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nNachrichtenübertragungsverfahrent
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Zusatz zu DBP ..
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(Patentanmeldung P 26 08 258.6) Die Erfindung betrifft ein Einseitenband-
(gegebenenfalls mit Restseitenband) oder Zweiseitenband-Nachrichtenübertragungsverfahren
ohne Träger, insbesondere für linear verzerrende ftb ertragungs strecken mit Frequenzverschiebungen
aufgrund des Dopplereffekts, bei dem die Nachrichten blockweise in Form von Datenblöcken
übertragen werden, bei dem vor jedem Datenblock jeweils eine Testimpulsfolge ausgesendet
wird empfangsseitig durch Hinzufügen eines Trägers einmal direkt in einem ersten
und einmal mit 90° Phasenverschiebung in einem zweiten von zwei zueinander orthogonalen
Kanälen und Impulskompression zum einen aus Jeder Testimpulsfolge die Impulsantwort
der Ubertragungsstrecke ermittelt und eine entsprechende Korrektur der Filterparameter
veranlaßt wird und zum andern durch Vergleich der Amplituden Je zweier aufeinanderfolgender
komprimierter Testimpulsfolgen in den beiden orthogonalen Kanälen laufend jeweils
die
Frequenzablage des hinzugefügten Trägers vom Sollwert bestimmt
und kompensiert wird, nach DBP .. .. ... (Aktenzeichen P 26 08 258.6).
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Das Hauptpatent löst die Aufgabe, ein Nachrichtenübertragungsverfahren
zu schaffen, das imstande ist, auftretende Frequenzverschiebungen automatisch zu
ermitteln und zu kompensieren, und das damit stets eine einwaudfreie Bestimmung
der Impulsantwort ermöglicht und somit eine optimale Ausschaltung von Ubertragungsfehlern
gestattet.
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Die Erfindung nach dem Hauptpatent besteht darin, daß die Nachrichten
blockweise in Form von Datenblöcken übertragen werden, daß vor Jedem Datenblock
Jeweils eine Testimpulsfolge ausgesendet wird und daß empfangsseitig durch Hinzufügen
eines Trägers einmal direkt und einmal mit 900 Phasenverschiebung in einem zweiten
von zwei zueinander orthogonalen Kanälen und Impulskompression zum einen aus Jeder
Testimpulsfolge die Impuls antwort der Ubertragungsstrecke ermittelt und eine entsprechende
Korrektur der Filterparameter veranlaßt wird und zum andern durch Vergleich der
Amplituden je zweier aufeinanderfolgender komprimiert er Testimpulsfolgen in den
beiden orthogonalen Kanälen laufend jeweils die Frequenzablage des hinzugefügten
Trägers vom Sollwert bestimmt und kompensiert wird.
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Es hat sich gezeigt, daß die bei dem Verfahren nach dem Hauptpatent
vorzugsweise in Auge gefaßte Verwendung optimal korrelierender Folgen, insbesondere
des 13-Bits-Barker-Codes, als Testimpulsfolge u. a. zu einem hohen Dimensionierungsaufwand
führt, weil für die Kompression derartiger Folgen ein Optimalfilter erforderlich
ist, d. h. ein au die Folge optimal angepaßtes Mismatched-Filter, dessen Optimierung
verhältnismaßig aufwendig ist.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, das Nachrichtenübertragungsverfahren
der eingangs genannten Art dahingehend zu verbessern, daß bei ihm die Kompression
der Testimpulsfolgen mit einfach zu dimensionierenden Filtern möglich wird.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß Jede Testimpulsfolge
zumindest eine vollständige Pseudo-Rausch-Folge (Pseudo-Noise-Folge) enthält.
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Zur Verhinderung des Ubergreifens von Energieechos benachbarter Datenblöcke
auf die Destfolgenist vorgesehen, daß Jede Testfolge vor der/den vollständigen Pseudo-Rausch-Folge/
Folgen einen Endteil und nach der/den vollständigen Pseudo-Rausch-Folge/Folgen einen
Anfangsteil der Pseudo-Rausch-Folge enthält.
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Eine vorteilhafte Ausführungsform ist dadurch gegeben, daß Jede Testfolge
der Reihe nach aus ungefähr der zweiten Hälfte der Pseudo-Rausch-Folge, zwei vollständigen
Pseudo-Rausch-Folgen und ungefähr der ersten Hälfte der Pseudo-Rausch-Folge aufgebaut
ist. Die Pseudo-Rausch-Folge besteht dabei aus 2n-1 Bits, wobei n eine positive
ganze Zahl, vorzugsweise n=4 oder 5, ist. Eine erste bevorzugte Ausführungsform
erhält man dadurch, daß eine aus 15 Bits bestehende Pseudo-Rausch-Folge verwendet
wird und daß jede Testfolge der Reihe nach aus den letzten sieben Bits der Pseudo-Rausch-Folge,
zwei vollständigen Pseudo-Rausch-Folgen und den ersten sieben Bits der Pseudo-Rausch-Folge
aufgebaut ist. Eine weitere bevorzugte Ausführungsform besteht darin, daß die Pseudo-Rausch-Folge
aus 31 Bits besteht und daß die Testfolge der Reihe nach die letzten 15 Bits der
Pseudo-Rausch-Folge, zwei vollständige Pseudo-Rausch-Folgen und die ersten 15 Bits
der Pseudo-Rausch-Folge enthält. Die Pseudo-Rausch-Folge besteht dabei nur aus +1-
und -1-Signalwerten. Die Übertragungsdauer eines Datenrahmens bestehend aus einem
Datenblock und einer Testfolge liegt vorzugsweise zwischen 100 und 200 m sec. Die
Datenblöcke und die Testfolgen werden Jeweils ohne eine Energiepause unmittelbar
aneinander anschließend übertragen.
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Die Alterung der Filterparametereinstellung wird dadurch reduziert
(halbiert), daß die Datenblöcke und die Testimpulsfolgen empfangsseitig zwischengespeichert
werden und daß die zweite Hälfte des einer Testimpulsfolge vorangehenden Datenblocks
und die erste Hälfte des der Testimpulsfolge nachfolgenden Datenblocks Jeweils bei
einer Einstellung der Entzerrerfilterparameter entzerrt werden, welche . die mit
Hilfe der Testimpulsfolge ermittelte Impulsantwort adaptiert ist.
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Der Einsatz von PN-Folgen bringt den großen Vorteil mit sich, daß
als Kompressionsfilter für die Testimpulsfolgen Transversalfilter verwendet werden,
deren Gewichte einfach entsprechend den Bitwerten der zeitinversen (vollständigen)
Pseudo-Rausch-Folge gewählt sind (Matched-Filter).-Eine wesentliche Erhöhung der
Meßgenauigkeit bei der Bestimmung der Impulsantwort wird dadurch erreicht, daß bei
der Impulskompression 'die Intensität eines Jeden Echos bestimmt wird und daß zwecks
Korrektur zu bzw. von allen Impulskompressionswerten mit Ausnahme desjenigen des
åeweiligen Echos selbst Jeweils m -tel der Intensität dieses Echos addiert bzw.
subtrahiert wird, Je nachdem, ob die Intensität dieses Echos ein positives oder
ein negatives Vorzeichen aufweist, wobei m die Anzahl der Bits der iseudo-Rausch-Folge
ist.
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Eine vorteilhafte Ausführungsform für die Kompensation höherer Frequenzablagen
ist dadurch gegeben, daß die Datenblöcke und die Testpulsfolgen empfangsseitig zwischengespeichert
werden, daß die Impuls antwort und die Frequenzablage mittsls der Testimpulsfolgen
grob bestimmt und die gespeicherten Datenblöcke und Testimpulsfolgen bis auf eine
Rest-Frequenzablage von beispielsweise maximal 10 Hz von Fehlern bereinigt werden,
die auf eine Frequenzablage zurückzuführen
sind, daß mittels der
so korrigierten Testimpulsfolgen die Impulsantwort und die Rest-Frequenzablage der
einzelnen Echos genau bestimmt wird und daß dann mittels an die Impulsantwort angepaßter
Filter (Matched-Filter) die Gruppenlaufzeitfehler und die auf die Rest-Frequenzablage
der Echos zurückzuführenden Fehler beseitigt werden.
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Die Verwendung von Pseudo-Rausch-Folgen in den Testimpulsfolgen ermöglicht
wegen der damit verbundenen einfachen Dimensionierung der Xompressionsfilter eine
sehr vorteilhafte Ausführungsform, die auch beim Empfang eines Gemisches aus "stehenden"
und aus verschieden schnell "drehenden" Echos zum Erfolg führt. Diese Ausführungsform
ist dadurch gegeben, daß die Filterkoeffizienten der angepaßten Filter (Matched-Filter)
im Falle, daß die Rest-Frequenzablage der Echos oder die restliche Frequenzablage
der Echos untereinander zu einer Phasendrehung von mehr als 10° während der Ubertragungsdauer
eines Daterlblocks und einer Testimpulsfolge führt, von Bit zu Bit jeweils entsprechend
der Zeitinversen der aktuellen Impuls antwort neu eingestellt werden und daß dann
den angepaßten Filtern ein zeitinvariantes reziprokes Filter nachgeschaltet ist.
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Im folgenden soll ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung
anhand der Zeichnung näher erläutert werden.
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Fig. 1 zeigt blockschaltmäßig zwei Sende-Empfangsstationen für die
serielle Schnelltelegraphie im Kurzwellenbereich mit adaptivem Echo-Entzerrer. Jede
Station ist mit einem üblichen Sende-Empfänger ausgerüstet (ESB bedeutet "Einseitenband").
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Zwischen den Sende-Empfänger und eine Datenquelle und -senke ist eine
mit "Echtzeitprozessor" bezeichnete Einrichtung zur Modulation des auszusendenden
Signals (Modulator) und zur linearen Entzerrung und Demodulation des empfangenen
Signals zwischengeschaltet.
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Die zur Anwendung kommende Modulationsart muß linear sein.
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Dieses ergibt sich zwangsläufig aus folgenden Randbedingungen: - Die
Nutz-Bitrate soll 2400 Bd erreichen.
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- Der starken Belegung des Kurzwellenbereichs Rechnung tragend, soll
die Norm-Bandbreite eines Telefoniekanals von 3 kHz nicht überschritten werden.
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- Da starke lineare Signalverzerrungen auf dem tIbertragungswege zu
erwarten sind, muß ein Echo-Entzerrer eingesetzt werden.
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Als Modulationsart wird zweckmäßigerweise eine spezielle Art der Restseitenband-Modulation
verwendet, die aber nicht Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist. Der einzige
Nachteil, nämlich die durch diese Modulationsart bedingte Verzerrung des ausgesendeten
Signals, stellt sich bei näherer Betrachtung als unwesentlich heraus, da durch die
Verwendung der Testfolgen zur empfangsseitigen Messung der Kanalverzerrungen der
adaptive Entzerrer ganz gezielt so eingestellt werden kann, daß er sowohl die linearen
Modulationsverzerrungen als auch die durch die Kurzwellen-tibertragungsstrecke bedingten
linearen Verzerrungen beseitigt.
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Fig. 2a zeigt den zeitlichen Ablauf der Datenaussendung. Die digitale
Nachricht wird in Form von Datenrahmen übertragen.
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Jeder Datenrahmen enthält eine Testfolge zur Ermittlung der Kanalparameter
und der Frequenzablage sowie einen Datenblock.
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Im Unterschied zum Gegenstand des Hauptpatents werden die Testfolgen
und die Datenblöcke jeweils ohne eine Energiepause unmittelbar aneinander anschließend
übertragen.
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Fig. 2b zeigt ein Beispiel für den Aufbau der neuen Testfolge, die
aus einem Vorlauf aus den letzten 15 Bits einer 31 Bit langen PN-Folge (PN = Pseudo-Noise
bzw. Pseudo-Rausch), zwei vollständigen PN-Folgen und einem Nachlauf aus den letzten
15 Bits der PN-Folge besteht.
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Fig. 2c zeigt ein konkretes Beispiel für den Aufbau der 31 Bit langen
PN-Folge. Die Folge entsteht aus dem Primitiv-Polynom 1+x2+x5. Sie besteht aus +1-
und -1-Bitwerten.
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Fig. 3 zeigt die Anordnung zur (2'Quadratur"-) Demodulation des übertragenen
geträgerten Signals auf der Empfangsseite (die Quadrierung ist eine nichtlineare
Prozedur und somit hier nicht anwendbar). Die Anordnung entspricht derjenigen eines
kohärenten Empfängers. Die Entzerrung erfolgt im Basisband. Für die "Quadratur"-Demodulation
sind zwei Kanäle - ein Sinus- und ein Cosinuskanal - erforderlich, in denen das
linear verzerrte geträgerte Empfangssignal mit einem von einem Uberlagerungsoszillator
bereitgestellten Trägersignal in einem Fall direkt und im andern Fall nach einer
Phasenverschiebung des Trägers um 900 multiplikativ gemischt wird.
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Da also zwei Kanäle (der Sinus- und der Cosinuskanal) im Echoentzerrer-Prozessor
verarbeitet werden müssen, ist auch die Impulsantwort in beiden Kanälen zu bestimmen.
Um die gesamte in einem Kanal vorhandene Energie des Nutzsignals nutzen zu können,
ist im Sinus- und im Cosinuskanal Je ein zum jeweiligen Kanal zeitinverses Filter,
ein sogenanntes Matched-Filter M.F., enthalten, das als Transversalfilter ausgebildet
ist und dessen Gewichte der zeitinversen Impulsantwort des jeweiligen Kanals entsprechen.
Durch diese Matched-Filter wird eine nichtlineare Quadrierung vermieden (das Verfahren
soll Ja linear sein). Die Matched-Filter sind ausgangsseitig in einem Addierer zusammengeschaltet,
dessen Ausgaugssignal einem reziproken Filter R.F. zugeführt wird. Am Ausgang des
reziproken Filters stehen die entzerrten Daten zur Verfügung.
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Die Anordnung gemäß Fig. 3 weist folgende vorteilhafte Eigenschaften
auf: - Die Bestimmung der Koeffizienten (Gewichte) der Matched-Filter ist sehr einfach.
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- Die Signalenergie im Kanal wird aufgrund der Mit-Nutzung der Energie
der Echos optimal genutzt.
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- Die Momentanphase des uei der Quadratur-Demodulation hinzugefügten
Trägers spielt keine Rolle, das Matchedfilter ersetzt die (nichtlineare) Quadrierung.
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Die Ausgangssignale der Matched-Filter sind reell, sie können addiert
und dann einkanalig weiterverarbeitet werden.
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- Bei Verwendung einer Restseitenband-Modulation mit geringer Amplitudenmodulation
weisen die Ausgangssignale der Matched-Filter nur noch eine geringe Restverzerrung
auf.
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- Das reziproke Filter braucht nur noch den Amplitudengang des Kanals
zu entzerren.
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- Der Abtastzeitpunkt kann beliebig gewählt werden, sofern das Abtasttheorem
erfüllt ist.
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- Das reziproke Filter wird unabhängig von der Anzahl der Abtastungen
pro Telegraphieschritt so eingestellt, als würde Jeder Telegraphieschritt nur einmal
abgetastet.
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Hierdurch vereinfacht sich das reziproke Filter wesentlich, da die
Anzahl seiner Gewichte dann nur noch von der Anzahl der Stärke der Echos sowie deren
Konstellation abhängt.
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Die Anwendung der Matched-Filter-Prozedur auf die Impulsantwort des
Kanals führt zu einer "symmetrischen Impulsantwort", die für die Einstellung der
Gewichte des reziproken Filters maßgebend ist.
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- Das reziproke Filter stellt ein zur symmetrischen Impulsantwort
im Frequenzbereich inverse Filter dar. Im Zeitbereich ist das reziproke Filter das
Entzerrerfilter der symmetrischen Impulsautwort. Die Gewichte des reziproken Filters
werden mit Hilfe eines sehr schnell konvergieren den Iterationsverfahrens im Zeitbereich
eingestellt.
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Fig. 4 zeigt einen Uberblick über die im Prozessor durchzuführenden
Filtereinstellungen und -prozeduren. Testfolgen und Datenblöcke werden getrennt
verarbeitet, und zwar werden in einem sogenannten Steuerpfad aus den Testfolgen
Filtereinstellungen gewonnen, die in einem sogenannten Datenpfad auf die Abtastwerte
der Nachrichtenblöcke angewendet werden. Die Testfolgen werden samt ihren Echos
in einem Sinus- und Cosinuskanal des Steuerpfades zunächst über ein als Matched-Filter
bezeichnetes, weil an die verwendete PN-Folge angepaßtes Kompressionsfilter geführt.
Es handelt sich um ein fest eingestelltes Transversalfilter mit insgesamt 31 Gewichten,
dessen Gewichte identisch zu den Bits der zeitinversen PN-Folge sind. Dieses Matched-Filter
ist in beiden Kanälen, d. h. im Sinus- und im Cosinuskanal, gleich, es gilt nur
für die verwendete PN-Folge. Die aus den mittels der Matched-Filter gewonnenen Impuls
antwort en eingestellten zeitinversen Xransversalfilter (Matched-Filter für die
Impulsantwort) sind in Fig. 4 im Steuerpfad mit "Autokorrelation der Impulsantwort
und im Datenpfad, der ebenfalls einen Sinus- und einen Cosinuskanal aufweist, aus
"Ereuzkorrelation der Nachricht" bezeichnet. In der Tat entspricht die Anwendung
der Matched-Filter-Prozedur auf die Impulsantwort einer Autokorrelation der Impulsantwort.
Die weiter oben als "symmetrische Impulsantwort" bezeichnete Autokorrelationsfunktion
der Impulsantwort besitzt immer einen positiven (größten) Hauptwert, der stets in
der Mitte liegt.
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Dieser Hauptwert enthält die Summe aller Echo-Quadrate und somit die
gesamte Signal energie des Kanals (unter Echos sind hierbei alle in Frage kommenden
Signalwerte der Impulsantwort zu verstehen). Da das Kreuzkorrelationsfilter im Sinuskanal
des Datenpfades mit dem Matched-Filter im Sinuskanal des Steuerpfades und das Kreuzkorrelationsfilter
im Cosinuskanal des Datenpfades mit dem Matched-Filter im Cosinuskanal des Steuerpfades
identisch eingestellt ist, werden die Nachrichten im Datenpfad also mit den Matched-Filtern
der Impulsantwort des Jeweiligen Kanals kreuzkorreliert.
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Durch diese Kreuzkorrelation erhält man nun für Jeden Datenwert (Bitschritt)
einen Hauptwert, dessen Erscheinungszeitpunkt bekannt ist, was die Abtastung sehr
erleichtert. Auf das reziproke Filter - ein zur symmetrischen Impulsantwort im Frequenzbereich
inverse Transversalfilter - und das Iterationsverfahren zu seiner Einstellung wird
hier nicht näher eingegangen. Die Datenblöcke werden Block für Block entzerrt. Dazu-werden
die zwischenfrequenten Ausgangssignale des Hochfrequenzempfängers abgetastet, einer
Analog/Digital-Wandlung unterzogen und zwischengespeichert, bis die Entzerrerfilter
eingestellt sind. Die zwischengespeicherten Bytes (Datenwerte) werden dann vom Signalprozessor
mit den adaptierten Entzerrerfiltern entzerrt. Die entzerrten binären Datenwerte
gelangen dann erneut in einen Zwischenspeicher. Eine Ausgabeprozedur sorgt dafür,
daß die Rahmen für Rahmen angelieferten entzerrten Datenwerte kontinuierlich in
einem seriellen oder parallelen Bit-Strom abgegeben werden.
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Da die Testfolgen nur alle 100 bis 200 m sec ausgesendet werden, ist
die Anpassung der Entzerrerfilter an die aktuelle Impulsantwort des Ubertragungskanals
auch nur in diesen Zeitabständen möglich. Ändert sich der Ubertragungskanal innerhalb
dieser Zeitspanne, so stimmen die adaptierten Filter jeweils nur am Anfang des 100
bzw. 200 m sec-Intervalls, d. h.
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die Filter "altern". Beträchtliche Fehlereinflüsse sind auf Schwankungen
der Momentanphase und -amplitude des übertragenen Signals zurückzuführen. Eine Instabilität
von 1 dB eff.
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in der Amplitude und 70 eff. in der Phase zieht bei binär phasenumgetasteten
Signalen bereits eine zusätzliche Varianz von -20 dB nach sich, die sich wie weißes
Rauschen bei einem 20 d3 Signal/Rauschabstand auswirkt. In diesem Zusammenhaug ist
von Interesse, wie genau die Frequenz des dem Empfangssignal empfangsseitig hinzugefügten
Trägers des Demodulationsoszillators mit der Trägerfrequenz des empfangenen Signals
übereinstimmen muß, damit noch keine nennenswerten
Fehlereinflüsse
entstehen. Setzt man von einem stabilen Kanal ausgehend eine konstante Verstimmung
der Demodulatorfrequenz von der Trägerfrequenz voraus, so entsprechen zulässige
100 Phasenablage in der Zeitspanne vom Beginn bis zum Ende eines Datenrahmens -
bei einer Übertragungsgeschwindigkeit von 3000 Bd sind das 200 m sec - einer Phasendrehung
von 50° pro Sekunde, was einer Frequenzablage von 0,14 Hz gleichkommt.
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Diese Stabilität ist aber mit einer Quarzstabilität von 10 nicht einmal
bei Sendefrequenzen bis zu 15 NHz zu halten.
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Im folgenden soll die Bestimmung der Frequenz ablage näher erläutert
werden.
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Fig. 5a zeigt die ausgesendete Signalfolge mit ihrem Wechsel zwischen
Testimpulsfolgen und Nachrichtenblöcken (es handelt sich hierbei um die Signalfolge
gemäß dem Hauptpatent, da bei der vorliegenden Erfindung die Energiepausen zwischen
den Nachrichtenblöcken und den Testfolgen entfallen). Der zeitliche Abstand zwischen
zwei aufeinanderfolgenden estimpulsfolgen beträgt At Die Testimpulsfolgen sind alle
gleich, während die Nachrichtenblöcke entsprechend der in ihnen enthaltenen Nachricht
verschieden sind.
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Fig. 5b bis e soll die Verhältnisse in den beiden orthogonalen Kanälen
im Basisband (Sinus- und Cosinuskanal) nach erfolgter Impulskompression im Signalprozessor
verdeutlichen.
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Fig. 5c bzw. 5e zeigt die komprimierten Testimpulsfolgen (die Nachrichtenblöcke
sind hier fortgelassen, da sie im Datenpfad verarbeitet werden) im Cosinus- bzw.
Sinuskanal im Falle #ist = #soll, d.h. im Falle der Übereinstimmung von Signal-Trägerfrequenz
und Sberlagerungsoszillatorfrequenz. Es ist deutlich zu erkennen, daß in diesem
Fall in beiden Kanälen aufeinanderfolgende komprimierte Testimpulsfolgen Cd. h.
die Impulsantworten) stets gleiche Amplituden aufweisen.
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Ist dagegen aufgrund einer Frequenzablage ist 6 Qsoll 80 verändert
sich die Phasenbeziehung zwischen dem Signal des Überlagerungsoszilators im Demodulator
und dem ZF-Signal laufend, woraus ein "drehendes" Signal im Basisband resultiert
und damit auch ein "Drehen" der komprimierten Testimpulsfolgen.
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In Fig. 5b und 5d ist der Fall #ist # #soll dargestellt, und zwar
soll die Frequenzablage dort einer 90 0-Drehung von Testimpulsfolge zu Testimpulsfolge
(d. h. in der Zeit #t) entsprechen. Wie man deutlich erkennt, ändert sich in diesem
Fall die Amplitude von einer (komprimierten) Testimpulsfolge zur nächsten in beiden
Kanälen beträchtlich.
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Ist der Drehwinkel zwischen zwei im Zeitabstand #t auf einanderfolgenden
Testimpulsfolgen gleich i, so gilt für die zu bestimmende Frequenzablage Af: = .
1 #Hz 360 #t d. h. bei dem gewählten Beispiel mit e - 900 würde die Frequenzablage
bei einem Zeitabstand At von 100 ms gerade 90 1 = . #Hz# = 2,5 #Hz 360 100.10-³
betragen.
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Auf die Ermittlung des für die Bestimmung der Frequenzablage benötigten
Drehwinkels # (#t ist ja vorgegeben) wird später eingegangen.
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Die Ergebnisse der Impulskompression bei "drehendem" Kanal führen
zu folgenden Schlußfolgerungen: 1. Bei "drehendem" Kanal ist die Impulskompression
mit Pehlern behaftet (wegen ungenügender Unterdrückung von Nebenmaxima infolge der
"Drehung"), daher ist für die
Impulsantwortmessung selbst eine
möglichst geringe "Drehung" pro Testimpulsfolgenlänge anzustreben (beispielsweise
eine "Drehung" von weniger als 100).
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2. Die Bestimmung von Frequenzablagen ist auch bei linearer Verzerrung
des Kanals (Echobildung) genügend genau möglich, sofern der durch die Frequenz ablage
verursachte Drehwinkel o zwischen aufeinanderfolgenden Testfolgen kleiner als 1800
ist. Wenn der Drehwinkel o größer als 1800 ist, ist die Messung des Drehwinkels
nicht mehr eindeutig (da die arctg-Funktion in k . 1800 mit k = 0, 1, 2, ... mehrdeutig
ist).
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Der Grund für die Verwendung der Korrelation (auch Optimalfilterung
oder Impulskompression genannt) von Destimpulsfolgen zur Bestimmung der Frequenzablage
ist darin zu sehen, daß diese Methode unempfindlich gegenüber den bei Funkübertragungen
zusätzlich auftretenden linearen Verzerrungen ist.
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Fig. 6 zeigt ein Beispiel für die Bestimmung des Drehwinkels e aus
zwei stark drehenden 13-Bit-Barkerfolgen gemäß dem Hauptpatent. Die ausgesendete
Doppel-Tessimpulsfolge ist in Fig. 6a dargestellt (Basisband). Sie besteht aus zwei
13-Bit-Barkerfolgen mit einer Pause von 5 Bit zwischen den beiden Folgen. Unter
der Größe TT ist die Telegraphieschrittdauer in sec. zu verstehen.
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Fig. 6b zeigt die rechtsdrehende Doppel-Barkerfolge nach dem Empfang
(vor der Kompression) in perspektivischer Darstellung.
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Die nicht dargestellte Signalfunktion im Sinus- und Cosinus-(Quadratur-)
Kanal ergibt sich hieraus durch ProJektion auf die eingezeichnete Sinus- bzw. Cosinuskanal-Ebene,
wobei die Sinuskanal-Ebene senkrecht und die Cosinuskanal-Ebene parallel zur Zeichenebene
liegt. Die Drehung soll - 120 pro Bitschritt betragen. Die Ausgangssignale der Matched-Filter
beider Kanäle sind in Fig. 6c und 6d dargestellt.
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Deutlich lassen sich zwei Maxima im Abstand von 18 Telegraphieschritten
unterscheiden (die Zahl 18 ergibt sich aus 13 Bit Barkerfolge + 5 Bit Pause). Der
Drehwinkel e beträgt - 2160 (18 Bit a -12° pro Bit). Wie unmittelbar zu sehen ist,
läßt sich der Drehwinkel e mittels der Beziehung
bestimmen, wobei A1 und A2 die Amplituden zweier auf einanderfolgender komprimiert
er Testimpulsfolgen im Sinuskanal und Bi und B2 die entsprechenden Amplituden im
Cosinuskanal sind.
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Die Frequenzablage -errechnet sich dann zu
wobei die Entstehung der Zahl 18 weiter oben erläutert ist (in dem Beispiel gemäß
Fig. 6 ist Lt = 18 Ti.
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Gemäß dem Hauptpatent werden zur Bestimmung der Kanalparameter optimal
korrelierende Bitfolgen, insbesondere 13-Bit-Barkerfolgen, verwendet. Derartige
Testfolgen gestatten zwar eine beliebig genaue Messung geringer Frequenzablagen,
nachteiligerweise bringen sie jedoch einen hohen Aufwand bei der Dimensionierung
der (mismatched) Kompressionsfilter mit sich.
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Dieser Nachteil wird erfindungsgemäß durch die Verwendung sogenannter
PN-Folgen (PN: Pseudo-Noise) vermieden. Die Destimpulsfolge gemäß Fig. 2b besteht
aus zwei vollständigen PN-Folgen von Je 31 Bit Länge, denen ein Vorlauf und ein
Nachlauf bestehend aus den letzten bzw. ersten 15 Bits derselben PN-Polge voran-
bzw. nachgestellt ist. Der Vor- und der Nachlauf dienen der Verhinderung starker
Energie echos der benachbarten Datenblöcke bei der Kompression der vollständigen
PN-Folgen, die ansonsten eine einwandfreie Bestimmung der Impuls antwort des Ubertragungskanals
unmöglich machen würden.
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Die beiden vollständigen PN-Folgen ermöglichen eine Ermittlung der
Impulsantwort zu zwei kurz aufeinanderfolgenen Zeitpunkten und damit auch der Änderung
der Impulsantwort, die eine zeitliche Extrapolation der Impulsantwort gestattet.
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Mit Hilfe der beiden vollständigen PN-Folgen wird des weiteren die
Frequenzablage des hinzugefügten Trägers vom Sollwert bestimmt. Da die beiden PN-Folgen
im Unterschied zur 13-Bit-Barkerfolge unmittelbar aufeinanderfolgend - d. h. ohne
Energiepausen - ausgesendet werden können, ergibt sich(beispielsweise bei Verwendung
von 15 Bit-PN-Folgen) die Möglichkeit, größere Frequenzablagen als mit dem 13-Bit-Barker-Code
hinreichend genau zu bestimmen. Für die Testimpulsfolge nach Fig. 2b gilt bei einer
Telegraphiegeschwindigkeit von 3000 Bd: - Messung der Impulsantwort mit etwa 2 %
Genauigkeit bei Frequenzablagen bis zu 10 Hz.
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- Messung der Frequenz ablage bis nahezu 50 Hz mit ausreichender Genauigkeit.
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Hinzu kommen noch folgende besonders wichtige Eigenschaften der neuen
Testfolge: - Die Dopplerablage der einzelnen Echos darf bis zu 10 Hz betragen, sie
darf auch für jedes Echo verschieden sein.
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- Die Dopplerablage wird dann mit Hilfe der als Matched-Filter aufgebauten
Korrelationfilter durch laufende Anpassung der Koeffizienten dieser Filter an die
aktuell zutreffende, weil durch Extrapolation bestimmte, Impulsantwort kompensiert.
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Die einzige Voraussetzung besteht dabei darin, daß sich die Ubertragungsfunktion
des Kanals während der tbertragungsdauer eines Datenrahmens nicht wesentlich ändert
(stabiler Kanal), wobei sich der Datenrahmen aus einer Testfolge und einem Datenblock
zusammensetzt (vgl. Fig. 2a).
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Aufgrund der Genauigkeit des erfindungsgemäßen Verfahrens könnte bei
einem zeitinvarianten Kanal selbst bei einer Dopplerablage einzelner Echos von bis
zu 10 Hz die Ubertragungsdauer für einen Datenrahmen bis zu 1 sec betragen. Der
Grund hierfür ist in der Meßbarkeit der Amplitude, Frequenzablage und Signalphase
während der Dauer einer derartigen Testfolge zu sehen. Unter Berücksichtigung der
Impulsantwortsignale aufeinanderfolgender Testfolgen lassen sich in der Praxis -
d. h. bei nicht zeitinvariauten Kanälen - immerhin Datenrahmenlängen von zumindest
200 m sec Zeitdauer einführen.
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Ein Beispiel für den mit der neuen Testfolge realisierbaren Datenrahmenaufbau
für eine 3000 Bd bitserielle Telegraphiemit Restseitenmodulation (weiche Phasenumtastung)
für den Kurzwellenfunk ist in Fig. 2a dargestellt. Der Datenrahmen enthält neben
den 92 Testfolgenbits 28 Redundanzbits und 480 Nutzbits für die Ubertragung der
eigentlichen Nachricht.
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Mit dieser Aufteilung von 480 Nutzbits zu 120 Funktionsbits erhält
man eine Rahmeneffizienz von 80 96 (und damit ein Verhältnis von Streckenbitrate
zu Nutzbitrate von 5 zu 4, entsprechend 3000 Bd zu 2400 Bd).
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Der wesentliche Vorteil der unmittelbar aufeinanderfolgenden identischen
PN-Folgen in der Testfolge itst darin zu sehen, daß sich die aperiodischen Autokorrelationsfunktionen
damit zu einer periodischen Funktion überlagern, wie aus Fig. 7 hervorgeht, die
das Ergebnis der Korrelation einer vier vollständige 31-Bit-PN-Folgen sowie den
Vorlauf gemäß Fig. 2b enthaltenden Testfolge mit einem zu der verwendeten 31-Bit-PN-Folge
zeitinversen Transversalfilter (Matched-Filter) zeigt. (Wegen der vierfachen Wiederholung
der PN-Folge weist das Kompressionsergebnis vier Hauptmaxima auf).
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Um zu untersuchen, wie effizient eine derart aufgebaute Testfolge
ist, wurde dieselbe PN-Folge mit 31 Bits für eine Simulation mit zwei Echopfaden
verwendet.
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Dabei wurde von einem ersten Echo, dessen Frequenzablage gleich null
ist, und einem gleich starken zweiten Echo ausgegangen, dessen Frequenzablage einer
Phasendrehung von 1,2° je Bitschritt entspricht, was bei einer Übertragungsgeschwindigkeit
von 3000 Bd einer Frequenz ablage von 10 Hz gleichkommt. Das Ergebnis der Kompression
ist in Fig. 8 dargestellt. Während das Kompressionssignal des ersten Echos in der
Amplitude nahezu konstant und in der Phase nur wenig schwankend ist, "dreht" das
dem ersten nachfolgende zweite Echo stark die Phase, so daß sich dessen Amplitude
in den beiden Quadraturkanälen (dem Sin- und dem Cos-Kanal) ständig ändert. Dabei
ist zu bedenken, daß bei einer Frequenzablage von 10 Hz, wie sie das zweite Echo
aufweist, bereits 3600 Phasendrehung in 100 m sec auftreten. Durch einen Vergleich
mit Fig. 7 ist festzustellen, daß die Nebenwerte der Kompression bei einem "drehenden"
Echo nicht mehr so regulär sind (in Fig. 1 sind die Nebenwerte durchweg gleich -1).
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In Tabelle 1 sind die Hauptwerte der Echos in Sin- und im Cos-Kanal
sowie deren geometrisches Mittel, der Winkel und der Drehwinkel zusammengestellt.
Die Zeigerlänge der Echos streut demnach um 0,74 bzw. 2,4 % bezogen auf den Sollwert
31. Der Sollwert 31 resultiert aus dem Kompressionsfilter (Natched-Filter), das
31 Gewichte enthält und das zeitinvers zur verwendeten 31 Bit-PN-Folge aufgebaut
ist. Aus Tabelle 1 geht hervor, daß der Drehwinkel auf 1° genau bestimmbar ist.
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Bei 10 Hz Frequenzablage entspricht das einem Fehler von 1° nach 31
Bits oder etwa 100 nach 300 Bits, d. h. nach der Hälfte des Datenrahmens von 600
Bits Länge. Ein Fehler von 100 ist bereits zu groß. Daher wird im folgenden eine
Möglichkeit angegeben, die Phasendrehung genauer zu messen.
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Vorab sei darauf hingewiesen, daß die Phasenablage in der Mitte des
Datenrahmens insofern wichtig ist, als bei einer Ubertragungsgeschwindigkeit von
3000 Bd und einer Datenrahmenlänge von 600 Bits die Testfolgen Jeweils in einem
Abstand
von 200 m sec aufeinander folgen. Die aktuelle Impulsantwort wird demnach nur alle
200 m sec bestimmt, d. h.
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die Entzerrerfilterparameter werden nur alle 200 m sec neu eingestellt,
so daß sie eine "Alterungsperiode" von 200 m sec aufweisen. Diese Alterungsperiode
ist an sich nicht tragbar, daher werden die einzelnen Datenrahmen zwischengespeichert
und es wird, nachdem die Entzerrerfilterparameter mittels einer Testfolge- neu eingestellt
worden sind, Jeweils die zweite Hälfte des dieser Testfolge vorangehenden Datenblocks
und die erste Hälfte des der Testfolge nachfolgenden Datenblocks bei dieser Einstellung
des Filters entzerrt. Die von der Mitte der Testfolge aus gesehen entferntesten
Bits der beiden entzerrten Datenblockhälften sind dann nicht mehr 200 m sec, sondern
nur noch 100 m sec von der Mitte der Testfolge entfernt, d. h. die Alterungaperiode
der Entzerrerfilterparameter wird damit auf 100 m sec halbiert.
-
Die erwähnte Erhöhung der Meßgenauigkeit bei der Bestimmung des Drehwinkels
basiert auf der Uberlegung, daß jedes starke Echo eines Kompressionssignals - wie
es beispielsweise in Fig. 8 dargestellt ist - einen Fehler beim jeweils zeitlich
unmittelbar benachbarten Echo verursacht, der - 131 der Amplitude des den Fehler
verursachenden Echos ausmacht. Bei der Korrektur wird daher beispielsweise der Hauptwert
30,62 des Echos 1 beim 1. Signal im Cos-Kanal (vgl. Tabelle 1) um des des Hauptwerts
15,85 des Echos 2 beim 1. Signal im Cos-Kanal erhöht. Diese Korrektur macht gerade
0,5 aus (##. 15,85 -- 0,5), d. h. der korrigierte Hauptwert des Echos 1 beim 1.
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Signal im Cos-Kanal beläuft sich auf 31,1 (vgl. Tabelle 2).
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Umgekehrt wird auch der Hauptwert 15,85 des Echos 2 beim 1.
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Signal im Cos-Kanal (vgl. Tabelle 1) um +yT des Hauptwerts 30,62 des
Echos 1 beim 1. Signal im Cos-Kanal korrigiert, wobei die Korrektur +1,0 ausmacht
(71 30,62 - 1,0) und der korrigierte Hauptwert des Echos 2 beim 1. Signal im Cos-Kanal
somit 16,85 beträgt (vgl. Tabelle 2).
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Entsprechend wird auch mit den Hauptwerten der Echos im Sin-Kanal
verfahren. Die so korrigierten Hauptwerte der Echos in beiden Kanälen sind in Tabelle
2 zusammengestellt zusammen mit den dazugehörigen geometrischen Mittelwerten, den
Winkeln, Drehwinkeln und den Fehlern. Wie sich dieser Tabelle 2 entnehmen läßt,
führt die Korrektur zu einer überraschend hohen Meßgenauigkeit bei der Bestimmung
der durch Frequenzablagen verursachten) Phasendrehung, und zwar zu einer Genauigkeit
von rund 0,40 bei dem stehenden Echo (Echo 1) und einer Genauigkeit von 0,10 bei
dem "drehenden" Echo (Echo 2). Die unterschiedliche Genauigkeit läßt sich wie folgt
erklären: Wie bereits erwähnt, geht das stehende Echo in das dreheude Echo mit einem
konstanten Fehler von 1 seines Hauptwerts 73 ein. Dieser Fehler ist also genau definiert.
Umgekehrt geht das drehende Echo in das stehende Echo zusätzlich mit einem durch
die Drehung bedingten Fehler ein, der durch die angegebene Korrektur nicht kompensierbar
ist. Der durch die Drehung bedingte Fehler läßt sich in Fig. 8 anhand der - im Unterschied
zu Fig. 7 (mit ihrem stehenden Echo) - nahezu statistisch verteilten Nebenwerte
des Kompressionssignals erkennen (Ambiguity-Effekt).
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Erfreulicherweise ist die geringere Meßgenauigkeit bei der Bestimmung
der Phasendrehung bei den stehenden Echos von geringer Bedeutung, da der Maßfehler
hier durch Berücksichtigung der Meßwerte der vorausgehenden und der nachfolgenden
Testfolge weiter reduziert werden kann. Angenommen, die Meßwerte zweier aufeinanderfolgender
Testfolgen ergeben eine Phasendrehung von Jeweils 0,40 pro 31 Bit und der Phasenwinkel
der stehenden Echos liegt in beiden Fällen bei 900.
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Es liegt auf der Hand, daß dann nach den 600 Bits eines Datenrahmens
niemals eine Phasendrehung von 80 vorliegen kann (600 . #### #8°), d.h. die Meßgenauigkeit
verbessert sich hier wieder, allerdings nur unter der bereits erwähnten
Voraussetzung,
daß der Kanal während der Ubertragungsdauer eines Datenrahmens annähernd zeitinvariant
ist.
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Tabelle 2 ist des weiteren zu entnehmen, daß der Fehler beim geometrischen
Mittelwert sowohl des drehenden als auch des stehenden Echos in der Größenordnung
von 2 * liegt, wobei der geometrische Mittelwert (aus den jeweiligen Echointensitäten
im Sin- und im Cos-Kanal) der eigentlichen Echointensität, d. h. der Zeigerlänge
des komplexen Echozeigers, entspricht.
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Die genannten Werte zeigen, daß die neue Testfolge für die Messung
von Frequenzablagen bis zu 10 Hz geeignet ist, und zwar auch im Falle unterschiedlicher
Frequenzablagen der einzelnen Echos bei einem Nehrfachechoeinfall, und daß die Impulsantwort
dabei mit einer Genauigkeit von 2 * ermittelt wird.
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Weiter oben ist erwähnt, daß Frequenzablagen bis nahezu 50 Hz mit
ausreichender Genauigkeit gemessen werden können. Eine derartige Frequenzablage
bringt natürlich geößere Fehler bei der Bestimmung der Echoamplituden mit sich.
Bei einer Übertragungsgeschwindigkeit von 3000 Bd entspricht eine Frequenzablage
von 50 Hz einer Phasendrehung von 180° je 31 Bits. Die Feststellung, daß die Messung
derartiger Frequenzablagen hinreichend genau gelingt, bedeutet nicht, daß bei diesen
Frequenzablagen die Impulsantwort gemessen werden soll. Bei Frequenzablagen bis
50 Hz wird vielmehr nach einer Grobbestimmung der Impulsantwort aus den Kompressionsignalen
der zwei vollständigen PN-Folgen der Testfolge (vgl. Fig. 2) zunächst eine Grobmessung
der Frequenz ablage bis auf weniger als 10 Hz genau vorgenommen. Das gespeicherte
Signal wird dann mittels bereits vorgeschlagener Algorithmen auf eine Restablage
von weniger als 10 Hz "zurückgedreht" (vgl. P 26 53 970).
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Erst dann wird aus dem "zurückgedrehten" Signal mittels des hier erläuterten
Verfahrens die Impuls antwort genau ermittelt
und die Rest-Frequenzablage
(von weniger als 10 Hz) genau bestimmt.
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Das neue Verfahren bedient sich zur Beseitigung der restlichen Frequenzablage
von maximal 10 Hz eines Matched-Filters in beiden Quadratur-Kanälen. Wesentlich
ist dabei die Tatsache, daß die Gewichte dieser Natched-Filter mit der aktuellen
Impulsantwort "mitlauSen", indem sie durch zeitliche Extrapolation der mittels der
beiden PN-Folgen der Testfolge bestimmten Kanalparameter Jeweils an die aktuelle
Impuls antwort angeglichen werden. Damit sind diese Matched-Filter, die der Beseitigung
der Gruppenlaufzeitfehler sowie der Beseitigung der auf die zufällige Momentanphase
des Signals und des hinzugefügten Trägers sowie auf die zufällige Lage des Abtastrasters
zurückzuführenden Fehler dienen, nicht mehr zeitinvariant. Die Einstellung ihrer
Gewichte variiert mit der Momentanphase der ausgemessenen Echos. Fest verdrahtete
Rechenschaltungen sind daher für die Realisierung dieser neuen Matched-Filter nicht
mehr geeignet.
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Es sei hier noch auf die Tatsache hingewiesen, daß wegen der Zwischenspeicherung
der Empfangssignale natürlich auch eine Interpolation der Impulsantwort aus den
mittels Je zweier aufeinanderfolgender Testfolgen bestimmten Meßwerten möglich ist.
Die Verwendung mitlaufender Matched-Filter, deren Gewichte sich fortlaufend - d.
h. von Bit zu Bit - ändern können und die somit die drehenden Echos "zurückdrehen",
bringt den Vorteil mit sich, daß das Summensignal der beiden Quadratur-Kanäle reell
ist und keine Frequenzablage aufweist, so daß ein fest eingestelltes, völlig zeitinvariarrtes
Reziprokfilter (vgl. Fig. 3 und 4) eingesetzt werden kann.
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T a b e l l e 1
| Hauptwert im |
| Cos-Kanal Sin-Kanal geometr.Mittel Winkel Drehwinkel |
| 1. Signal: |
| Echo 1 30,62 -1,09 30,64 87,96° - |
| Echo 2 15,85 25,37 29,91 #-32° - |
| 2. Signal: |
| Echo 1 31,36 -1,10 31,38 87,99° 0° |
| Echo 2 -2,91 30,40 30,54 #+5,5° +37,8° |
| 3. Signal: |
| Echo 1 31,95 -0,66 31,96 88,82° +1° |
| Echo 2 -20,90 23,06 31,12 #+42,2° +36,7° |
| 4. Signal: |
| Echo 1 32,15 0,05 32,15 90,09° +1° |
| Echo 2 -30,79 6,33 31,43 #+78,38° +36,2° |
T a b e l l e 2
| Hauptwert im |
| Cos-Kanal Sin-Kanal geometr.Mittel Winkel Drehwinkel |
| 1. Signal: |
| Echo 1 31,1 -0,29 31,1 89,47° - - |
| Echo 2 16,85 25,34 30,4 #-33,62° - - |
| 2. Signal: |
| Echo 1 31,3 -0,1 31,3 89,82° 0,35° 0,35 |
| Echo 2 -1,9 30,4 30,4 #+3,58° +37,2° 0,00 |
| 3. Signal: |
| Echo 1 31,3 -0,08 31,3 90,15° 0,33° 0,33 |
| Echo 2 -19,9 23,06 30,46 #+40,79° +37,21° 0,01 |
| 4. Signal: |
| Echo 1 31,15 0,05 31,2 90,1° -0,1° -0,1 |
| Echo 2 -29,79 6,33 30,46 #+78,0° +37,21° 0,01 |