DE3416038C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Telegraphie-Nachrichtenüber­ tragungsverfahren der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Art.

Herkömmliche Telegraphie-Verfahren im LF (low frequency)- und VLF (very low frequency)-Bereich verwenden meist FSK- Übertragungsverfahren, wobei aber die Übertragungsrate gering ist.

Ein leistungsfähigeres Verfahren ist beispielsweise in der DE-OS 26 53 970 für Kurzwellen-Telegraphie in ESB- oder RSB-Technik beschrieben. Die Nachricht wird bitweise in Form von Telegraphie-Elementarzeichen übertragen. Auf der Empfangsseite wird dem Empfangssignal in zwei pa­ rallelen Kanälen (sin-Kanal und cos-Kanal) mit 90°- Phasendifferenz ein Träger zugesetzt (Quadratur-Demodula­ tion). Diese Signale werden mit einem im Empfänger erzeugten Abtasttakt abgetastet und in Folgen von Digi­ talwerten umgeformt. Mit Hilfe von Testfolgen wird die Impulsantwort des Kanals ermittelt und danach in beiden Kanälen angeordnete Matched-Filter zur Kreuzkorrelation mit den Abtastwerten eingestellt. Zur Kompensation einer Phasenablage des zugefügten Trägers vom Sollwert, die das Ergebnis der Matched-Filter-Prozedur verschlechtert, wird beim Empfang der Testfolgen eine Frequenzablage des Trägers vom Sollwert ermittelt und vor den Matched-Filtern angeordnete Multiplizierer in den beiden parallelen Ka­ nälen auf cos- bzw. sin-Werte der aus der Frequenzablage abgeleiteten Phasenablage eingestellt. Die Frequenzablage wird aus dem Vergleich aufeinanderfolgender Testfolgen ermittelt.

Die Übertragung in ESB oder RSB erlaubt eine erhebliche Steigerung der Bitrate gegenüber FSK. Im LF- und VLF-Be­ reich stehen Kanäle nur mit sehr geringer Bandbreite zur Verfügung, so daß durch Einfügen von Testfolgen in kurzen Zeitabständen die für die eigentlichen Nachrichten zur Verfügung stehende Zeit stark eingeschränkt würde und die Nachrichtenübertragungsleistung des Kanals stark zu­ rückginge.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Art anzugeben, mit dem eine hohe Nachrichtenübertragungs­ leistung erreichbar ist.

Die erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe ist im Patent­ anspruch 1 beschrieben. Die Unteransprüche beinhalten vor­ teilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfin­ dung.

Durch die fortlaufende Messung einer Phasendrift aus Einzelbits der Nachricht und Nachführung der durch die Multiplikation vorgenommenen Phasenrückdrehung über die Korrekturwerte wird die Phasenablage auch bei großem Testfolgenabstand in einem tolerierbaren Rahmen gehalten und ein neu aufgeschalteter Empfänger kann bereits durch die erste Testfolge vollständig synchronisiert werden. Besonders vorteilhaft ist die Bestimmung von Phasen­ fehlern aus dem Imaginärteil der Kreuzkorrelation von Matched-Filtern und Abtastwerten.

Die Erfindung ist nachfolgend an einem bevorzugten Aus­ führungsbeispiel unter Bezugnahme auf die Abbildungen noch veranschaulicht. Dabei zeigt

Fig. 1 eine empfängerseitige Anordnung zur Durchführung des Verfahrens

Fig. 2 Imaginärteile zu Elementarzeichen in aufeinander­ folgenden Bitschritten.

Das Übertragungsverfahren arbeitet beispielsweise bei einer Trägerfrequenz von 100 kHz mit einer Übertragungs­ rate von 200 Baud mit Restseitenband-Modulation und be­ nötigt dazu eine Bandbreite von 100 Hz. Die durch das Mo­ dulationsverfahren in Sender und Empfänger verursachten Verzerrungen sind linear und daher besonders einfach empfangsseitig zu kompensieren.

Eine Sendung beginne mit einer Präambel, z. B. einer 31-Bit-PN-Folge, dreifach gesendet, halbe Folge am Schluß der Präambel. Testfolgen kommen ca. alle 60 Sekunden und haben die gleiche Struktur wie die Präambel, so daß jeder neu aufgeschaltete Empfänger spätestens nach 60 Sekunden synchronisieren kann. Der große Testfolgenabstand ist zu­ lässig, da der Übertragungskanal als stabil angenommen ist. Die vorkommenden linearen Verzerrungen stammen nun von den Gerätekomponenten.

Bei einer Frequenzgenauigkeit von 10^-6 auf Sende- und Empfangsseite liegt die maximale Frequenzablage bei 0,1 Hz. Diese geringe Frequenzablage kann innerhalb der Präambel bzw. einer Testfolge nicht mit hinreichender Genauigkeit gemessen werden. Andererseits ergäbe sich bei einer Frequenzablage von 0,1 Hz zwischen zwei Test­ folgen eine Phasendrehung von 6×2 π, was eine Kompen­ sation dieser Phasendrehung auch zwischen den Testfolgen zwingend erfordert.

Die Auswertung der Phasendrehung gelingt über den imaginä­ ren Teil der Kreuzkorrelationsfunktion (KKF) der Matched- Filter zur Kanalantwort mit dem empfangenen Binärsignal.

Das Empfangssignal E wird bei der in Fig. 1 dargestellten Anordnung auf zwei parallele Signalzweige aufgeteilt. Dem Empfangssignal wird in den Mischern 1 und 2 ein Trä­ gersignal eines Oszillators 3 einmal direkt (sin) und einmal mit 90° Phasendrehung (cos) zugesetzt. Die beiden Kanäle sind im folgenden als Sin-Kanal und als Cos-Kanal bezeichnet. Die Abtast- und Halteschaltungen 4, 5 sind im Takt der Bitfolgefrequenz betätigt, die Abtastwerte werden über die A/D-Wandler 6, 7 in eine Folge von Digi­ talwerten umgewandelt. Die Phasenlage des zugefügten Trägersignals ist beliebig. Die Momentanphase des Trägers spielt keine Rolle, da für beide Kanäle getrennt die Kanalantwort bestimmt wird und die Ausgänge der Matched- Filter zusammengefaßt werden. Die Bestimmung der Kanal­ antwort erfolgt in bekannter Weise aus den Testfolgen. Bei Einstellung der Matched-Filter 8, 9 in den Kanälen nach der Impulsantwort aus dem jeweiligen Kanal ist das Summensignal des Summierers 12 aus den Filterausgangs­ signalen reell. Darüber hinaus sind zwei weitere Matched- Filter 10, 11 vorhanden, die aus der Kanalantwort das je­ weils anderen Kanals eingestellt werden, wobei die Vor­ zeichen der Koeffizienten bei einem der Filter noch in­ vertiert sind. Die Zusammenfassung der Ausgangssignale dieser weiteren Matched-Filter 10, 11 im weiteren Summierer 13 ergibt den Imaginärteil der KKF. Im Ideal­ fall ist der Realteil für ein einzelnes Elementarzeichen in den Hauptwert der KKF komprimiert, die Nebenwerte ver­ schwinden, und der Imaginärteil weist einen verschwinden­ den Hauptwert und zwei dem Hauptwert direkt benachbarte Nebenwerte gleichen Betrags aber verschiedenen Vorzeichens auf. Die übrigen Nebenwerte verschwinden. Der Idealfall liegt allerdings nur für die bei der Bestimmung der Kanal­ antwort bestehende Phasenlage vor. Bei einer folgenden Phasendrift durch eine Frequenzablage gilt das nicht mehr und die KKF weicht im Real- und Imaginärteil vom Idealfall mehr oder weniger stark ab, so daß durch Amplitudenver­ gleich diese Abweichung festgestellt und zur Phasenkompen­ sation ausgewertet werden kann.

Eine Phasenablage um einen Phasenwinkel ϕ kann in bekannter Weise mittels der Multiplizierer 14, 15, 16 und 17 kompen­ siert werden indem das mit cos ϕ multiplizierte Signal des Sin-Kanals das mit sin ϕ multiplizierte Signal des Cos- Kanals und dem mit cos ϕ multiplizierte Signal des Cos- Kanals das mit sind ϕ multiplizierte Signal des Sin-Kanals hinzuaddiert wird.

Bei der Ableitung eines Korrekturwerts zur Kompensation einer ermittelten Phasendrift ist zu berücksichtigen, daß der bei einem Bitschritt anfallende Real- bzw. Imaginär­ teil Anteile von mehreren Elementarzeichen aus benach­ barten Bitschritten enthalten kann. Dies gilt insbe­ sondere für den Imaginärteil, der zwei große Nebenwerte für ein Elementarzeichen aufweist.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform sollen nicht die hohen Pegel der KKF zur Auswertung einer Phasendrift herangezogen werden, sondern der im Idealfall verschwin­ dende Hauptwert des Imaginärteils. Die Meßempfindlichkeit hängt hierbei von den Wertigkeiten aufeinanderfolgender Bits ab und ist bei solchen Bitfolgen, bei denen im Idealfall der Imaginärteil in einem Bitschritt Null wird, am größten. Dies ist der Fall für den mittleren Bit­ schritt B aus Dreier-Bitfolgen A, B, C, deren Randbits A und C die gleiche Wertigkeit, also gleiches Vorzeichen im Realteil aufweisen. Die Wertigkeit des mittleren Bits B ist für die Richtung des Vorzeichens der Phasen­ drehung von Bedeutung.

In Fig. 2 ist die dieser Maßnahme zugrunde liegende Über­ legung veranschaulicht. Betrachtet wird ein Ausschnitt aus einer Bitfolge mit den Bit-Nr. N-2, N-1, N, N+1, N+2. Die Wertigkeiten der Bits sind L L H L L und können aus dem Realteil der KKF gewonnen werden. Jedem Bit ent­ spricht ein Telegraphie-Elementarzeichen, das bei der Matched-Filter-Prozedur in verschiedenen Abtastzeit­ punkten iT entsprechend aufeinanderfolgenden Bitschritten unterschiedliche Beiträge zum Ausgangssignal der Matched- Filter 10, 11 zur Bildung des Imaginärteils der KKF liefert. Jedes Elementarzeichen liefert zwei Werte gleichen Betrags, aber unterschiedlichen Vorzeichens. Die Reihenfolge der beiden Werte hängt von der Bit-Wertigkeit (L oder H) ab. Die beiden Werte sind durch den im Idealfall verschwindenden Hauptwert getrennt. Dieser Hauptwert liegt für Bit-Nr. N-2 bei iT = 2, für Bit-Nr. N-1 bei iT =3 usw. Der als Imaginärteil der KKF am Ausgang des Summierers 13 vorliegende Wert ist die Summe aller Anteile, die von Elementarzeichen ver­ schiedener Bit-Nr. beigetragen werden. Die Ausgangswerte für die Abtastzeitpunkte iT = 1, 2, 6 und 7 sind nicht berücksichtigt, weil hierzu Bits außerhalb des betrachte­ ten Ausschnitts der Folge noch Beiträge leisten können.

Für die Abtastzeitpunkte iT = 3, 4 und 5 ist erkenntlich, daß zum Abtastzeitpunkt iT = 4 die Bits N-1 und N+1, die beide die Wertigkeit L aufweisen, sich gegenseitig auf­ hebende Beiträge leisten, während der bei iT = 4 lie­ gende Hauptwert des Bits N keinen Beitrag leistet. Bei Abweichung vom Idealfall ergibt sich in diesem Fall bei iT = 4 für den Hauptwert des Bits Nr. N und damit für den Ausgangswert des Imaginärteils der KKF ein von Null verschiedener Wert, der zur Phasenkompensation herange­ zogen werden kann. Bei iT = 3 und iT = 5 ergeben sich auch im Idealfall von Null verschiedene Werte, so daß diese Werte nicht ohne weiteres zur Auswertung einer Phasendrehung herangezogen werden können. Die Entschei­ dung, welche Werte die Feststellung einer Phasendrift ermöglichen, ergibt sich aus den Wertigkeiten der Bits gemäß den bereits genannten Dreiergruppen. Die Werte von Imaginärteil und Realteil der KKF werden dazu für jeweils drei Bitschritte im Speicher 18 zwischengespeichert. Der Komparator 19 übernimmt nur jene Ausgangswerte X_R des Summierers 13, für die die Wertigkeitskombination L X L oder H X H vorliegen, wobei X eine beliebige Wertigkeit ist und aus dem gleichen Bitschritt wie der zu über­ nehmende Wert stammt. Dies trifft auf rund 50 Prozent aller Dreierfolgen zu. Werte des Imaginärteils aus Wertigkeitskombinationen L X H und H X L werden nicht ausgewertet.

Zur Kompensation von Amplitudenverzerrungen können den Summierern noch zusätzliche adaptive Entzerrer nachge­ schaltet werden, deren Aufbau aus dem Stand der Technik bekannt ist.

Die Bitkombinationen werden dem Komparator dann aus dem Entzerrer über Zwischenspeicher mitgeteilt. Liegt keine völlige Kompensation der Drehung vor, entsteht eine mehr und mehr von Null abweichende Fehlerspannung, die dem Sinus des Drehwinkels Δϕ proportional ist. Der Drehwinkel Δϕ ist per Definition während der Testfolgen immer 0 (Δϕ = 0), weil zu diesem Zeitpunkt die Kanalantwort gemessen und die digitalen Filter C(1/z) bzw. S(1/z) so­ wie der Entzerrer eingestellt werden. Als Referenz des Drehwinkels Δϕ dient die in der Testfolge vorliegende Momentanphase der Kanalantwort. Diese wird durch Impuls­ kompression (Kreuzkorrelation) der Abtastwerte der emp­ fangenen Testfolge ermittelt.

Aus dem zuvor Gesagten geht hervor, daß der Drehwinkel Δϕ pro Bitschrittdauer T (Δϕ/T) durch Integration aus den Beiträgen der Bitkombinationen L X L bzw. H X H am Imagi­ närausgang (Fehlersignal-Ausgang) ermittelt wird. Dazu dient der dem Komparator 19 folgende Integrator 20.

In diesem kann auch die Vorgeschichte der Phasendrehung, z. B. im vorausgehenden Nachrichtenblock oder Rahmen mit­ berücksichtigt bzw. der Korrekturwert der Phasendrehung Δϕ/T pro Bitschritt laufend dem aktuellen Frequenzunter­ schied Δf nachgeführt werden.

Hierbei wird diese Phasenrückdrehung während und nach der Testfolge nicht unmittelbar neu bestimmt. Bei Beginn einer Sendung oder bei Neusynchronisation kann dieser Speicher des Integrators mit der Information über die während einer Testfolge bzw. Präambel gemessene Drehung pro Bitschritt (Δϕ/T) gesetzt werden, damit ein Anfangs­ wert vorliegt.

Die Steuerung der Rückdrehung geschieht über den Adress­ rechner 21. Die eigentlichen sin ϕ- und cos ϕ-Werte werden aus einem Lesespeicher 22, dessen Speicheradressen aus dem Adressrechner kommen, ausgelesen.

Claims (7)

1. Nachrichtenübertragungsverfahren der Telegraphie im LF- und VLF-Bereich mit empfängerseitigen Einrichtungen zur Quadraturdemodulation in einem Sinus- und einem Cosinus-Kanal, mit Kompensationseinrichtungen in beiden Kanälen zur Kompensation einer konstanten Phasenablage des zugefügten Trägers vom Sollwert durch Multiplikation mit sin- und cos-Werten der bestimmten Phasenablage, dadurch gekennzeichnet, daß durch Ermitteln der Phasen­ ablage aus einzelnen Nachrichtenbits eine Phasendrift festgestellt wird, und daß bei festgestellter Phasendrift das Argument der zur Kompensation verwandten sin- und cos-Werte progressiv von Bitschritt zu Bitschritt um einen Korrekturwert verändert wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Korrekturwert der Mittelwert aus mehreren aufeinander­ folgend gemessenen Phasenablagen herangezogen wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich­ net, daß zur Ermittlung der Phasenablage aus einem ein­ zelnen Nachrichtenbit über Matched-Filter-Anordnungen für die Telegraphie-Elementarzeichen in beiden Kanälen und nachfolgende Summierung Realteil und Imaginärteil der Kreuzkorrelationsfunktion der Abtastwerte der Elementar­ zeichen mit der Matched-Filter-Anordnung erzeugt werden und aus dem Amplitudenvergleich von Real- und Imaginärteil eine Phasendrift festgestellt wird.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß nur Werte des Imaginärteils der KKF zur Feststellung einer Phasendrift herangezogen werden, die aus Bitschritten stammen, deren beide direkt benachbarten Bitschritte gleiche Bitwertigkeit aufweisen.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß in regelmäßigen Zeitabständen Test­ folgen übertragen werden, daß aus diesen Testfolgen die Kanalantwort ermittelt und die Matched-Filter nach der ermittelten Kanalantwort eingestellt werden, und daß während des Empfangs der Testfolgen keine Phasendrift er­ mittelt wird.

6. Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß im Signalweg des Realteils und/oder des Imaginärteils noch ein Amplituden-Entzerrer angeordnet ist.

7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragung in Restseitenband- Modulation erfolgt.