DE2653970A1 - Nachrichtenuebertragungsverfahren - Google Patents

Description

LICEFTIA
Patent-Verwaltungs-GmbH
6000 Frankfurt (Main) 70, Theodor-Stern-Kai 1

Ulm, ²⁶· November I976

PT-UL/Dr.Gk/sa
UL 76/117

"Nachrichtenübertragungsverfahren"

Die Erfindung betrifft ein Nachrichtenübertragungsverfahren
insbesondere für den Kurzwellenbereich.

Bei drahtlosen wie drahtgebundenen Datenübertragungsstrecken
treten im allgemeinen Laufzeiterscheinungen auf, die die Übertragungsgeschwindigkeit beim Einsatz herkömmlicher Telegrafiersysteme erheblich beeinträchtigen. Aus diesen Gründen ist bei
Fernschreibverfahren im Start-Stop-Betrieb beispielsweise eine Bit-Schritt-Geschwindigkeit von nur 50 bis 100 Bit pro Sekunde üblich. Um diesem Mangel abzuhelfen, ist man auf drahtgebundenen Datenübertragungsstrecken zu Systemen mit sogenannten Echo-

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oder Laufzeit-Entzerrern übergegangen. Der Einsatz eines Laufzeit -(Echo )- Entzerrers garantiert nach den Erkenntnissen der modernen theoretischen Nachrichtentechnik eine den Übertragungskanalparametern entsprechende Optimierung im Hinblick auf Datenübertragungsgeschwindigkeit, Sendeleistung und Fehlerrate. Während sich der Echoentzerrer inzwischen auf schnellen drahtgebundenen Datennetzen (z. B. Kommunikationsnetzen zwischen Rechenzentren) allgemein durchsetzt, ist bislang über seinen Einsatz auf Funknetzen nur wenig bekannt. Dies hat mehrere Gründe, die im folgenden genannt werden sollen:

a) Es sind inzwischen Übertragungsverfahren entwickelt und eingeführt worden, die zwar bei weitem nicht die von Systemen mit Echoentzerrer erreichbaren Leistungsdaten aufweisen können, die aber dem vor Jahren geforderten Leistungsstand noch entsprechen konnten. Zu dieser Gruppe gehören all jene Telegrafierverfahren, die als Mehrton- · Schmalband-Systeme gekennzeichnet sind, beispielsweise "Kathryn" oder "Link-Systeme".

b) Die Parameter der Funkstrecken ändern sich im allgemeinen sehr schnell, selbst bei völlig stationär betriebenen Sendeempfangsanlagen. Dies macht einen dauernden Adaptationprozess des Echoentzerrers zur Anpassung an die momentan vorhandenen Betriebsparameter des benutzten "Kanals" notwendig. Im Kurzwellenbereich ist infolge laufender Veränderungen in den reflektierenden Ionosphären-Schichten

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beispielsweise eine Wiederholung der Entzerrer-Einstellung in 100 ms Intervallen erforderlich.

c) Eine weitere Erschwernis gegenüber Draht-Datenverbindungen stellen die bei Funkstrecken viel stärker ausgeprägten Laufzeitverzerrungen dar. Diese werden durch eine Mehrwege-Ausbreitung der vom Sender abgestrahlten und vom Empfänger aufgefaßten Signalenergie verursacht.

Beim Link-11-System für den Kurzwellenbereich (2 bis 30 ΓΊΗζ) wird auf der Sendeseite ein Einseitenbandsender mit linearen Verstärker-Endstufen verwendet. Das Datensignal wird in einem dem Sender vorgeschalteten Modulatorteil unter 15 unabhängige schmalbandige Parallelkanäle aufgeteilt, die jeweils eine Bandbreite von weniger als 100 Hz aufweisen. Dabei wird eine 4—Phasenumtastung (DPSK) mit einer Übertragungsgeschwindigkeit von etwa 80 Baud je Einzelkanal verwendet. Die Gesamtbandbreite aller 15 Parallelkanäle, die sogenannte "Systembandbreite", beträgt etwa 2 kHz, da die einzelnen Kanalfrequenzen (Töne) einen Abstand von jeweils ungefähr 130 Hz aufweisen. Das "Daten-Tonspektrum¹¹ der 15 Einzelkanäle wird vom Sender als Einseitenbandsignal abgestrahlt. Da dabei alle 15 Tonfrequenzen gleichzeitig ausgesendet werden, teilt sich die zur Verfügung stehende Sendeleistung auf alle Tonfrequenzen gleichmäßig auf. Wegen des Prinzips der linearen Überlagerung sinkt aber die Summenleistung mit der Kanalzahl. Dieser Leistungsverlust macht in Verbindung

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mit einem weiteren Verlust, der durch die A--Phasenumtastung im Vergleich zu seriellen Systemen mit 2-Phasenumtastung "bedingt ist, den Hauptnachteil dieses Mehrtontelegraphieverfahrens aus. Ein weiterer Nachteil derartiger Systeme ist in der Anfälligkeit gegenüber selektiven Schwunderscheinungen zu sehen. Bei einer Doppelwegausbreitung mit fast gleicher Empfangsfeldstärke und einem Laufzeitunterschied von beispielsweise 2 m see ergeben sich periodisch "Löcher" im Übertragungsspektrum mit einem Abstand von rund 500 Hz, d. h. bei einem 3 kHz breiten Spektrum erhält man 6 Schwundfrequenzen, die zur Folge haben, daß einige der 15 Parallelkanale fehlerhafte Übertragungsergebnisse liefern. Als zusätzlicher Nachteil kommt noch hinzu, daß die Simultanübertragung von 30 Bits auf 15 Tonfrequenzen lineare Senderendstufen erforderlich macht (Einseitenbandsender).

Aus der Literatursteile "Proceedings of the IEEE, Vol. 56, No. 10 (Oktober 1968), Seiten 1653 bis 1679 ist es ferner bekannt, vor der eigentlichen Nachrichtenübertragung eine korrelierende Testimpulsfolge auszusenden, aus dieser empfangsseitig durch Kompression die Impulsantwort des Übertragungskanals zu bestimmen und eine entsprechende Anpassung der Entzerrer-Filterparameter zu veranlassen. Nachteilig an diesem Verfahren ist die Tatsache, daß es zum einen die schnellen Änderungen der Impulsantwort einer Kurzwellen-Übertragungsstrecke nicht berücksichtigt und daß es zum andern - obwohl bei Vorliegen einer Fre-

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quenzablage zwischen der Sende- und der Empfangsseite die Impulskompression und damit idie Bestimmung der Impulsantwort fehlerhaft ist - auch die Ermittlung und Kompensation derartiger Frequenzverschiebungen unberücksichtigt läßt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren der eingangs genannten Art zu schaffen, bei dem eine hinreichend genaue Anpassung an die Jeweils aktuelle Impulsantwort des Übertragungskanals gewährleistet ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Nachrichten Γη Form van Datenrahmen übertragen werden, daß jeder Datenrahmen zwischen einem ersten und einem zweiten Nachrichtenblock eine Testfolge enthält, daß auf der Empfangsseite bei jedem Datenrahmen der erste Fachrichtenblock zwischengespeichert wird, bis mit Hilfe der Testfolge des betreffenden Datenrahmens die aktuelle Impulsantwort des Übertragungskanals ermittelt und eine Adaptation der Entzerrer-Filterparameter an diese Impulsantwort erfolgt ist, und daß der erste und der zweite Nachrichteriblock des betreffenden Datenrahmens dann bed der adaptierten Einstellung der Entzerrer-Filterparameter entzerrt werden.

Dabei werden gemäß einer zweckmäßigen Ausbildungsform die während der Entzerrung des ersten Nachrichtenblocks einlaufenden Bits des zweiten Nachrichtenblocks ebenfalls zwischengespeichert. Für daij Abklingen von Echos ist zwischen aufeinanderfolgenden Datenrahmen und bei jedem Datenrahmen

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zwischen der Test folge einerseits und dem ernten und zweiten trachrichtenblock andererseits eine Faune von me;hreren IVltrs vorgesehen. Bei einer bevorzugten Ausführungsform bestehen der erste und zweite üachrichtenblock aus Je T$0 Bit, davon je 10 Bit Redundanz, die Testfolge aus 13 Bit und die Pausen zwischen den Datenrahmen sowie die Pausen zwischen der Test folge und dem ersten und zweiten NachrichtenbLock aus je 9 Bit. Die Nachrichten werden vornehmlich mit einer Geschwindigkeit von

3000 Baud übertragen. Als Testfolge wird vorzugsweise ein optimal korrelierender

~ /Code verwendet. Die aktuelle Impulsantwort des Übertragung s kanal s wird durch Kompression der jeweiligem Test folge» ermittelt. Die entzerrten Nachrichtenblocke sol Leu zweckmäßigerweise zwischengespeichert und kontinuierlich Rahnmn für Elahtien seriell oder parallel ausgegeben werden.

Gemäß weiterer Erfindung wird zur GewahrLeistung einer genauen Impulskompression und damit einer möglichst fehlerfreien Ein— pulsantwortbestimmung empfarigsseitig aus den Ar,ipl itiKlen der komprimier teil 'Destfolgen je zweier aufe inanderf'i) I gen-ler Datenrahmen in einem Sinus- und einem dazu orthogonuLon Oo55inus-Kanal die der Frequenzablage des auf der Empfang freite hinzugefügten Trägers vom Sollwert entsprechende Phasendifferenz P bestimmt und kompensiert. Dabei wird zur Kompensatlon der ermittelten Phasendifferenz Φ zum einen daß Signal das Sinussowie dasjenige des Cosinus-Kanals mit den Cosinus dieser Phasendifferenz ψ multipliziert und zum andern zu dem so multiplizierten Signal des Sinus— bzw. Cosinus-Kanals das Produkt

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des SLgnaLs, des Oosinus-KanaLs mit dein negativen Sinus der Phasendifferenz f bzw.· das Produkt des Signals den SLnus-KanaLs mit dem Sinus der Phasendifferenz 'V addiert.

ELn AusführungsbelspLel der Erfindung ist -Ln _der Zeichnung dargestellt und wird Lm foLgenden näher erläutert.

Ein Datenübertragungssystem mit einem an die Übertragung; strecke adaptierten Laufzeitentzerrer umgeht die eingangs iu Zusammenhang mit den bekannten Systemen geschilderten- SchwLerlgkelten. La Prinzip geht es dar ma, die au übertragende Enformation auf das gesamte zur Verfügung stehende übortragungsband, das Lm KuraueLLenboreich a. B. 5 kHz breit Lr.t, so /,u verteLLeri, daß bei VerLust eines 'PeLLs den Spektrums noch keim: oder nur unwesentliche. HbertragungsfehLer auftreten. Das heißt, das Spektruri der au übertragenden Nachricht muß mögLLchst "weiß" SiJLIi. Letzteres wird durch eine entsprechende autorriitlsche Codierung der tfachricht sov^Le eine hohe 'PeLegraptiiegoschv/lndigkeLt bei der Aussendung erreicht. Da die LaufzeL teutaerrung auf der H'npfangsseLte eine der Üandbr-eite.» des S/stems angepaßte- 1'eLegraphLegeschwLudigkelt i'.uLäiJt C Ln Kurav/eL I cjuberelch ηLt f> kllz Bandbreite bis au ΡΛΟϋ Baud be L biniirer CJo-(ILorung), ge-Llngt es auch, das zur Verfügung stehende übortragungsbaud optluaL zu nutzen. Aufgrund, der hohen PeLegraph.Legeschwüidlgkelt v/erden die einaoLnen DatenbLts serLeLL gesendet." Damit kann die zur Verfügung stehende SendeLeInturifi

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bei jedem Datenbit voll ausgeschöpft werden. Ein weiterer aus der seriellen üatenaussendung resultierender Vorteil int in der Möglichkeit der Verwendung von weniger aufwendigen, nicht notwendigerweise linearen Sender-Endstufen zu sehen, wie sie beispielsweise häufig im VHF-Bereich im B-Betrieb verwendet werden. Dieses ermöglicht den Einsatz bereits verfügbarer vol!transistorisierter Leistungsstufen mit einer Leistung von bis zu 2 kW mit allen bekannten Vorteilen gegenüber Eöhren-Linear-Endstufen wie z.B. einem wesentlich höheren Wirkungsgrad, kleinerem Gewicht und Volumen, einfacherer Abstimmung usw. ' ·

Das Wesen der Erfindung ist darin zu sehen, daß der empfangsseitige Entzerrer entsprechend dem stark zeitvarianten Verhalten von Ionosphären-Funkstrecken im Kurzwellenbereich in regelmäßigen Zeitabständen von etwa 100 m see auf die jeweils aktuelle Impulsantwort des Ubertragungskanals eingestellt wird. Aus diesem Grunde wird zur Sondierung der Übertragungsstrecke in einem Zeitabstand von jeweils etwa 100 m see eine

kurze Testfolge in Form einer optimal korrelierendon Bitsequenz ausgesendet, aus der empfangsseitig durcli Impulskompression die jeweils aktuelle Impulsantwort der Übertragungsntrecke ermittelt und eine entsprechende Anpassung der Entzerrer-Filterparameter vorgenommen wird. Zwischen den einzelnen Tostfolgen wird die eigentliche Nachricht in Form von Datenbzw. Hachrichtenblöcken übertragen, wobei je zwei Nachrichtenblöcke mit einer Testfolge dazwischen jeweils einen Datenrahmen

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"bilden und der erste Nachrichtenblock eines Datenrahmens zur Reduzierung der "Alterung" der Impulsantwort (darauf wird später näher eingegangen) jeweils bis zur Auswertung der zugehörigen Testfolge und Adaptierung der Entzerrer-Filterparameter zwischengespeichert wird. Wichtig für die einwandfreie Bestimmung der Impulsantwort ist dabei die Ermittlung und Kompensation von Frequenzablagen zwischen dem sendeseitigen (unterdrückten) Träger und dem empfangsseitig hinzugefügten Träger, worauf sich die Erfindung ebenfalls bezieht und worauf später noch näher eingegangen wird.

Fig. 1 zeigt blockschaltmäßig zwei Sende-Empfangsstationen für die serielle Schnelltelegraphie im Kurzwellenbereich mit adaptivem Echo-Entzerrer. Jede Station ist mit einem üblichen Sende-Empfanger ausgerüstet (ESB bedeutet "Einseitenband"). Zwischen den Sende-Empfanger und eine Datenquelle und -senke ist eine mit "Echtzeitprozessor" bezeichnete Einrichtung zur Modulation des auszusendenden Signals (Modulator) und zur linearen Entzerrung und Demodulation des empfangenen Signals zwischengeschaltet.

Zwar eignet sich das erfindungsgemäße Verfahren auch für einen sogenannten "Off-Line"-Betrieb (nicht Echtzeit), bei dem zur Prozessierung der Signale bereits einfache Standard-Rechner ausreichen, jedoch kommen die Vorteile des erfindungsgemäßen Verfahrens bei einer Anwendung mit Quasi-Echtzeit-Betrieb, beispielsweise einer digitalen Sprachübertragung, besonders zum Tragen. _

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Die zur Anwendung kommende Modulationsart muß linear sein. Dieses ergibt sich zwangsläufig aus folgenden Randbedingungen:

- Die Nutz-Bitrate soll 2400 Bd erreichen.

Der starken Belegung des Kurzwellenbereichs Rechnung tragend, soll die Norm-Bandbreite eines Telefoniekanals von 5 kHz nicht überschritten werden.

- Da starke lineare SignalVerzerrungen auf dem Übertragungswege zu erwarten sind, muß ein Echo-Entzerrer eingesetzt werden.

Als Modulationsart wird zweckmäßigerweise eine spezielle Art der Restseitenband-Modulation verwendet, die aber nicht Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist. Der einzige Nachteil, nämlich die durch diese Modulationsart bedingte Verzerrung des ausgesendeten Signals, stellt sich bei näherer Betrachtung als unwesentlich heraus, da durch die Verwendung der Testfolgen zur empfangsseitigen Messung der Kanalverzerrungen der adaptive Entzerrer ganz gezielt so eingestellt werden kann, daß er sowohl die linearen Modulationsverζerrungen als auch die durch die Kurzwellen-ifbertragungsstrecke bedingten Linearen Verzerrungen beseitigt.

Flg. 2 zeigt den zeitlichen Ablauf der Datenaussendung. Die digitale Nachricht wird in Form von Datenrahmen übertragen. Jeder Datenrahmen enthält eine Testfolge zur Ermittlung der Kanalparameter, einen ersten Nachrichtenblock vor und einen zweiten Nachrichtenblock hinter der Testfolge.

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Zwischen aufeinanderfolgenden Datenrahmen sowie bei den einzelnen Rahmen zwischen der Testfolge und den NachrichtenbLöcken sind Energiepausen vorgesehen, in denen Echos abkLingen können. Der erste und zweite frachrichtenblock eines Rahmens enthaLten jeweils die gleiche Anzahl von binären Telegraphieschritten für die eigentliche Nutζ information sowie zusätzlich einige Redundanzbits zur empfangsseitigen Fehlererkennung. Bei Anwendungen im Kurzwelleribereich für die Überbrückung von Entfernungen bis zu 2000 km ist die folgende, in Fig. 2 dargestellte Gliederung des Datenrahmens zweckmäßig. Die Übertragungsdauer des Datenrahmens einschließlich der Energiepaune zum vorausgehenden Datenrahmen beträgt 100 m see. Da Echos mit Laufzeitdifferenzen bis etwa ?, m see zu erwarten sind, werden für die Energiepausen je 5 m see vorgesehen, was bei einer Streckentelegraphiegeschwindigkeit von 3000 Baud je 9 Bit entspricht. Auf die je Datenrahmen erforderlichen drei Energiepausen entfallen also insgesamt 9 m see bzw. 27 Bit. Als Pestfolge wird die binär phasengetastete 13-Bit-Barkerfolge verwendet, zu deren Übertragung rund ¹V m see notwendig sind. Da die gesamte nicht für die eigentliche Nachrichtenübertragung nutzbare Zeit pro Datenrahmen 20 m see betragen darf, verbleiben ciLso abzüglich der Energiepausen und der Testfolge noch rund 7 m see, die zu Datensicherungszwecken eingesetzt werden, und zwar entfallen auf den ersten und zweiten Ifachrich toriblock dann .je 40 m see bzw. 120 Bit für die zu übertragende Information sowie je rund 3,5 ^m see bzw. 10 Bit für die Redundanz.

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Diese PO Bits Redundanz je Datenrahmen entsprechen einer Hamming-Distanz von mindestens ^lV»

Durch die Zweiteilung des Datenrahmens in einen ersten und einen zweiten Nachrichtentlock und die erwähnte Zwischenspeicherung des ersten Nachrichtenblocks erreicht man aufgrund der Tatsache, daß die Testfolge zwischen dem ersten und zweiten Nachrichtenblock in der Mitte des Datenrahmens angeordnet ist, vorteilhafterweise eine "Alterungsperiode" der Entzerrereinstellung von etwa nur 50 m see, obwohl der Entzerrerprozessor die Gewichte bzw. Filterparameter der beispielsweise in Form von Rechner-Algorithmen dargestellten Entzerrer-Transversalfilter tatsächlich in 100 m sec-Abständen jeweils neu bestimmt. Auf diese Weise gewinnt man an Stabilität und Genauigkeit - man denke nur an die stabil zu haltende frequenzmäßige Übereinstimmung zwischen dem (unterdrückten) Träger auf der Ssndeseite und dem empfangsseitig hinzugefügten Träger -, muß dafür aber zusätzliche Verarbeitungszeit im Prozessor in Kauf nehmen, da infolge der Zwischenspeicherung des ersten Nachrichtenblocks bis zur Auswertung der Testfolge und Einstellung der Entzerrergewichte etwa 50 m see zusätzliche Durchlaufzeit beim Prozessor anzusetzen sind. Man kann davon ausgehen, daß die Rechenzeit für die Einstellung der Entzerrer-Gewichte vernachlässigbar ist gegenüber der Dauer der Prozessierung der eigentlichen Nachrichteninformation. Demzufolge liegt die Gesamtdurchlaufzeit des Quasi-Echtzeit-Entzerrerprozessors gemessen vom Eintreffen des Anfangs eines Datenrahmens bis zur Ausgabe des

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ersten Nachrichtenbits dieses Rahmens an die Datensenke unter 100 m see.

Der Grund für die Verwendung von Testfolgen für die Entzerrereinstellung - die Impulsantwortmessung ist ja auch mit einem einzigen Subpuls (Elementarzeichen der linearen Telegraphie) möglich - ist darin zu sehen, daß auf realen Funkstrecken oftmals derart schlechte Störabstandsverhältnisse gegeben sind, daß die Messung der Kanalparameter gleichsam mit einem verbesserten Signalstörabstand durchgeführt werden muß, damit das erfindungsgemäße Verfahren überhaupt zum Ziele führt. Die erforderliche Störabstands-Verbesserung bei der Tmpulsantwortbestimmung wird durcli Impulskompression der Testfolge erreicht. Bei Verwendung der 13-Bit-Barkerfolge als Testfolge betragt der Störabstandsgewinn gegenüber weißem Rauschen mehr als 10 dB. Der Störabstand der Impulsantwortmessung liegt also bei etwa 25 dB, wenn von einem Kanal mit nur Λ¹) dB Nutzsignal /Bauschabstand ausgegangen wird. In praxi rechnet man mit brauchbaren ionosphärischen Verbindungen ab etwa 20 dB Störabstand des Übertragungskanal π gegen weißes Rauschen. Da zur Zeit im Kurzwellenbereich meistens Sender für langsame Telegraphie betrieben werden, wirken sich Gleichkanal-Störungen in der Regel als Dauerstrich (Continuous Wave) aus, d. h. im Basisband als Störung konstanter Frequenz und Amplitude. Derartige Störungen gehen also zumindest nicht stärker ein als beispielsweise weißes Rauschen bei gleichem Signal/Störabstand.

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Zusammenfassend laßt sich also feststellen, daß die 1^-Bit-Barkerfolge für die in der Praxis vorkommenden Stöverhriltnisse ausreicht.

Fig. 3 zeigt die Anordnung zur ("Quadratur"-) Demodulation des übertragenen geträgerten Signals auf der Empfangsseite (die Quadrierung ist eine nichtlineare Prozedur und somit hier nicht anwendbar). Die Anordnung entspricht derjenigen eines kokärenten Empfängers.Die Entzerrung erfolgt im Basisband. Für die "Quadratur"-Demodulation sind zwei Kanäle - ein Sinus- und ein Cosinuskanal — erforderlich, in denen das linear verzerrte geträgerte Empfangssignal mit einem von einem Überlagerungsoszillator bereitgestellten Trägersignal in einem Fall direkt und im andern Fall nach einer Phasenverschiebung des Trägers um 90° multiplikativ gemischt wird. Da also zwei Kanäle (der Sinus- und der Cosinuskanal) im Echoentzerrer-Prozessor verarbeitet werden müssen, ist auch die Impulsantwort in beiden Kanälen zu bestimmen. Um die gesamte in einem Kanal vorhandene Energie des Nutzsignals nutzen zu können, ist im Sinus- und im Cosinus-Kanal ,je ein zum jeweiligen Kanal zeitinverses Filter, ein sogenanntes Matched-Filter M.F., enthalten, das als Transversalfilter ausgebildet ist und dessen Gewichte der zeitinversen Impulsantwort des jeweiligen KanaLs entsprechen. Durch diese Matched-Filter wird eine nichtlineare Quadrierung vermieden ( das Verfahren so LL ja J Lm;nr se in J. Die Matched-Filter sind aiis^angsseLtig in einem Addif!ret· aniiaramengeschaLtnt;, dessen Aufjf^angss ijgnfiL οΙιημ« reziproken

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Filter R.F. zugeführt wird. Am Ausgang des reziproken Filters stehen die entzerrten Daten zur Verfügung.

Die Anordnung gemäß Fig. 3 weist folgende vorteilhafte Eigenschaften auf:

- Die Bestimmung der Kbeffizienten (Gewichte) der Matched-Filter ist sehr einfach.

- Die Signalenergie im Kanal wird aufgrund der Mit-Nutzung dnr Energie der Echos optimal genutzt.

- Die Momentanphase des bei der Quadratur-Demodulation hinzugefügten Trägers spielt keine Rolle, das Matched-FLlter ersetzt die (nichtlineare) Quadrierung.

- Die Ausgahgssignale der Matched-Filter sind reeLl, sie können addiert und dann einkanaLig weiterverarbeitet werden.

- Bei Verwendung oiner Restseitenband-Modulation mit geringer Amplitudenmodulation weisen die Ausgangssignale dor Matched-FLlter nur noch oine geringe Restverzerrung auf.

- Das reziproke FiLter braucht nur noch den Amplitudengnng dns KanaLs zu entzerren.

- Der Abtastzoltpunkt kann beLlebig gewählt werden, soforn das Ab tasi t theorem erfüLLt ist.

- Das reziproke FiLter wird unabhängig von der Anzahl ilci· Ab-tastungem pro Teil egraphioschritt so elngosteL1t, als w'irdc; Jodor Tol.e!graphioschrLtt nur oinmaL abgetastet, if iordii rv.h veroirifiuiht sich das loz Lprok» FL L tor wosentl Ich, da lh· \n · zahl soitif!!· (ieu/Lt'.hto dann nur noch von der Anzahl und ?H. iil·;·

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der Echo« sowie deren Konstellation abhängt. Die Anwendung der Matched-Filter-Prozedur auf die Impu]santwort des Kanals führt zu einer "symmetrischen Impulsantwort", die für die Einstellung der Gewichte des reziproken Filters maßgebend ist.

- Das reziproke Filter stellt ein zur symmetrischen Impulsantwort im Frequenzbereich inverses Filter dar. Im Zeitbereich ist das reziproke Filter das Entzerrerfilter der symmetrischen Irapulsantwort. Die Gewichte des reziproken Filters werden mit Hilfe eines sehr schnell konvergierenden Iterationnverfahrens im Zeitbereich eingestellt.

Fdg. i\ zeigt einen überblick über die im Prozessor durchzuführenden Filtereinstellungen und -Prozeduren. Testfolgen und Hachriohtenbl ö'cke werden getrennt verarbeitet, und zwar werden in einem sogenannten Steuerpfad aus den Testfolgen Filtereini5te.l]ungen gewonnen, die in einem sogenannten Datenpfad auf die Abta.'itwerte der Kachrichtenblöcke angewendet werden. Die Testf'olgen werden samt ihren Echos in einem Sinus- und Cosinuskanii;l des Steuerpfades zunächst über ein als Optimalfilter bezeichnetes, wei 1 hinsichtlich der Impulsantwortmessung optimiertes Koinpresfiionsfilter geführt. Es handelt sich um ein fest eingestelltes Transversalfilter mit insgesamt 29 Gewi eilten, dessen Struktur von der Anzahl der Abtastwerte ,je Telegraphieschritt abhängt. Dieses Optimalfilter ist in beiden Kanälen, d. h. im Sinus- und im Cosinuskanal, gleich, es gilt nur für die 13-Bit-Barkerfolge.

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Die aus den mittels der Optimalfilter gewonnenen Impulsantworten eingestellten zeitinversen Transversalfilter (Matched-Filter) sind in Fig. 4- im Steuerpfad mit "Autokorrelation der Impulsantwort" und im Datenpfad_T der ebenfalls einen Sinus- und einen Cosinuskanal aufweist, als "Kreuzkorrelation der Nachricht" bezeichnet. In der Tat entspricht die Anwendung der Matched-Filter-Prozedur auf die Impulsantwort einer Autokorrelation der Impulsantwart. Die weiter oben als "symmetrische Impulsantwort" bezeichnete Autokorrelationsfunktion der Impulsantwort besitzt immer einen positiven (größten) Hauptwert, der stets in der Mitte liegt. Dieser Hauptwert enthält die Summe aller Echo-Quadrate und somit die gesamte Signalenergie des Kanals (unter Echos sind hierbei alle in Präge kommenden Signalwerte der Impulsantwort zu verstehen). Da das Kreuzkorrelationsfilter im Sinuskanal des Datenpfades mit dem Matched-Filter im Sinuskanal des Steuerpfades und das Kreuzkorrelationsfilter im Cosinuskanal des Datenpfades mit dem Matched-Filter im Cosinuskanal des Steuerpfades identisch eingestellt ist, werden die Fachrichten im Datenpfad also mit den Matched-Filtem der Impulsantwort des jeweiligen Kanals kreuzkorreliert» Durch diese Kreuzkorrelation erhält man nun für jeden Datenwert (Bitschritt) einen Haaptwert_T dessen Ersehe inungsz ei tpimkt bekannt ist,, was die Abtastung sehr- erleichterte Auf das reziproke Filter und das IteratiGussverfahren- zu seiner Einstellung' wurde bereits: weiter oben eingegangen« D"ie Datenrahmen werden= Rahmen ftEF~ Hahmen entzerrt- Daztt werden^dfe zwJTschenfrequenten Ausgangs— signate des- HbcSfreguenzeiapfangers abgetastet^, einer Analog/

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Digital-Wandlung unterzogen und zwischengespeichert, bis die Entzerrerfilter eingestellt sind. Die zwischengespeicherten Bytes {Daten.we.rvte-)- werden dann vom Signalprozessor dempduliert und mit den adaptierten Entzerrerfiltern entzerrt. Die entzerrten binären· Datenwerte gelangen dann erneut in einen Zwischenspeicher. Eine Ausgabeprozedur sorgt dafür, daß die Rahmen für Rahmen angelieferten entzerrten Datenwerte kontinuierlich in einem seriellen oder parallelen Bit-Strom abgegeben werden. ......-■ .

Da die Testfolgen nur alle 100 msec ausgesendet werden, ist die Anpassung der Entzerrerfilter an die aktuelle Impulsantwort des Übertragungskanals auch nur in diesen Zeitabständen möglich. Ändert sich der Übertragungskanal innerhalb von 100 msec, so stimmen die adaptierten Filter jeweils nur am Anfang des 100 msec-Intervalls, d. h. die Filter "altern". Beträchtliche Fehlereinflüsse sind auf Schwankungen der Momentanphase und -amlitude des übertragenen Signals zurückzuführen. Eine Instabilität von IdB eff. in der Amplitude und 7 eff. in der Phase zieht bei binär phasenumgetasteten Signalen bereits eine zusätzliche Varianz von -20 dB nach sich, die sich wie weißes Rauschen bei einem 20 dB Signal/Rauschabstand auswirkt. In diesem Zusammenhang ist von Interesse, wie genau die Frequenz des dem Empfangssignal empfangsseitig hinziigefiigten Trägers des Demodulationsoszi Llators mit der Trägerf recuienz des empfangenen Signals übereinstimmen muß, damit noch keine nennenswerten

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Fehlereinflüsse entstehen. Setzt man von einem stabilen Kanal ausgehend eine konstante Verstimmung der Demodulatorfrequenz von der Trägerfrequenz voraus, so entsprechen zulässige 10° Phasenablage in der Zeitspanne vom Beginn bis zum Ende eines Nachrichtenblocks einer Phasendrehung von 20 pro Datenrahmen (bzw. 100 m see) oder einer Phasendrehung von 180° pro Sekunde, was einer Frequenzablage von 0,5 Hz gleichkommt. Diese Stabi-

lität ist aber mit einer Quarzstabilität von 10 ' nicht einmal bei Sendefrequenzen bis zu 15 MHz zu halten.

Zwecks Feststellung von Möglichkeiten zur Kompensation der Auswirkungen einer Verstimmung zwischen der Trägerfrequenz des empfangenen Signals und der Frequenz des Demodulationsoszillators wird im folgenden auf die Schreibweise der Z-Transformation zurückgegriffen. Ist M(z) die gesendete Nachricht enf ο Ige, S(z) die Impulsantwort- (Abtast-) Folge im Sinus- und C(z) diejenige im Gosinuskanal, so gilt für die empfangene Folge von Abtastwerten E(z) unter Vernachlässigung einer Verstimmung:

E(z) = M(z) . (c(z) + j

Kommt es nach der Impulsantwortmessung und nach erfolgter EinstelLungder Matched-Filter .infolge einer Frequenzablage zwischen dem DemodulatorosziLlator und dem Träger dejs empfangenen geträgerten Signals zu einer Phasenablage ψ , so ist die gemessene, für ψ = O geLtende Impulsantwort nicht mehr aktuell.

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Die durch die Phasendrehung Ψ "bedingte neue Impulsantwort lautet:

a) im Cosinuskanal: CCz).cos Ψ - S(z).sin φ ([statt

b) im Sinuskanal: S(z).cos Φ + C(z)»sin ψ ^statt

d. h» es gilt dann für die empfangene Folge von Abtastwerten

E Cz-) im Cosinus- bzw. E (^)" im Sinuskanal: c S-

E (z-) = M(z). I CCz>.cos Ψ - S(z).sin ψ f E_&(z> = MCz)V f &Cz).ca& Φ + C(z).sin Ψ | .

Setzt man Φ = O, d. h. ist die erwähnte Frequenzablage gleich Null, was sich - wie erwähnt - praktisch nicht realisieren läßt, so verschwinden die Fehlerterme und es gilt:

„(z) = M(z).C(z) und E

C S

Gemäß vorliegender Erfindung lassen sich die durch eine Phasenablage Φ bedingten Fehler Jedoch durch folgende zwei Maßnahmen kampensierenι

T^ Bes^:"&imiiiung der Freqiienz-ablage im Augenblick der Matchedr-Filteri-Fraz-edurv

2-. Äffiwendungr" efher- Jötördnufig: gemK& Kg* 5-".

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Auf die Maßnahme 1. wird später eingegangen, im folgenden soll zunächst die Anordnung nach Fig. 5 näher erläutert werden.

Fig. 5 zeigt den auf den Quadraturdemodulator folgenden Teil der Anordnung gemäß Fig. 5 ergänzt durch eine erfindungsgemäße Anordnung zur Kompensation von Phasenablagen Ψ» Die Matched-Filter im Sinus- und Cosinuskanal sind hier mit S O/z) und CO/z) bezeichnet, da sie als zu ihrem Kanal inverse Filter die Impulsantworten S(1/z) bzw. C(1/z) besitzen. Die Ergänzung besteht darin, daß das Signal im Sinus- und im Cosinuskanal mit cos φ multipliziert wird und dann zu dem Signal des Sinus- bzw. Cosinuskanals das Produkt aus dem ursprünglichen Signal des Cosinuskanals und -sin φ bzw. das Produkt des ursprünglichen Signals des Sinuskanals mit +sin Φ addiert wird. Nach Addition der Ausgangssignale beider Matched-Filter erhält man dann an dem Addierer die folgende Ausgangsfolge A(z):

A(z) = M(z). [ [" C(z).cos Φ - S(z).sin φ] .cos *. + [ C(z).cos φ - S(z).sin φ].(-sin φ).3(1/ζ) + S(z).cos φ + C(z).sin 4>J .cos ψ-SO/z) + S(z).cos Φ + C(z).sin φ] .sin φ.σ(1/ζ)| = = M(z). [c(z).C(1/z) + S(z).S(1/z) j

d. h. die Ausgangsfolge ist frei von geglichen Fehlertermen, sie ist identisch mit derjenigen bei einer Phasenablage Null. Da sich bei bekannter Frequenzablage - deren Ermittlung Gegen stand der noch zu besprechenden Maßnahme 1. ist - durch

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einfache Multiplikation der Frequenzablage mit der jeweils seit der Impulsantwortm.essung verstrichenen Zeit die zugehörige aktuelle Phasenablage φ forlaufend berechnen läßt (lineare Interpolation), ermöglicht die Anordnung gemäß Fig. also eine Kompensation der durch Phasenablagen verursachten Fehler.

Im folgenden soll die Bestimmung der Frequenzablage näher erläutert werden.

Fig. 6a zeigt die ausgesendete Signalfolge mit ihrem Wechsel zwischen Testimpulsfolgen und Nachrichtenblöcken. Der zeitliche Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Testimpulsfolgen beträgt At. Die Testimpulsfolgen sind alle gleich, während die Nachrichtenblöcke entsprechend der in ihnen enthaltenen Nachricht verschieden sind.

Fig. 6b bis e soll die Verhältnisse in den beiden orthogonalen Kanälen im Basisband (Sinus- und Cosinuskanal·) nach erfolgter Impulskompression im Signalprozessor verdeutlichen.

Fig. 6c bzw. 6e zeigt die komprimierten Testimpulsf olgen (di-e Nachrichtenblöcke sind hier fortgelassen, da sie im Datenpfad verarbeitet werden.) im Cosinus- bzw. Sinuskanal im Falle fl . ,

XlgQ-I-Ii d. h» im Falle der Übereinstimmung von Signal-Trägerfrequenz und Überlagerungsoszillatorfrequenz«. Es ist deutlich

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zu erkennen, daß in diesem Fall in beiden Kanälen aufeinanderfolgende komprimierte Testimpulsfolgen (d. h. die Impulsantworten) stets gleiche Amplituden aufweisen.

Ist dagegen aufgrund einer Frequenzablage D- , ^ Π ■, , , so verändert sich die Ehaseribeziehung zwischen dem Signal des Überlagerungsoszillator im Demodulator und dem ZF-Signal laufend, woraus ein "drehendes" Signal im Basisband resultiert und damit auch ein "Drehen" der komprimierten Testimpulsfolgen.

In Fig. 6b und d ist der Fall f) . , f Ai^ ,, dargestellt, und zwar soll die Frequenzablage dort einer 90 -Drehung von Testimpulsfolge zu Testimpulsfolge (d. h. in der Zeit At) entsprechen. Wie man deutlich erkennt, ändert sich in diesem FaLl die Amplitude von einer (komprimierten) Testimpulsfolge zur nächsten in beiden Kanälen beträchtlich.

Ist der Drehwinkel zwischen zwei im Zeitabatand At aufeinanderfolgenden Testimpulsfolgen gleich Θ, so gilt für die zu bestimmende Frequenzablage Af:

^Af []

d. h. bei dem gewählten Beispiel mit θ = 90° würde die Fre quenzablage bei einem Zeitabstand At von 100 ms gerade

betragen.

[^Hz] ^{= 2}'

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Auf die Ermittlung des für die Bestimmung der Frequenzablage "benötigten Drehwinkels θ (At ist ja vorgegeben) wird später eingegangen.

Die Ergebnisse der Impulskompression bei "drehendem" Kanal führen zu folgenden Schlußfolgerungen:

1. Bei "drehendem" Kanal ist die Impulskompression mit Fehlern behaftet (wegen ungenügender Unterdrückung von Nebenmaxima infolge der "Drehung"), daher ist für die Impulsantwortmessung selbst eine möglichst geringe "Drehung" pro Testimpulsfolgenlänge anzustreben (beispielsweise eine "Drehung" von weniger als 10 ).

2. Die Bestimmung von Frequenzablagen ist auch bei linearer Verzerrung des Kanals (Echobildung) genügend genau möglich, sofern' der durch die Frequenzablage verursachte Drehwinkel θ zwischen aufeinanderfolgenden Testfolgen kleiner als 180° ist. Wenn der Drehwinkel θ größer als 180° ist, ist die Messung des Drehwinkels nicht mehr eindeutig (da die arctgist).

arctg-Funktion in k . 180° mit k = 0, 1, 2, ... mehrdeutig

Der Grund für die Verwendung der Korrelation (auch Optimalfilterung oder Impulskompression genannt) von Testimpulsfolgen zur Bestimmung der Frequenzablage ist darin zu sehen, daß diese Methode unempfindlich gegenüber den bei Funkübertragungen

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zusätzlich auftretenden linearen Verzerrungen ist*

Fig. 7 zeigt ein Beispiel für die Bestimmung des Drehwinkels θ aus zwei stark drehenden 13-Bit-Barkerfolgen. Die ausgesendete Doppel-Testimpulsfolge ist in Fig. 7^a dargestellt (Basisband). Sie besteht aus zwei 13-Bit-Barkerfolgen mit einer Pause von 5 Bit zwischen den beiden Folgen. Die Pause ist notwendig_t um zusätzliche Heßfehler bei der Bestimmung, der Frequenzablage bei stark verzerrenden Medien (5 Echo-Intervalle) zu vermeiden. Unter der Größe T™ ist die lelegraphieschrittdauer in see. zu verstehen^.

Fig. 7b zeigt die rechtsdrehende Doppel-Barkerfolge nach dem Empfang (vor der Kompression) in perspektivischer Darstellung. Die nicht dargestellte Signalfunktion im Sinus- und Cosinus-Quadratur-) Kanal ergibt sich hieraus durch Projektion- auf die eingezeichnete Sinus- bzw. Cosinuskanal-Ebene,, wobei die Sinuskanal-Ebene senkrecht und die Cosinuskanal-Ebene parallel zur Zeichenebene liegt» Die Drehung soll - 12 pro Bitschritt betragen. Die Ausgangssignale der- Optimalfilter beider Kanäle sind in Fig. γο und d dargestellt. Deutlich lassen sich- zwei Haxima im Abstand vx>n Λ8 Telegraphieschritten unterscheiden (die Zahl -t8 ergibt sicEr aus. 15 Fit Barkerf ©Ige + 5-Bit Pause). Der~ BrehwinkelL ^beträgt - 21 &^& C^Bit & (-^2°> pro Mt). ¥ie unmittelbar zu sehen fst_r läßt siefi dear Brehwinkel θ-mitteis der-Bezdefemg

Av A

Θ- = - aratrgr*^ + arctg: ^ - k — ir mit £ = Qf^ T_% 2V ^w-

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bestimmen, wobei A^ und Ap die Amplituden zweier aufeinanderfolgender komprimierter Testimpulsfolgen im Sinuskanal und B^ und Bp die entsprechenden Amplituden im Cosinuskanal sind. -

Die Frequenz ablage Af errechnet sich dann zu

^Hz

wobei die Entstehung der Zahl 18 weiter oben_;erläutert ist (in dem Beispiel gemäß Fig. 7 ist At = 18 . Tm).

Die analytische Betrachtung zeigt, daß die Bestimmung der Frequenzablage exakt möglich ist, auch bei Vorhandensein von linearen Verzerrungen (Kanal-Echos).

Eine Frequenz ablage mit einem Drehwinkel θ von -216° wurde auf einem Rechner simuliert und ergab eine.Genauigkeit von besser als 1 % trotz der starken Drehung.

Es sei noch besonders darauf hingewiesen, daß-ein weiterer gros ser Vorteil des Verfahrens und der Anordnung· nach der Erfindung darin besteht, daß anstelLe optimal korrel ieronder Folgen "und..

paasendes, kurzes

Filter jede.korreLierende Folg« und dazu/ k verwendbar - sind,-die bei der Kompression einen doubliehon. Hauptwerk (Maximum) pro'Folge erzeugen.. : . .. .■ -

Bei Verwendung der Anordnung gemäß Tf¹Ig. 5 murinnn, da ritt· die

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Kompensation einer eventuellen Phasenablage der Drehwinkel θ zwischen je zwei aufeinanderfolgenden Testfolgen ermittelt werden muß, beide zwischen den zwei Testfolgen liegende ITachrichtenblöcke zwischengespeichert werden, bis der DrehwinkeL θ bestimmt ist. Dieses ergibt bei Verwendung eines Datenrahmens gemäß Fig. 2 eine minimale Druchlaufzeit im Entzerrerprozessor von mindestens 100 m see.

/Π12Β

Claims (9)

1. - 28 - UL

   % 3970

   Patentansprüche

   π7) Nachricht enübertragungs verfahr en insbesondere für den Kurzwellenbereich, dadurch gekennzeichnet, daß die Nachrichten in Form von Datenrahmen übertragen werden, daß jeder Datenrahmen zwischen einem ersten und einem zweiten Nachrichtenblock eine Testfolge enthält, daß auf der Empfangsseite bei jedem Datenrahmen der erste Nachrichtenblock zwischengespeichert wird, bis mit Hilfe der Testfolge des betreffenden Datenrahmens die aktuelle Impulsantwort des Übertragungskanals ermittelt und eine Adaptation der Entzerrer-Filterparameter an diese Impulsantwort erfolgt ist, und daß der erste und der zweite Nachrichtenblock des betreffenden Datenrahmens dann bei der adaptierten Einstellung der Entzerrer-lilterparameter entzerrt werden.
2. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die während der Entzerrung des ersten Nachrichtenblocks einlaufenden Bits des zweiten Nachrichtenblocks zwischengespeichert werden.
3. 3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen aufeinanderfolgenden Datenrahmen sowie bei jedem Datenrahmen zwischen der Testfolge einerseits und dem ersten und zweiten Nachrichtenblock andererseits eine Pause vorgesehen ist.

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   26539 7-Ω
4. 4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 Bis J~ dadurch gekennzeichnet, daß die Testfolge aus einem optimal korrelierenden Code, beispielsweise aus einem 13 -Bit-Barker-Code, der erste und zweite Nachrichtenblock aus je I30 Bit, davon je 10 Bit Redundanz, und die Pausen zwischen aufeinanderfolgenden Datenrahmen sowie zwischen der Testfolge und dem ersten und zweiten Nachrichtenblock aus je 9 Bit bestehen (Fig. 2).
5. 5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß als Testfolge ein optimal korrelierender Code, etwa ein 13-Barker-Code, verwendet wird.
6. 6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5₅ dadurch gekennzeichnet, daß die aktuelle Impulsantwort des Ubertragungskanals jeweils mittels Impulskompression der Testfolge ermittelt wird.
7. 7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die entzerrten Nachrichtenblöcke zwischengespeichert und kontinuierlich Rahmen für Rahmen seriell oder parallel ausgegeben werden.
8. 8. Verfahren insbesondere nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß empfangsseitig aus den Amplituden der komprimierten Testfolgen je zweier aufeinanderfolgender Datenrahmen in einem Sinus- und einem dazu orthogonalen Cosinus-Kanal die der Frequenzablage des hinzugefügten Trägers vom Sollwert entsprechende Phasendifferenz φ bestimmt und kompensiert wird.

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9. 9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß zur Komperisierung der Phasendifferenz ψ zum einen das Signal des
   Sinus- und des.jenige des Cosinus-Kanals mit dem Cosinus der
   ermittelten Phasendifferenz cos Ψ multipliziert und zum andern dann zu dem so multiplizierten Signal des Sinus- "bzw. Cosinus-Kanals das Produkt- des Signals des Cosinus-Kanals mit dem
   negativen Sinus der Phasendifferenz -sin Ψ bzw. das Produkt des Signals des Sinus-Kanals mit dem Sinus der Phasendifferenz
   sin Ψ addiert wird (Fig. 5).

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