerleitung 115 und einen Inverter 116 am J-Eingang eines J-K-Flipflops 117 empfangen. Der Clockeingang (CK) zum Flipflop 117 steht mit einer Steuerleitung 118 in Verbindung, welche zum Ausgang von Gatter 28 der Fig. 3 führt, und der K-Eingang liegt an Erde. Der Enable-(Einschalt)-Eingang des Flipflops steht über Steuerleitung 41 mit Logikeinheit 37 der Fig. 3 in Verbindung, welche ein Phase 3-1,8 MHz-Clocksignal liefert, wie dies durch die Wellenform 74 der Fig. 4a * dargestellt ist. Der Voreinstell-(preset = PR)-Eingang zu Flipflop 117 ist mit der +5 Volt-Quelle 88c verbunden, und der Q-Ausgang des Flipflops liegt an einem Eingang eines NOR-Gatters 120. Der Ausgang des Gatters 120 liegt am Einschalt-B-Eingang (Enable-B-Eingang - ENB) eines Vier -Bit-Zählers 121. Ein zweiter Eingang zum Gatter 120 ist mit dem Auefiihrausgang (carry out = CO-Ausgang) von Zähler 121 und mit einem Eingang eines NAND-Gatters 122 verbunden.

Der Enable-T-Eingang (ENT) von Zähler 121 steht mit dem C-Eingang des Zählers, dem komplementären Löscheingang (clear input ■ CL) des Zählers und der +5 Volt-Quelle 88c in Verbindung. Der komplementäre Lasteingang (Ϊ35) zum Zähler 121 liegt an einem

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ersten Eingang eines NAND-Gatters 123 und die D-, B- und A-Eingänge des Zählers sind jeweils mit Erde verbunden, um den Zähler mit einem Zählerstand von vier zu laden. Der Clock-(CK)-Eingang zum Zähler wird mit einem Phase 8-1,8 MHz-Clocksignal erzeugt durch Logikeinheit 37 auf einer Steuerleitung 41b beliefert. Der QD-Ausgang des Zählers 121 liegt über einen Inverter 125 an einem Eingang eines NAND-Gatters 126, von welchem ein zweiter Eingang mit dem Ausgang von Gatter 123 und einem Eingang eines NAND-Gatters 127 verbunden ist.

Der Ausgang von Gatter 126 ist mit einem zweiten Eingang von Gatter 123 verbunden. Ein zweiter Eingang zum Gatter 122 steht mit einem zweiten Eingang des Gatters 127 und mit einer Steuerleitung 45a in Verbindung, auf welcher ein Ende der Zeile-(end of line = EOL)-Synchronisationsimpuls durch Logikeinheit 37 der Fig. 3 am Ende einer Zeilenabtastung angelegt wird. Nach einer geeigneten Verzögerung legt die Logikeinheit 37 auch den EOL-Impuls an eine Steuerleitung 45b, die mit dem ersten Eingang von Gatter 123 verbunden ist, und an den komplementären Lasteingang von Zähler 121.

Die Ausgangsgröße des !Comparators 24, fig. 3, wird längs Leitung 29 an den D-Eingang eines D-Flipflops 130 angelegt,, dessen komplementärer Voreinstelleingang mit der +5 Volt-Quelle 88c verbunden ist. Ein 16,56 MHz-Clocksignal wird durch die Logikeinheit 37 an eine Steuerleitung 131 geliefert, die zum komplementären Löscheingang (clear input) von Flipflop 130 fUhrt. Der C-Eingang des Flipflops ist mit Leitung 41b verbunden, und der OT-Ausgang des Flipflops ist mit einem Eingang eines NAND-Gatters 132 verbunden. Eine zweite Eingangsgröße zum Gatter 132 1st mit den Ausgang des Gatters 122 verbunden, und der Ausgang des Gatters 132 liegt über einen 0,01-Micro farad-Kondensator 133 an der Basis eines npn-Transistors 134. <

Der Ausgang von NAND-Gatter 127 steht Über einm0,01-Microfarad-Kondensator 135 mit der Basis eines pnp-Transietors 136

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in Verbindung. Die Basis des Transistors 136 ist ebenfalls über einen 10 kOhm-Widerstand 137 mit der Kathode einer Diode 138 und über Widerstand 137 mit der +5 Volt-Quelle 88c verbunden. Die Kathode der Diode 94 ist zudem über einen 470 Ohm-Widerstand 139 mit dem Emitter von Transistor 136 verbunden, und die Anode der Diode liegt an der Basis des Transistors 136. Kondensator 135, Transistor 136, Diode 138 und Widerstände 137 und 139 bilden die Stromquelle 53 der Pig. 3.

Die Basis des Transistors 134 ist ferner mit der Kathode einer Diode 140, über einen 10 kOhm-Widerstand 141, mit der Anode von Diode 140 und über Widerstand 141 mit einer -12 Volt-Quelle 88b verbunden. Der Emitter von Transistor 134 liegt über einen 470 Ohm-Widerstand 142 an Spannungsquelle 88b. Kondensator 133, Transistor 134, Diode 140 und Widerstände 141 und

142 bilden Stromsenke 55 der Pig. 3.

Die Kollektoren der Transistoren 134 und 136 sind jeweils mit einer Klemme eines 0,33 Microfarad-Kondensators 56 und der Basis eines npn-Transistors 143 verbunden. Eine zweite Klemme des Kondensators 56 liegt an Erde. Der Emitter von Transistor

143 steht mit der Basis eines npn-Transistors 144 in Verbindung, und die Kollektoren der Transistoren 143 und 144 sind jeweils an Erde angelegt. Der Emitter des Transistors 144 steht über einen 180 Ohm-Widerstand 145 und einen 2,2 kOhm-Widerstand 146 mit der Spannungsquelle 88b in Verbindung. Transistoren 143 und 144 bilden den Pufferverstärker 54 der Pig. 3.

Ein Knotenpunkt 147 zwischen Widerständen 145 und 146 liegt an einer Steuerleitung 148, die über einen 3,90-kOhm-Widerstand 149 zum Emitter eines npn-Transistors 150 führt. Die Basis des Transistors 150 ist geerdet. Der Kollektor des Transistors liegt über eine Steuerleitung 151a am Ausgang von Schalter 22 der Fig. 3, und über eine Steuerleitung 151b am positiven Eingang des Komparators 24. Widerstand 149 und Transistor 150 bilden die Stromsenke 57 der Fig. 3.

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²⁷⁰⁵⁹⁷°

Leitung 148 ist ebenfalls über einen 3,90-kOhm-Widerstand

152 mit dem Emitter eines npn-Transistors 153 verbunden, dessen B_asis geerdet ist. Der Kollektor des Transistors

153 steht über einen 2,0-kOhm-Widerstand 152b mit der Kathode einer Diode 154 und mit der Basis eines pnp-Transistors 155 in Verbindung. Der Emitter von Transistor 155 liegt über einen 1,O-kOhm-Widerstand 156 an der Anode von Diode 154 und an Spannungsquelle 88c. Der Kollektor von Transistor

155 ist über Widerstand 25 mit Erde und ferner mit dem Kollektor eines npn-Transistors 158 verbunden.

Der Kollektor von Transistor 158 ist ebenfalls über eine Steuerleitung 159 mit dem negativen Eingang des Komparators 24 verbunden, und der Emitter des Transistors liegt an Erde. Die Basis von Transistor 158 steht über einen 220 Ohm-Widerstand 160 mit Leitung 39 in Verbindung, die zu einem Ausgang der Logikeinheit 37 der Fig. 3 führt.

Transistoren 153 und 155, Diode 154, Widerstände 152 und

156 bilden die Stromquelle 27 der Fig. 3. Transistor 158 und Widerstand 160 bilden Analogschalter 26 der Fig. 3.

Im Betrieb wird ein ins Positive gehender EOL-Impuls über Leitung 45b angelegt an Gatter 123 und an den LD-Eingang von Zähler 121 mit einer Zeitverzögerung nach der Vollendung einer Zeilenabtastung. Daraufhin wird der Zähler mit einem Zählerstand von vier in Gang gesetzt und die QD- und CO-Ausgänge des Zählers gehen auf eine logische Null über. Ein gattergesteuertes-(gated) 36 MHz-Signal wird vom Gatter 28 der Fig. 3 an Leitung 118 angelegt. Wenn ein Zählerstand von 15 am Ausgang des Zählers 33 der Fig. 3 während einer Zellenabtastperiode auftritt, so geht der Ausgang des NAND-Gatters 34 auf ein logisches Null-Niveau über, um durch Inverter 116 Flipflop 117 einzuschalten (zu enabeln).

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Sämtliche darauffolgende Clockimpulse, gattergesteuert durch NAND-Gatter 28, während der Zellenabtastperiode, werden am Clockeingang von Flipflop 117 empfangen und bewirken, daß der (^-Ausgang des Flipflops auf ein logisches Null-Niveau übergeht, um einen Zählerstand 16 zu identifizieren. Der Zähler 121 zählt die Anzahl solcher 16-Zählerstände, die während des Abtastens jeder Zeile von Photosensorzellen einer Flächenanordnung auftreten. Wenn die Anzahl derartiger Zählerstände größer ist als 10, so geht der CO-Ausgang von Zähler 121 auf ein logisches Eins-Niveau über, um Gatter abzuschalten (disable). Ein Zähleriiberlaufen oder -umschalten von einem Zählerstand von 15 auf einen Zählerstand von 0 wird dadurch verhindert.

Wenn die Zahl der 16-Zählerstände kleiner ist als vier während einer Zeilenabtastung, so verbleiben die CO- und QD-Ausgänge des Zählers 121 in einem logischen Null-Zustand. Die Ausgangsgröße von Gatter 123 verbleibt daher in einem logischen Eins-Zustand. Da sich die Leitung 45a normalerweise auf einem logischen Null-Pegel befindet, mit der Ausnahme dann, wenn ein EOL-Impuls bei Vollendung einer Zeilenabtastung auftritt, verbleibt der Ausgang des Gatters 127 auf einem logischen * Eins-Zustand während der Zeilenabtastung. Nach Vervollständigung der Zeilenabtastung erscheint jedoch ein ins Negative gehender Impuls am Ausgang von Gatter 127, und zwar infolge eines EOL-Impulses zum Befehl eines Anstiegs der AGC-Verstärkung. Nach dem Auftreten von 4 Sechzehn-Zählerständen während einer Zeilenabtastung geht der QD-Ausgang des Zählers 21 auf eine logische Eins über und der Ausgang des Gatters 123 geht auf eine logische Null über, um Gatter 127 abzuschalten. Gatter 122 verbleibt in einem logischen Eins-Zustand solange, wie der CO-Ausgang des Zählers 121 sich auf einem logischen Null-Zustand befindet. Da der Q-Ausgang des Flipflops 130 normalerweise auf einem logischen Eins-Zustand liegt, verbleibt das Gatter 132 abgeschaltet, bis entweder der Q~-Ausgang des Flipflops oder der Ausgang des Gatters 122 auf eine logische Null übergeht.

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Weixn somit zwischen 4 und 10 6echzehn-Zählerstände während einer Zeilenabtastperiode auftreten, so verbleiben die Logikzustände der Gatter 127 und 132 ungeändert und es kann weder ein Anstieg noch ein Abfall der AGC-Verstärkung erfolgen.

Beim Auftreten von mehr als 10 6echzehn-Zählerständen während einer Zeilenabtastperiode geht jedoch der CO-Ausgang von Zähler 121 auf eine logische Eins über, um Gatter 122 einzuschalten (enable) und Gatter 120 auszuschalten (disable), wie zuvor beschrieben. Beim Auftreten eines EOL-Impulses auf Leitung 45a am Ende einer Zeilenabtastung geht der Ausgang des Gatters 122 auf eine logische Null über, und ein ins Positive gehender Impuls erscheint am Ausgang von Gatter 132, um einen Anstieg der AGC-Verstärkung zu befehlen. Dieser Befehl tritt am Ende einer Zeilenabtastung und während der Obergangsperiode zwischen Zeilenabtastungen auf.

Plipflop 117, Zähler 121 und Gatter 120, 122, 123, 126, 127 und 132 arbeiten, um zwischen Hintergrundpegeln und einem vorhandenen Zeichen zu unterscheiden. Beispielsweise zeigt das Auftreten von weniger als 4 Sechzehn-Zählerständen in einer Zeilenabtastperiode an, daß ein schwarzer Hintergrund bet räch»- tet wurde. Das Auftreten von mehr als 3 und weniger als 11 Sechszehn -Zählerständen ist jedoch eine Anzeige für das Vorhandensein eines Zeichens. Ein weißer Hintergrund ruft mehr als 10 anzusammelnde Sechzehn-Zählerstände hervor.

Flipflop 130 und Gatter 132 erzeugen eine unmittelbare Verstärkungseinstellung wenn ein Bildmuster sich von einem schwarzen oder Hochverstärkungszustand in einen weißen oder Niedrigverstärkungszustand ändert.

Im Gegensatz dazu kann die Verstärkungseinstellung während einer Zeilenabtastung und nicht am Ende einer Zeilenabtastung' erfolgen. Insbesondere wird die Ausgangsgröße von Komparator 24 am D-Eingang von Flipflop 130 empfangen, und das Phase 8- 1,8 MHz-Signal wird am C-Eingang des Flipflops empfangen.

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-#- 27U5970

Wenn ein durch den Komparator 24 erzeugter Impuls eine Breite entsprechend einem Zählerstand von mindestens achtzehn durch den Zähler 33 der Pig. 3 besitzt, dann tritt eine positive Flanke des am Eingang des Flipflop erscheinenden 1,8 MHz-Phase 8-Signals während der Zeit auf, wo der Ausgang des Komparators 24 hoch liegt. Wenn diese Koinzidenz auftritt, so geht der Q-Ausgang des Flipflops 130 auf eine logische Null über, um den Ausgang des NAND-Gatters 132 zum Übergang auf eine logische Eins zu veranlassen, wodurch eine Verringerung der AGS-Verstärkung befohlen wird.

Transistoren 134 und 136 werden in der Konstantstrombetriebsart betrieben, um eine lineare Ladung und Entladung von Kondensator 56 vorzusehen, und zwar bei Empfang von Impulsen von NAND-Gattern 132 bzw. 127. Wenn ein ins Negative gehender Impuls am Ausgang des Gatters 127 auftritt, so leitet Transistor 136, um Kondensator 56 aufzuladen. Wenn ein ins Positive gehender Impuls am Ausgang von Gatter 132 erscheint, so leitet Transistor 134, um Kondensator 56 zu entladen. Die Ladung im Kondensator 56 wird ihrerseits durch ein Darlington-Transistorpaar 143 und 144 gepuffert, um den auf Leitung 148 fließenden Strom zu steuern. Transistoren 143 und 144 bilden den . Pufferverstärker 54 der Fig. 3.

Nahe dem Ende einer Integrationsperiode wird Schalter 22 von Fig. 3 eingeschaltet (enabled) und eine Integrationsspannung wird zum Kondensator 23 übertragen. Wenn der Schalter 22 abgeschaltet ist, so entlädt sich der Kondensator 23 mit einer durch die Spannung am Knotenpunkt 147 gesteuerten Geschwindigkeit. Wenn der Ausgang des Pufferverstärkers 54 negativer wird, so steigt der Entladestrom durch den Widerstand 150 an, um die Entladegeschwindigkeit des Kondensators 23 zu erhöhen. Umgekehrt nimmt der Entladestrom durch den Transistor 150 ab, um die Entladegeschwindigkeit des Kondensators 23 dann zu vermindern, wenn die Ausgangsgröße des Verstärkers 54 weniger negativ wird.

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Die Ausgangsgröße des Verstärkers 54 gibt die Art des betrachteten Hintergrunds im Informationsfeld und die Verstärkung des A/D-Umsetzers an, der Komparator 24, Gatter 28 und 34 sowie Zähler 33 umfaßt. Wenn ein Anstieg des Hintergrundweiß abgefühlt wird, so wird der Ausgang des Verstärkers 54 negativer und der Strom durch Transistor 153 steigt an. Die Transistoren 153 und 155 sind derart geschaltet, daß das Doppelte des durch den Transistor 153 fließenden Stromes zwischen Emitter und Kollektor von Transistor 155 fließt. Infolgedessen wird ein Knotenpunkt 161 zwischen Widerstand 25 und dem Kollektor des Transistors 155 auf einen positiven Spannungspegel bezüglich Erde angehoben. Ein derartiger Spannungspegel ist annähernd 20 # des durch Schalter 22 der Fig. 3 getasteten Hintergrundpegels.

Der Spannungspegel am Knotenpunkt 161 dient, wie zuvor erwähnt, zur Kompression des Betriebsbereichs des Komparators 24 zwischen einem Schwarzzeidenbezugspegel und einem weißen Papierhintergrundspannungspegel.

Am Ende einer Rahmen- oder Bildabtastperiode wird von Logikeinheit 37 der Pig. 3 ein Impuls auf Leitung 39 an Erdknotenpunkt 161 geliefert. Während der Periode, wo der Knotenpunkt 161 auf Erdpotential gehalten ist, wird der Schwarzbezugsspannungspegel auf den neuesten Stand gebracht.

Fig. 7 veranschaulicht ein elektrisches Schaltbild für das Schwarzbezugssteuersystem der Pig. 3.

Ein Phase 9-1,8 MHz-Clocksignal wird über Steuerleitung 42 an einen Eingang eines NAND-Gatters 165 angelegt, von dem ein zweiter Eingang mit dem Ausgang eines NAND-Gatters 166 verbunden ist. Der Ausgang von NAND-Gatter 165 liegt an einem ersten Eingang von Gatter 166.

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Die Ausgangsgröße des Komparators 24 der Pig. 3 wird über eine Datenleitung 29 über einen Inverter an einen zweiten Eingang eines NAND-Gattters 166 angelegt. Die Ausgangsgröße des NAND-Gatters 166 ist ebenfalls mit einem Eingang eines NAND-Gatters 167 verbunden, und wird über einen Inverter 168b an einen Eingang eines NAND-Gatters 169 angelegt. Ein zweiter Eingang des Gatters 169 ist mit einem dritten Eingang von Gatter 167 und mit Leitung 47, die von einem Ausgang der Logikeinheit 37 der Pig. 3 kommt. Die Ausgangsgröße des NAND-Gatters 169 steht mit dem Eingang eines Inverters 170 in Verbindung.

Die Ausgangsgröße des NAND-Gatters 167 wird über einen 0,01 Microfarad-Kondensator 171 an die Basis eines pnp-Transistors 172 angelegt. Die Ausgangsgröße des Inverters 170 wird über einai0,01 Microfarad-Kondensator 173 an die Basis eines npn-Transistors 174 angelegt. Die Basis des Transistors 174 besteht ebenfalls mit der Kathode einer Diode 175, über einen 10 kOhm-Widerstand 176 mit der Anode der Diode 175 und schließlich mit der -12 Volt-Spannungsquelle 88b in Verbindung. Der Emitter von Transistor 174 liegt über einen 2,7 k0hm-Widerstand 177 an Spannungsquelle 88b. Der Kollektor des Transistors 174 ist mit dem Kollektor des Transistors 172 und mit einer ersten Klemme von Kondensator 60 verbunden, der mit einer zweiten Klemme an Erde liegt. Kondensator 173, Transistor 174, Diode 175 und Widerstände 176 und 177 bilden Stromsenke 61 der Pig. 3.

Der Emitter von Transistor 172 liegt über einen 2,7 k0hm-Widerstand 178 an der Kathode einer Diode 179 und über Widerstand 178 an einer +5 Volt-Spannungsquelle 88c. Die Kathode der Diode 179 ist über einen 10 kOhm-Widerstand 180 mit der Anode der Diode und der Basis von Transistor 172 verbunden. Kondensator 171, Transistor 172, Diode 179 und Widerstände und 180 bilden Stromquelle 58 der Pig. 3.

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Die Kollektoren der Transistoren 172 und 174 sind ferner mit der Basis eines npn-Transistors 181 verbunden, dessen Emitter an der Basis eines npn-Transistors 182 liegt. Der Kollektor von Transistor 181 steht mit dem Kollektor von Transistor 182 und über einen 330 Ohm-Widerstand 183 mit Erde in Verbindung. Sie Basis von Transistor 182 ist über einen 10 kOhm-Widerstand mit dem Emitter des Transistors und über Widerstand 184 und einen 1,0 kOhm-Widerstand 185 mit der Spannungsquelle 88b verbunden. Der Emitter des Transistors 182 steht ferner mit einem Verbindungspunkt zwischen Widerständen 184 und 185 in Verbindung und auch mit einer Steuerleitung 186, die zum positiven Eingang des Differentialverstärkers 20 der Fig. 3 führt. Die Transistoren 181 und 182 bilden mit ihren zugehörigen Netzwerken den Verstärker 59 der Pig. 3.

Das Schwarzbezugssteuersystem stellt den Arbeitspunkt des Verstärkers 20 der Pig. 3 ein, um DC-VersetZungsspannungen auszulöschen, die während eines unmittelbaren Wiederabtastens der beiden letzten Zeilen einer Sensoranordnung auftreten können. Nach Einleitung einer Schwarzzeilenwiederabtastung schaltet die Logikeinheit 37 der Pig. 3 die Stromquelle durch Schalter 26 ab und gibt einen Bildende-(EOF)-Impuls ab, der aus zwei Gruppen von zwölf Impulsen besteht, und zwar längs Leitung 47 zu Gattern 167 und 169. Somit vergleicht während der zwei Schwarzzeilenwiederabtastungen der Bodenzeile der Sensorzellen der Komparator 24 der Fig. 3 das Schwarzmusteransprechen mit dem geerdeten Bezugssignal an seinem negativen Eingang. Wenn sich die Schwarzmusterspannung oberhalb Erde befindet, so ist die Ausgangsgröße des Komparator^ eine logische Eins, Wenn sich die Schwarzmusterspannung unterhalb Erdpegel befindet, so ist die Ausgangsgröße des !Comparators 24 jedoch auf einem logischen Null-Pegel.

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Die Ausgangsgröße von Komparator 24 wird über Datenleitung an Gatter 166 angelegt. Zusätzlich wird ein Phase 9-1,8 MHz-Signal auf Leitung 42 an Gatter 165 angelegt. Nachdem Auftreten einer logischen Eins am Ausgang des !Comparators 24, geht die Ausgangsgröße von Gatter 166 auf eine logische Eins über, um Gatter 169 abzuschalten. Ferner geht die Ausgangsgröße von Gatter 167 auf eine logische Null für eine Zellenabtastperiode über, um einen ins Negative gehenden Impuls zu bilden, wodurch Transistor 172 zur Aufladung von Kondensator 60 aktiviert wird.

Wenn die Ausgangsgröße von Komparator 24 auf eine logische Eins übergeht, so geht die Ausgangsgröße von Gatter 166 auf eine logische Null über, um Gatter 167 abzuschalten. Gatter 169 ist jedoch eingeschaltet (enabled), um einen ins Positive gehenden Impuls mit einer Impulsbreite von einer Zellenabtastperiode am Ausgang von Gatter 170 zu bilden. Transistor 174 wird dadurch aktiviert, um Kondensator 60 zu entladen.

Die Transistoren 172 und 174 stellen einen Betriebsspannungspegel am Kondensator 60 her, und zwar durch Hinzufügung oder» Entfernung einer Ladung vom Kondensator. Die Spannung am Kondensator 60 wird durch ein Darlington-Paar aus Transistoren 181 und 182 gepuffert und an den positiven Eingang des Verstärkers 20 der Fig. 3 über Leitung 186 angelegt. Der Schwarzbezugsspannungspegel am Kondensator 60 stellt daher einen Ruhebetriebspegel für Verstärker 20 und Integrator 21 auf.

Fig. 8 zeigt ein schematisches elektrisches Schaltbild des Ungeradzahlig/Geradzahlig-Steuersystems der Fig. 3.

Ein Phase 4-1,8 MHz-Clocksignal von Logikeinheit 37 der Fig. 3 wird längs Leitung 44 und über einen Inverter 190 an den C-Eingang eines D-Flipflops 191 angelegt. Der komplementäre voreingestellte (preset) Eingang des Flipflop

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steht mit einer +5 Volt-Spannungsquelle 88c in Verbindung. Der D-Eingang des Flipflops liegt am Q-Ausgang, und der komplementäre Löscheingang (Clear-Eingang) ist mit dem komplementären Löscheingang eines D-Flipflops 192 und einer Steuerleitung 193 verbunden, die zu einem 130 KHz-Signal abgeleitet aus dem 36 MHz-Systemclock führt.

Der D-Eingang zum Flipflop 192 ist mit dem Q-Ausgang des Flipflops und mit einem Eingang eines NAND-Gatters 194 verbunden. Der C-Eingang zum Flipflop 192 steht über Leitung 43 mit dem Phase Null-1,8 MHz-Ausgang der Logikeinheit 37 der Fig. 3 in Verbindung. Der komplementäre Preset-Eingang von Flipflop 192 ist mit der Spannungsquelle 88c verbunden, und der Q-Ausgang des Flipflope liegt an einem Eingang eines NAND-Gatters 195.

Ein zweiter Eingang des Gatters 194 ist mit einem zweiten Eingang von Gatter 195 und mit dem Ausgang von Komparator 24 der Fig. 3 über Datenleitung 29 verbunden. Der Ausgang des NAND-Gatters 195 liegt über einen 0,01 Microfarad-Kondensator 196 an der Basis eines pnp-Transistors 197. Der Emitter des Transistors 197 ist Über einen 1,2 kOHm-Widerstand 198 und einen 500 Ohm-Widerstand 199 mit der Kathode einer Diode 200 verbunden. Der Emitter des Transistors 197 liegt ebenfalls über Widerstand 198 am Arm eines Potentiometers, welches als Widerstandswert den Widerstand 199 aufweist.

Die Anode der Diode 200 liegt an der Basis des Transistors 197. Die Kathode der Diode 200 ist ferner über einen 10 kOhm-Widerstand 201 mit der Basis des Transistors 197 und über einen 1,0 kOHm-Widerstand 202 mit dem Ausgang des NAND-Gatters 195 verbunden.

Die Ausgangsgröße des NAND-Gatters 194 wird über einen Inverter 203 und einen 0,01 Microfarad-Kondensator 204 an die Basis eines npn-Transistors 205 angelegt. Die Ausgangsgröße

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des Inverters 203 liegt ebenfalls über einen 1,0 kOHm-Widerstand 206 an der Kathode von Diode 200 an. Die Basis des Transistors 205 ist zudem mit der Kathode einer Diode 207 und über einen 10 kOhm-Widerstand 208 mit der Anode der Diode verbunden. Der Emitter des Transistors 205 liegt über einen 1,30 kOhm-Widerstand 209 an der Anode von Diode 207 und an der -12 Volt-Quelle 88b. Die Kollektoren der Transistoren 197 und 205 sind jeweils mit der Basis eines pnp-Transistors 210 und mit einer Klemme eines Kondensators 64 verbunden, dessen zweite Klemme an Erde liegt.

Der Kollektor des Transistors 210 ist mit dem Kollektor eines npn-Transistors 211 und mit Erde verbunden, wobei der Emitter des Transistors 210 an der Basis von Transistor 211 liegt. Der Emitter des Transistors 211 liegt über einen 2,7 kOhm-Widerstand 212a am Kollektor eines npn-Transistors 213 und über Widerstand 212a am Kollektor eines npn-Transistors 214. Die Kollektoren der Transistoren 213 und 214 sind jeweils mit der Basis von Transistor 214 und über einen 1,4 kOhm-Widerstand 212b mit Erde verbunden. Die Basis des Transistors 214 liegt ebenfalls an der Basis eines npn-Transistors 215, dessen Kollektor über einen 470 Ohm-Widerstand 216 mit einer * Steuerleitung 217 verbunden ist, die zu einem Integrator 21 der Fig. 3 führt.

Der Kollektor des Transistors 215 liegt ebenfalls am Kollektor eines npn-Transistors 218. Der Emitter des Transistors 215 ist über einen 100 Ohm-Widerstand 219 mit der Anode einer Diode 220 und über Widerstand 219 und einen 100 Ohm-Widerstand 221 mit dem Emitter des Transistors 214 verbunden. Die Anode der Diode 210 ist zudem mit der -12 Volt-Quelle 88b verbunden, und die Kathode der Diode ist mit der Basis des Transistors 213 verbunden. Die Basis des Transistors 213 liegt ferner über einen 330 Ohm-Widerstand 222 und einen 200 Picofarad-Kondensator 223 am Q-Ausgang von Flipflop 191.

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Der Q-Ausgang von Flipflop 191 liegt über einen 200 Picofarad-Kondensator 224 und einen 330 Ohm-Widerstand 225 an der Basis eines npn-Transistors 226. Die Basis von Transistor 226 ist zudem mit der Kathode einer Diode 227 verbunden, und der Emitter des Transistors liegt an der Anode von Diode 227. Der Kollektor des Transistors 226 ist mit dem Kollektor an der Basis eines npn-Transistors 228, der Basis eines Transistors 218 und über einen 1,10 kOhm-Widerstand 229 mit Erde verbunden.

Der Emitter von Transistor 228 liegt Über einen 100 Ohm-Widerstand 230 an der Anode von Diode 227. Der Emitter von Transistor 218 liegt Über einen 100 Ohm-Widerstand 231 an der Anode von Diode 227 und der Anode von Diode 220.

Vor dem Betrieb wird das Potentiometer aus dem Widerstand 199 im Emitterkreis des Transistors 197 eingestellt, um das Ansprechen der Transistoren 197 und 205 auf Impulse mit gleichen Impulsbreiten auszugleichen. Im Betrieb wird ein Phase Null-1,8 MHz-Clocksignal an ieii C-Eingang von Flipflop 192 angelegt, dessen Q-Ausgang normalerweise auf einem logischen Eins-Pegel sich befindet. Venn sich der logische _% Pegel von Leitung 43 zwischen logischen Nulls und logischer Eins verschiebt» so schalten die Q- und ^-Ausgänge des Flipflops alternativ die Gatter 194 und 195 ein. Am Ende einer Zeilenabtastung wird ein E0L-(end of line > Ende der Zeile)-Signal über Leitung 193 angelegt, um die Arbeitsweise der Flipflops 191 und 192 mit der Abtastung der Photosensoranordnung zu synchronisieren. Venn somit eine Anfangszelle einer Zeile von Sensorzellen anadressiert wird» so befinden sich die Q-Ausgänge der Flipflops 191 und 192 auf eine» logischen Eins-Pegel und die ÖT-Ausgange der Plipflops befinden sich auf einem logischen Hull-Pegel.

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Die Ausgangsgröße des !Comparators 24 der Fig. 3 wird über Leitung 29 an die Gatter 194 und 195 angelegt. Da Flipflop 192 alternativ die Gatter 194 und 195 einschaltet, erscheinen die am Ausgang des Komparators auftretenden ungeradzahligen Zellensignale am Ausgang des Gatters 194 und die geradzahligen Zellensignale erscheinen am Ausgang des Gatters 195« um die Transistoren 205 bzw. 197 zu aktivieren. Insbesondere wenn ein ins Negative gehender Impuls am Ausgang des Gatters 195 erscheint, wird der Transistor 197 aktiviert, um Kondensator 64 zu laden. Beim Auftreten eines ins Positive gehenden Impulses am Ausgang des Inverters wird der Transistor 205 zur Entladung von Kondensator 64 aktiviert. Die kumulative Wirkung besteht in einer Stabilisierung der Spannung am Kondensator 64 dann, wenn die durchschnittliche Differenz zwischen den Höhen des geradzahligen und ungeradzahligen Sensorzellenansprechens Null über mehrere Bildperioden ist. Insbesondere ist der mit dem Kondensator 64 verbundene Stromzu-Kapazitäts-Quotient klein. Demgemäß werden nur kleine inkrementale Änderungen in der Größenordnung von einigen wenigen Millivolt an der Spannung am Kondensator 64 während einer Zellenabtastperiode vorgenommen. Große Übergänge oder Änderungen werden daher im wesentlichen ignoriert, wenn * sie nicht durch feste Ungeradzahlig/Geradzahlig-Zellenimpulsbreitendifferenzen reflektiert werden, die Über mehrere Bildabtastperioden sich erstrecken.

Die Spannung am Kondensator 64 wird Über ein Darlington-Paar aus Transistoren 210 und 211 an Widerstände 212a und 212b angelegt. Die Widerstände 212a und 212b steuern die Größe des an die Kollektoren der Transistoren 213 und 214 angelegten Stroms.

Ein Phase 4-1,8 MHz-Signal wird liber Inverter 190 an den G-Eingang des Flipflops 191 angelegt, dessen Q-Ausgang sich normalerweise auf einem logischen Eins-Niveau oder -Pegel befindet. Wenn der Ausgang des Inverters 190 sich zwischen logischen Null- und logischen Eins-Niveaus verschiebt, so

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aktivieren die Q- und ^-Ausgänge des Flipflops alternativ die Transistoren 213 bzw. 226. Wie zuvor beschrieben, tritt auf Leitung 193 am Ende einer Zeilenabtastung ein EOL-Impuls auf, um die Arbeitsweise der Flipflops 191 und 192 mit der Abtastung der Photosensoranordnung zu synchronisieren.

Der Transistor 213 wird während der ungeradzahligen Zellenabtastungen aktiviert, um den Emitterstrom des Transistors 212 zur Spannungsquelle 88c umzuleiten. Gleichzeitig befindet sich der Transistor 226 in einem nicht-leitenden Zustand. Der Strom fließt somit vom Widerstand 229 durch den Kollektor zum Emitter des Transistors 228 und zur Spannungsquelle 88c. Dieser Stromfluß ruft das Leiten des Transistors 218 mit dem Resultat hervor, daß der durch Widerstände 216 und 231 fließende Strom in seiner Größe dem durch Widerstand 230 fließenden entspricht. Der Strom in Leitung 217 stellt unter diesen Bedingungen eine feste Versetzung ein, die durch Integrator 21 während der ungeradzahligen Sensorzellenverarbeitung angelegt wird.

Während geradzahliger Zellenabtastungen befindet sich der Transistor 213 in einem nicht-leitenden Zustand und der Transistor 226 befindet sich in einem leitenden Zustand. Die Transistoren 218 und 228 werden dadurch deaktiviert und Strom fließt von Erde durch Widerstand 212b, von dort vom Kollektor zum Emitter des Transistors 214 und durch Widerstand 221 zur Quelle 88c. Der durch Transistor 214 fließende Strom wird ebenfalls an die Basis des Transistors 215 angelegt. Der Transistor 215 wird aktiviert, was das Ergebnis zur Folge hat, daß der in Leitung 217 fließende Strom dem durch Widerstand 221 fließenden entspricht. Dieser Strom stellt die Versetzungskorrektur ein, die durch Integrator 21 während geradzahliger Sensorzellen-Verärbeitung angelegt werden muß.

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Man erkennt, daß während ungeradzahliger Zellenabtastungen eine Spannungsmodulation an Kondensator 64 keine entsprechende Modulation des durch Leitung 217 fließenden Stroms induziert. Während geradzahliger Zellenabtastungen, wenn der Transistor 213 sich in einem nicht-leitenden Zustand befindet, ruft jedoch eine Spannungsmodulation am Kondensator 64 eine Änderung des durch Widerstand 212a fließenden Stroms hervor. Die Stromänderung ihrerseits induziert eine Modulation in dem durch Datenleitung 217 fließenden Strom.

Ein Primäreffekt des Ungeradzahlig/Geradzahlig-Steuersystems gemäß der Erfindung besteht darin, bei der Zellenabtastfrequenz die Höhe der geradzahligen und ungeradzahligen Zellenansprechgrößen gleichzumachen oder zu äqualisieren, und um auf diese Weise den Effekt des Festmuster-Ungeradzahlig/Geradzahlig-Rauschens oder -Störens zu eliminieren. Zudem schafft das Ungeradzahlig/Geradzahlig-Steuersystem bei Kombination mit einem AGC-Steuereystem, auf den neuesten Stand gebracht mit der Zeilenabtastrate, und einem Schwarzbezugssteuersystem, auf den neuesten Stand gebracht mit der Bildabtastrate oder -frequenz, wie hier beschrieben, eine Umgebung flir eine genauere HintergrundspurfUhrung (Tracking) durch das AGC-Steuereystem. Ebenfalls wird eine stabilere und genauere Schwarzmusterbezugsgröße für Sensorzellen-Schwarz/Weiß-Entscheidungsverarbeitung ebenfalls vorgesehen.

Erfindungsgemäß wird ein dynamisches Ungeradzahlig/Geradzahlig-Rauschkorrekturverfahren und -System vorgesehen, um im wesentlichen das Festmuster-Ungeradzahlig/Geradzahlig-Rauschen im Ausgangsvideosignal einer Photosensoranordnung zu eliminieren. Das System fühlt ein impulsbreitenmoduliertes Videosignal ab, stellt die Breiten alternativer Impulse im Impulsstrom ein, um ein gleiohförmiges durchschnittliches Ansprechen von benachbarten Photosensorzellen zu bewirken, wenn sich ein Informationsmuster Über die Anordnung bewegt. In einem speziellen Ausfiihrungsbeiapiel arbeitet das Ungeradzahlig/Geradzahlig-Rauschkorrektürsystern mit einem AGC-Steuersystem, auf den

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neuesten Stand gebracht mit der Zeilenabtastrate, zusammen, und mit einem Schwarzbezugssteuersystem, auf den neuesten Stand gebracht mit der Bildabtastrate, um nicht nur das Festmuster-Ungeradzahlig/Geradzahlig-Rauschen zu eliminieren und in effektiver Weise das Zellenclockrauschen im Ausgangsvideosignal zu unterdrücken, sondern um auch die Effekte der Systemempfindlichkeit gegenüber Veränderungen in der parasitären Kapazität der Anordnung wirkungsvoller zu reduzieren, als dies bisher möglich war.

- Patentansprüche -

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Claims (12)

1. PATENTANSPRÜCHE

   Videosignalverarbeitungssystem für eine selbstabtastende Anordnung aus Photosensorzellen mit einem Impulsbreitenmodulator, gekennzeichnet durch

   a) Ladungssammlungs- oder Akkumulatormittel, die auf Videoimpulse ansprechen, die aus dem Impulsbreitenmodulator kommen, um inkrementale Ladungen zur Bildung einer Ladungssumme zu speichern, welche den Durchschnitt der Differenzen reflektiert, und zwar zwischen den Ansprechgrößen benachbarter Photosensorzellen der Anordnung, und

   b) Impulsbreitenkorrekturmittel in elektrischer Verbindung mit den Ladungssammelmitteln zum Anlegen der Ladungssumme an den Impulsbreitenmodulator zum Ändern der Impulsbreite von abwechselnden der Videoimpulse.
2. 2. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladungssammelmittel folgendes umfassen:

   a) Mittel zur Auftrennung der Videoimpulse in eine ungeradzahlige Zellenimpulsfolge und eine geradzahlige Zellenimpulsfolge,

   b) Ladungsspeichermittel zur Sammlung oder Akkumulierung inkrementaler Ladungen mit der Photosensorzellenabtastrate,

   c) Stromquellenmittel in elektrischer Verbindung mit den Ladungsspeichermitteln und ansprechend auf die geradzahlige Zellenimpulsfolge zur schrittweisen Aufladung der Ladungsspeichermittel mit einer Geschwindigkeit abhängig von den Impulsbreiten der geradzahligen Zellenimpulsfolge und

   d) Stromsenkenmittel in elektrischer Verbindung mit den Ladungsspeichermitteln und ansprechend auf die ungeradzahlige Zellenimpulsfolge zur schrittweisen Entladung der Ladungsspeichermittel mit einer Geschwindigkeit abhängig von den Impulsbreiten der ungeradzahligen Zellenimpulsfolge.

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   ORIGINAL INSPECTED
3. 3. Dynamisches Rauschkorrektursystem zur Eliminierung des Festmuster-Ungeradzahlig/Geradzahlig-Rauschens in einem Ausgangsvideosignal einer Anordnung aus Photosensorzellen, gekennzeichnet durch

   a) Impulsbreitenmoduliermittel für das Ausgangsvideosignal zur Bildung eines Impulszugs, wobei jeder Impuls eine Breite entsprechend dem Ansprechen einer der Photocensorzellen aufweist,

   b) Versetzungserzeugungsmittel ansprechend auf die Impulsfolge zur Erzeugung bei der Zellenabtastfrequenz einer Versetzungsspannung, welche die durchschnittliche Differenz zwischen den Videoanspruchsgrößen der benachbarten Photosensorzellen angibt, und

   c) Impulsbreitenkorrekturmittel, welche auf die Versetzungsspannung ansprechen, um die Impulsbreiten alternativer Impulse des Impulszuges zu modifizieren.
4. 4. System nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Versetzungserzeugungsmittel folgendes umfassen:

   a) Mittel zur Trennung der Impulsfolge in eine geradzahlige Zellenimpulsfolge und eine ungeradzahlige Zellenimpulsfolge,

   b) Ladungsspeichermittel zur Erzeugung einer Versetzungsspannung,

   c) auf die geradzahlige Zellenimpulsfolge ansprechende Mittel zur schrittweisen und inkrementalen Aufladung der Ladungsspeichermittel bei der Zellenabtastfrequenz, und

   d) auf die ungeradzahlige Zellenimpulsfolge ansprechende Mittel zur inkrementalen Aufladung der Ladungsspeichermittel mit der Zellenabtastfrequenz.
5. 5. System nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die

   Impulsbreitenmodulatormittel folgendes umfassen: ,

   a) einen Integrator,

   b) einen Analogschalter in elektrischer Verbindung mit dem

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   Integrator zum Tasten (sampling) der Ausgangsgröße des Integrators nahe dem Ende einer Zellenabtastperiode,

   c) Rampenerzeugungsmittel, die eine Integrationsspannung von dem Analogschalter zur Erzeugungeiner Spannungsrampe erhalten, welch letztere eine Höhe abhängig von der Amplitude der Integrationsspannung besitzt, und eine Neigung, die von der Verstärkung des dynamischen Rauschkorrektursystems abhängt,

   d) Mittel zur Erzeugung einer Bezugsspannung, und

   e) Vergleichsmittel, die auf die Spannungsrampe und die Bezugsspannung ansprechen, um einen Impuls zu bilden, der eine Breite besitzt, welche die Graustufe (Graupegel) eines optischen Bildes anzeigt, welches der Anordnung vorliegt.
6. 6. System nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsbreitenkorrekturmittel folgendes umfassen:

   a) Mittel, welche auf die Versetzungespannung ansprechen, um die Ausgangsspannung des Integrators zu modifizieren und

   b) Mittel zum Anlegen einer festen Versetzungsgröße an

   die Ausgangsspannung des Integrators. «
7. 7. Verfahren zur substantiellen Reduzierung der Wirkungen von Festmuster-Ungeradzahlig/Geradzahlig-Rauschen in einem Videosignal, erzeugt durch eine Anordnung von Photosensorzellen, gekennzeichnet durch folgende Schritte:

   a) Integrieren des Videosignals mit der Photosensorzellenabtastfrequenz,

   b) Abtastung einer Integrationsspannung nahe dem Ende einer Photosensorzellenabtastperiode,

   c) Umwandlung einer getasteten Integrationsspannung in eine Spannungsrampe, welche die Größe der getasteten Integrationsspannung und die Graustufe des Videosignals angibt,

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   •τ ·

   d) Erzeugung eines Schwarzzeichenschwellenwerts,

   e) Vergleichen der Spannungsrampe mit dem Schwarzzeichenschwellenwert zur Bildung eines Impulsstromes von alternierenden geradzahligen bzw. ungeradzahligen Impulsen, welche den Videoansprechgrößen von geradzahligen bzw. ungeradzahligen Photosensorzellen entsprechen,

   f) Akkumulation inkrementaler Spannungen zur Bildung einer Versetzungskorrekturspannung infolge der geradzahligen Impulse des Impulsstromes,

   g) Eliminierung inkrementaler Spannungen aus der Versetzungskorrekturspannung infolge von ungeradzahligen Impulsen des Impulsstromes, und

   h) Anlegen der Versetzungskorrekturspannung an die Integrationsspannung während geradzahliger Fhotosensorzellenabtastperioden.
8. 8. Dynamisches Rauchkorrektursystem für einen optischen Leser mit einer Photosensoranordnung, gekennzeichnet durch

   a) eine Clocksteuerlogikschaltung zur Lieferung einer Vielzahl von Clock- und Abtastraten-Signalen an das System,

   b) Impulsbreitenmoduliermittel, die bei der Photosensorzellenabtastfrequenz arbeiten, und zwar an einem Video- signal erzeugt durch die Photoseneoranordnung,

   c) AGrC-Steuermittelf die mit der Zeilenabtastfrequenz auf den neuesten Stand gebracht werden und in elektrischer Verbindung mit den Impülsbreitenmdftulatiönemitteln stehen, um den Hintergrund eines Informationsfeldes innerhalb des Betrachtungsfeldes des optischen Lesers steuernd nachzufUhren (tracking),

   d) Schwarzbezugssteuermittel, die mit der Bildabtastfrequenz auf den neuesten Stand gebracht werden und in elektrischer Verbindung mit den Impulsbreitenmodulationemitteln stehen, um im wesentlichen DC-Vereetzungen in dem erwähnten Videosignal zu eliminieren, und

   e) Ungeradzahlig/Geradzahlig-Rauscheteuermittel, welche auf die Impulsbreitenmodulationsmittel ansprechen und bei der Photosensorzellenabtastfrequenz arbeiten, um im wesentlichen das Festmuster-Ungeradzahlig/Geradzahlig-

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   Rauschen in dem Videosignal zu eliminieren.
9. 9. Dynamisches Rauschkorrektursystem zur wesentlichen Verminderung der Wirkungen des Festmuster-Ungeradzahlig/Geradzahlig-Rauschens in einem Videosignal, erzeugt durch eine Anordnung von Photosensorzellen, gekennzeichnet durch

   a) Impulsbreitenmodulationsmittel, die am Videosignal arbeiten, um eine Impulsfolge mit der Zellenabtastfrequenz zu bilden, deren Impulsbreiten von der Amplitude des Videoansprechens einer Photosensorzelle und dem Graupegel des der Anordnung vorgelegten optischen Bildes abhängen,

   b) Ladung3speichermittel zur Erzeugung einer Versetzungskorrekturspannung für das Videosignal,

   c) auf die abwechselnden Impulse der Impulsfolge ansprechende Mittel zur Hinzuaddierung von inkrementalen Ladungen zu den Ladungsspeichermitteln bei der Zellenabtastfrequenz ,

   d) Mittel, welche auf die Impulse ansprechen, die nicht die erwähnten abwechselnden Impulse in der Impulsfolge sind, um in inkrementaler Weise die Ladungsspeichermittel mit der Zellenabtastfrequenz zu entladen, und

   e) auf die Versetzungskorrekturspannung ansprechende . Mittel zur Einstellung der Impulsbreite der erwähnten abwechselnden oder alternierenden Impulse.
10. 10. Dynamisches Rauschkorrektursystem für eine selbstabtastende Anordnung von Photosensorzellen, gekennzeichnet durch

    a) Integrationsmittel, die bei einer Photosensorzellenabtastfrequenz am Videosignal arbeiten, welches durch die selbstabtastende Anordnung erzeugt wurde,

    b) Abtastmittel, verbunden mit dem Ausgang der Integriermittel zur Übertragung einer Integrationsspannung von den Integriermitteln nahe dem Ende einer Photosensorzellenabtastperiode,

    c) Ladungsspeichermittel in elektrischer Verbindung mit den Tastmitteln zur Bildung einer Spannungsrampe,

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    d) Vergleichs- oder Komparatormittel, welche auf die Spannungsrampe ansprechen und einen Impulsstrom erzeugen, wobei die Breite jedes Impulses des Stromes von der Größe der Integrationsspannung und dem Graupegel, angegeben durch ein Photosensorzellenansprechen, abhängt,

    e) Schaltmittel zur Erzeugung eines Clocksignal,

    f) Tast- oder Gattermittel, welche auf den Strom der Impulse ansprechen, und zwar zur Impulsmodulation des Clocksignals,

    g) Zählmittel in elektrischer Verbindung mit den Tastmitteln zur Zählung der Zyklen des Clocksignals in jedem durch die Tastmittel gebildeten Impuls,

    h) AGG-Steuermittel, die auf die Komparatormittel, die Tastmittel und die Zählmittel ansprechen, um die Entladerate oder -geschwindigkeit der Ladungsspeichermittel und. den Operationsbereich der Komparatormittel zu steuern,

    i) Schwarzbezugssteuermittel, die auf die Komparatormittel ansprechen, um die DC-Versetzungen zu eliminieren, die in dem Videosignal auftreten, und

    j) Ungeradzahlig/Geradzahlig-Rauschsteuermittel, die auf die Komparatormittel ansprechen, um eine Amplitudenkorrektur an die Integriermittel während alternierender · Photosensorzellenabtastperioden anzulegen, um das Festmuster-Ungeradzahlig/Geradzahlig-Rauschen in dem Videosignal im wesentlichen zu eliminieren.
11. 11. Ungeradzahlig/Geradzahlig-Rauschsteuersystem zur substantiellen Eliminierung des Festmuster-Ungeradzahlig/Geradzahlig-Rauschens in einem durch eine Photosensoranordnung erzeugten Videosignal, gekennzeichnet durch

    a) ein erstes D-Flipflop, dessen (^-Ausgang mit seinem D-Eingang verbunden ist,

    h) erste und zweite NAND-Gatter, wobei ein Eingang des ersten NANÜ-Gatters mit dem Q-Ausgang des ersten D-Flipflops ₍ verbunden ist, und wobei ein Eingang des zweiten NANl)-Gatters mit dem ^-Ausgang des ersten D-Flipflops in Verbindung steht, und wobei die2.Eingänge der ersten und

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    zweiten NAND-Gatter ein impulsbreitenmoduliertes Videosignal empfangen,

    c) einen Kondensator,

    d) Stromquellenmittel, verbunden mit dem Ausgang des ersten NAND-Gatters und in elektrischer Verbindung mit dem Kondensator zum Aufladen des Kondensators mit einer Geschwindigkeit abhängig von der Impulsbreite von Impulsen, die am Ausgang des ersten NAND-Gatters gebildet sind,

    e) Stromsenkenmittel, die einen invertierten Eingang aufweisen, der mit dem Ausgang des zweiten NAND-Gatters verbunden ist, und wobei die Stromsenkenmittel ferner in elektrischer Verbindung mit dem Kondensator stehen, um diesen mit einer Geschwindigkeit abhängig von den Impulsbreitenwn Impulsen zu entladen, die am Ausgang des zweiten NAND-Gatters gebildet werden,

    f) ein Paar von Darlington-Transietoren, die auf die Spannung am Kondensator ansprechen,

    g) erste und zweite in Serie geschaltete Widerstände, wobei der erste Widerstand ferner mit dem Ausgang des Darlington-Paares in Verbindung steht, während der zweite Widerstand ferner an Erde liegt,

    h) einen ersten npn-Transistor, der mit einem Kollektor an einem Knotenpunkt zwischen den ersten und zweiten Widerständen liegt,

    i) zweite und dritte npn-Transistoren, deren Basen miteinander und mit dem Kollektor des ersten npn-Transistors und dem Kollektor des zweiten npn-Transistors verbunden sind, und wobei die zweiten und dritten npn-Transistoren ferner Emitter aufweisen, die widerstandsmäßig mit dem Emitter des ersten npn-Traneistors Verbunden sind,

    j) eine erste Diode, deren Anode mit dem Emitter des ersten npn-Transistors verbunden ist, während die Kathode der ersten Diode an der Basis des ersten npn-Transietors liegt,

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    k) einen vierten npn-Transistor, der einen Kollektor in Verbindung mit dem Kollektor des dritten npn-Transistors aufweist, einen Emitter wideretandsmäßig verbunden mit der Anode der ersten Diode besitzt und eine Base widerstandsmäßig angeschlossen an Erde aufweist,

    1) einen fünften npn-Transistor, der einen mit seiner Basis und dem Kollektor des vierten npn-Transistors verbundenen Kollektor aufweist, und der ferner einen Emitter besitzt, der widerstandsmäeig mit der Anode der ersten Diode in Verbindung steht,

    m) einen sechsten npn-Transistor, der einen mit dem Kollektor des fünften npn-Transistors verbundenen Kollektor besitzt, und einen Emitter, der mit der Anode der ersten Diode in Verbindung steht,

    n) eine zweite Diode, die eine Anode besitzt, welche mit dem Emitter des sechsten npn-Transistors verbunden ist, und eine Kathode, die mit der Baals des sechsten npn-Transistors verbunden ist, und

    o) ein zweites D-Flipflop, dessen Q-Ausgang kapazitiv und widerstandemäßig mit der Basis des ersten npn-Transistors verbunden ist, und wobei der ÜT-Ausgang dieses D-Flipflops kapazitiv und·widerstandsmftBig mit der Basis des sechsten npn-Traneistors in Verbindung steht, und wobei schließlich das zweite D-Flipflop seinen D-Eingang mit seinem ^-Ausgang verbunden hat.
12. 12. Verfahren zur Videosignalkonditionierung, wobei eine selbstabtastende Anordnung von Photoeensorzellen ein Videosignal an einen Impulsbreitenmodulator liefert, gekennzeichnet durch

    a) Akkumulation von Ladungen, erzeugt infolge eine· Videoimpulses, ausgegeben von dem Modulator in der Form einer Ladungesumme, wobei diese Ladungseumme den Durohschnltt der Differenzen zwischen den Anspreohgrößen benachbarter Photosensorzellen der Anordnung reflektiert, und

    b) Korrektur von Impulsbreiten duroh Anlegen der Ladungesumme an den Impulsbreitenmodulator zur Änderung der Impulsbreite abwechselnder Videoimpulse.

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