DE2608258C2

DE2608258C2 - Einseitenband- oder Zweiseitenband- Nachrichtenübertragungsverfahren ohne Träger

Info

Publication number: DE2608258C2
Application number: DE19762608258
Authority: DE
Inventors: Ralf Dipl.-Ing. 7901 Dornstadt Esprester
Original assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Current assignee: Telefunken Systemtechnik AG
Priority date: 1976-02-28
Filing date: 1976-02-28
Publication date: 1984-04-05
Also published as: DE2608258A1; FR2342595A1; IT1077127B; GB1522921A; FR2342595B1

Description

bestimmt wird, wobei Θ der Drehwinkel von Testimpulsfolge zu Testimpulsfolge in den zwei Kanälen und At der zeitliche Abstand zweier aufeinanderfolgender Testfolgen ist.

8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Drehwinkel Θ mittels der Beziehung

bestimmt wird, wobei A\ und B\ jeweils die Amplituden einer ersten komprimierten Testimpulsfolge in dem ersten und dem zweiten der zwei Kanäle und A₂ sowie B₂ jeweils die entsprechenden Amplituden einer auf die erste folgenden zweiten Testimpulsfolge sind und λ eine natürliche Zahl mit k = 0,1,2,3,...ist

9. Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß empfangsseitig ein Empfänger, ein Demodulator und ein Prozessor vorgesehen sind, daß ein ZF-Ausgang des Empfängers mit einem ersten und einem zweiten Mischer in dem Demodulator verbunden ist daß der erste Mischer direkt und der zweite Mischer über einen 90°-Phasenschieber an einen Oszillator angeschlossen sind dergestalt, daß das ZF-Signal in das Basisband transponierbar ist, und daß der erste und zweite Mischer ausgangsseitig über je ein Filter, je eine Abtast- und Halte-Schaltung sowie je einem Analog-Digitalwandler mit dem Prozessor verbunden sind (F ig. 4).

10. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Prozessor die Impulsfolgen komprimiert und aus den komprimierten Testfolgen zum einen die Impulsantwort der Übertragungsstrecke ermittelt und die Filter (Transversalfilter) für die Prozessierung der Folgen in den zwei Kanälen entsprechend korrigiert und zum andern die Frequenzablage bestimmt und sie mit Hilfe eines eigenen Überlagerers im Demodulator kompensiert (F ig· 4).

Die Erfindung betrifft ein Einseitenband- oder

Zweiseitenband-Nachrichtenübertragungsverfahren
ohne Träger entsprechend der im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Art sowie eine Anordnung zur Durchführung des Verfahrens.

Optimale Nachrichtenübertragungsverfahren benutzen für die radiofrequente Ausstrahlung des Informationssignals die Zweiseitenbandmodulation ohne Träger, oder besser die Einseitenbandmodulation (u. U. mit so Restseitenband) ohne Träger. Dies gilt auch für die digitale Nachrichtenübertragung.

Um eine eindeutige Demodulation empfangsseitig vornehmen zu können, muß ein Träger zugesetzt werden, der mit der Frequenz und Phase des unterdrückten Trägers sehr genau übereinstimmt.

Weder die Frequenz und noch weniger die Phase des zuzusetzenden Trägers können aus dem Nachrichtensignal ohne zusätzliche sendeseitige Vorkehrungen entnommen werden, denn

das empfangene Signal soll keinen Trägerrest enthalten,

das empfangene Nachrichten-Signalgemisch kann beispielsweise infolge von ionosphärischen Einflüssen auf dem Funkwege eine Frequenzverschiebung erfahren haben — diese »Dopplerversehiebung« ist vor allem auch bei schnell bewegten Empfängern (und auch Sendern) zu beobachten.

— das empfangene Signal kann von einem Sender herrühren, der nicht die erforderliche Genauigkeit der auszustrahlenden Frequenz erreicht (ähnliches gilt für den Empfänger, auf die Empfungsfrequenz bezogen),

— der Empfänger und der Sender haben Überlagerungsoszillatoren, die mehr oder weniger ausgeprägte stochastische Frequenzschwankungen aufweisen.

Es ist bekannt, vor der Übertragung der eigentlichen Nachricht ein sogenanntes CW-Signal (CW = Continuous Wave) auszusenden, dieses zur Feststellung von Frequenzverschiebungen empfangsseitig mit einer Sollfrequenz zu vergleichen und festgestellte Frequenzverschiebungen mittels bekannter Regelverfahren, beispielsweise mit Hilfe geschlossener Regelkreise (phaselocked-loops), oder mittels Auszählung der Frequenzverschiebung und digitaler Nachregelung des Oszillators zu kompensieren. Der Nachteil dieser bekannten CW-Verfahren besteht darin, daß die hier erforderlichen schnellen Regelvorgänge aufgrund von Amplitudenschwankungen wegen lonosphärenänderungen und des daraus resultierenden selektiven fadings nicht zum ZiIe führen. Hinzu kommt, daß bei der einmaligen Einregelung am Übertragungsbeginn Kanaländerungen während der eigentlichen Nachrichtenübertragung nicht mehr berücksichtigt werden können. Außerdem lassen sich mit diesem Verfahren die Fehler im eigentlichen Datenteil der Übertragung auch gar nicht kompensieren, da der Datenteil im Unterschied zum CW-Signal breitbandig ist.

Aus der Literaturstelle »Proceedings of the IEEE«, Vol. 56, No. 10 (Oktober 1968), Seiten 1653 bis 1679, ist es ferner bekannt, vor der eigentlichen Nachrichtenübertragung eine korrelierende Testimpulsfoige auszusenden, aus dieser empfangsseitig durch Kompression die Impulsantwort des Übertragungskanals zu bestimmen und eine entsprechende Filteranpassung zu veranlassen. Nachteilig an diesem Verfahren ist die Tatsache, daß es die Ermittlung von Frequenzverschiebungen (z. B. Dopplerverschiebungen) nicht gestattet, obwohl die Impulskompression bei Vorhandensein von Frequenzablagen fehlerbehaftet ist und eine einwandfreie Ermittlung der Impulsantwort damit gar nicht möglich ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Nachrichtenüberiragungsverfahren der eingangs genannten Art zu schaffen, das imstande ist, auftretende Frequenzverschiebungen automatisch zu ermitteln und zu kompensieren, das damit stets eine einwandfreie Bestimmung der Impulsantwort ermöglicht und somit eine optimale Ausschaltung von Übertragu.igsfehlern gestattet Außerdem soll eine Anordnung zur Durchführung des Verfahrens angegeben werden.

Diese Aufgabe wird hinsichtlich des Verfahrens erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Maßnahmen gelöst.

Bei starken Frequenzverschiebungen ist es wichtig, daß zur Grobkompensation der Frequenzablage des Trägers noch vor der Aussendung der ersten Testimpulsfolge zu Beginn jeder Nachrichtenübertragung eine besondere Doppel-Testimpulsfolge übertragen wird

Als Testimpulsfolgen werden optimal korrelierende Signalfolgen, vorzugsweise Barker-Binärcodes, verwendet.

Die Doppel-Testimpulsfoige besteht vorteilhafterweise aus zwei mit den Testimpulsfolgen vor den einzelnen Datenblöcken identischen Testimpulsfolgen, vorzugsweise aus zwei identischen Barker-Binärcodes.

Zur Vermeidung von Echoauswirkungen sind zwischen den zwei identischen Testimpulsfolgen der Doppel-Testimpulsfolge zweckmäßigerweise π Pausenbits, vorzugsweise /J = 5 Pausenbits, vorgestehen.

Für das Abklingen von Echos sind außerdem sowohl

zwischen der Doppel-Testimpulsfolge und der auf sie folgenden einfachen Testimpulsfolge als auch zwischen

κι den Testimpulsfolgen und den Datenblöcken Pausen vorgesehen.

Die Frequenzablage Af des empfangsseitig zugefügten Trägers vom Sollwert wird mittels der Beziehung

Af =

θ
360

Ί7™

bestimmt, wobei θ der Drehwinkel von Testfolge zu Testfolge in den zwei orthogonalen Kanälen ist und At 2u der zeitliche Abstand zweier aufeinanderfolgender Testimpulsfolgen.

Dabei wird der Drehwinkel θ mittels der Beziehung

bestimmt, wobei Λι und S₁ jeweils die Amplituden einer ersten komprimierten Testimpulsfolge in dem ersten und in dem zweiten dieser zwei zueinander orthogona-

3i) len Kanäle sind und A₂.sowie B₂ jeweils die entsprechenden Amplituden einer auf die erste folgenden zweiten Testimpulsfolge und Wobei k eine natürliche Zahl mit k = 0,1,2,...ist.
Die Aufgabe wird hinsichtlich der Anordnung zur Durchführung des Verfahrens durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 9 angegebenen Merkmale gelöst.

Dabei ist vorgesehen, daß der Prozessor die Impulsfolgen komprimiert und aus den komprimierten Testfolgen zum einen die Impulsantwort der Übertragungsstrecke ermittelt und die Filter (Transversalfilter) für die Prozessierung der Folgen in den zwei orthogonalen Kanälen entsprechend korrigiert und zum andern die Frequenzablage bestimmt und sie mit Hilfe eines eigenen Überlageren im Demodulator kompensiert.

Der besondere Vorteil der Erfindung besteht darin, daß sie auch bei linearer Verzerrung des Kanals (Echobildung) eine genaue Bestimmung und Kompensation der Dopplerverschiebung ermöglicht. Ein weiterer wesentlicher Vorteil ist darin zu sehen, daß infolge der Identität der beiden Testimpulsfolgen der Doppel-Testimpulsfolge mit den einfachen Testimpulsfolgen das Filter (Transversalfilter) für die Prozessierung der Folgen in jedem Quadratur-Kanal nur einmal vorhanden sein muß.

Vorteilhafte Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben.

F i g. 1 zeigt den bevorzugten Ablauf des Nachrichtenübertragungsverfahrens gemäß der Erfindung als Funktion der Zeit t. Zur Groberkennung und -kompensation von Frequenzverschiebungen wird als Vorspann eine Doppel-Testimpulsfolge übertragen, die beispielsweise aus zwei Barkerfolgen zu je 13 Bit besteht. Dann folgen jeweils abwechselnd eine einfache Testimpulsfolge und ein Datenblock, wobei die einfache Testimpulsfolge mit den Hälften der Doppel-Testimpulsfolge

identisch ist, also beispielsweise aus einer 13-Bit-Barkerfolge besteht. Sowohl zwischen den Hälften der Doppel-Testimpulsfolge als auch zwischen der Doppel-Testimpulsfolge und der ersten Testimpulsfolge und zwischen den Testimpulsfolgen und den Datenblöcken sind Pausen für das Abklingen von Echos vorgesehen. In der Pause zwischen der Doppel-Testimpulsfolge und der ersten einfachen Testimpulsfolge erfolgt empfangsseitig die Berechnung und apparative Grobkompensation des Dopplereffekts, ίο Die Testimpulsfolgen erfüllen zwei Aufgaben:

a) Sie geben Aufschluß über die Parameter des benutzten Datenübertragungskanals (aktuelle Impulsantwortmessung).

b) Sie dienen aber auch der Bestimmung eventueller Frequenzverschiebungen zwischen dem empfangenen Signal und dem empfangsseitigen Überlagerungsoszillator-Signal.

20

Die Phaseninformation für den zuzusetzenden Träger spielt keine Rolle, da mit orthogonalen Überlagerern demoduliert wird.

Als Testimpulsfolgen eignen sich insbesondere optimal korrelierende Signal-Folgen (z. B. Barker-Binärcodes, die bei 13 Bit Länge und 4000 Baud Übertragungsgeschwindigkeit 3,25 ms lang sind). Zufriedenstellende Ergebnisse sind jedoch auch mit weniger gut korrelierenden Folgen erzielbar.

Die Information über die Kanalparameter entspricht der Impulsantwort des Kanals. Diese Impulsantwort erhält man aus jeder empfangenen Testimpulsfolge durch Impulskompression in an sich bekannter Weise.

Die Information über die Frequenzablage des im Demodulator zugesetzten Trägers wird aus der Änderung der Impulsantwort abgeleitet, wobei diese Änderung jeweils aus zwei (im Abstand von η Bits) aufeinanderfolgenden komprimierten Testimpulsfolgen ermittelt wird.

Der Dopplereffekt wird also in zwei Stufen unschädlich gemacht:

1. Durch Impulskompression einer Doppel-Testimpulsfolge in einem Signalprozessor zur groben Bestimmung der Frequenzablage. Diese wird danach apparativ grob kompensiert. Es bleibt eine Restablage.

2. Durch Vergleich je zweier aufeinanderfolgender komprimierter (einfacher) Testimpulsfolgen — zwischen denen jeweils ein Datenblock liegt — so wird die Restablage dann laufend mittels des Signalprozessors bestimmt und korrigiert (der Signalprozessor sorgt gleichzeitig auch für die Entzerrung der Daten von Mehrwege-Effekten [Echos]).

F i g. 2 zeigt eine bevorzugte Anordnung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens. Es handelt sich um eine Anordnung zur Demodulation von getragenen Nachrichtensignalen mit Zweiseitenband-Modulation bestehend aus einem Empfänger mit Antenne, dessen ZF-Ausgang mit einem Demodulator verbunden ist, der ausgangsseitig an einen Signalprozessor niit Datenausgabe angeschlossen ist.

Einseiten- und restseitenbandmodulierte Signale lassen sich mit dieser Anordnung prinzipiell ebenfalls demodulieren, nur ist im Falle der Einseitenbandmodulation das ZF-Signal ein »analytisches Signal«.

Der Demodulator für das empfangene, getragene Signal besteht u. a. aus einem Oszillator mit der Kreisfrequenz Q, dessen Signal sin Qt einem ersten Mischer in einem Sinuskanal des Demodulators direkt und einem zweiten Mischer in einem Cosinuskanal des Demodulators über einen 90°-Phasenschieber, d.h. in Gestalt von cos Qt, zugeführt wird. Das getragene ZF-Signal wird in den beiden Mischern mit sin Qt bzw. cos Qt in das sogenannte Basisband heruntergemischt. Dabei entstehen im Falle, daß die Frequenz ß/2 π der (nicht ausgesendeten) Trägerfrequenz im zwischenfrequenten Kanal gleich ist, im Sinus- und im Cosinuskanal zwei orthogonale Signale, d. h. Sinus- und Cosinuskanal im Basisband sind zueinander orthogonal. Genau genommen sind der Sinus- und der Cosinuskanai bzw. ihre Signale nur bei Einseitenband-Restseitenband-Modulation orthogonal, wänrend sie bei Zweiseitenband-Modulation »ähnlich« sind. Der Einfachheit halber wird hier im Text (d. h. in der Beschreibung und den Ansprüchen) jedoch durchgehend in allen Fällen, in denen in zwei Kanälen mit 90°-Phasenverschiebung des Oszillatorsignals demoduliert wird (d. h. z. B. sowohl bei zwei Kanälen mit Matched-Filtern als auch bei Quadratur-Kanälen), der Ausdruck »orthogonal« benutzt.

Die Umsetzung mit sin Qt und cos Qt (orthogonale Umsetzung) schaltet die Gefahr sogenannter »sphaseblinds« aus.

Die beiden Mischer des Demodulators sind ausgangsseitig über je ein Filter (sog. Matched-Filter), je eine Abtast- und Halteschaltung S/H und je einen Analog/ Digital-VVandler A/D mit dem Signalprozessor verbunden, an dessen Ausgang die demodulierten Daten zur Ausgabe anstehen. Die Parameter der Matched-Filter werden durch den Prozessor jeweils nach Maßgabe der gemessenen Impulsantwort eingestellt

F i g. 3a zeigt die ausgesendete Signalfolge mit ihrem Wechsel zwischen Testimpulsfolgen und Datenblöcken. Der zeitliche Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Testimpulsfolgen beträgt At. Die Testimpulsfolgen sind alle gleich, während die Datenblöcke entsprechend der in ihnen enthaltenen Nachricht verschieden sind.

Fig.3b bis e soll die Verhältnisse in den beiden orthogonalen Kanälen im Basisband (Sinus- und Cosinuskanal) nach erfolgter Impulskompression im Signalprozessor verdeutlichen.

F i g. 3c bzw. 3e zeigt die komprimierten Testimpulsfolgen (die Datenblöcke sind hier fortgelassen) im Cosinus- bzw. Sinuskanal im Falle £2,j,=ß_so;/, d.h. im Falle der Übereinstimmung von Signal-Trägerfrequenz und Überlagerungsfrequenz. Es ist deutlich zu entnehmen, daß in diesem Fall in.beiden Kanälen aufeinanderfolgende komprimierte Testimpulsfolgen (& h. die Impulsantworten) stets gleiche Amplituden aufweisen.

Ist dagegen Ω^φΩ^α (beispielsweise infolge einer Dopplerverschiebung), so verändert sich die Phasenbeziehung zwischen dem Signal des Überlagerungsoszillators im Demodulator und dem ZF-Signal laufend, woraus ein »drehendes« Signal im Basisband resultiert und damit auch ein »Drehen« der komprimierten Testimpulsfolgen.

In F i g. 3b und d ist der Fall Ω& Φ ü_mii dargestellt und zwar soll die Frequenzablage dort einer 90°-Drehung von Testimpulsfolge zu Testimpulsfolge (d. h. in der Zeit At) entsprechen. Wie man deutlich erkennt, ändert sich in diesem Fall die Amplitude von einer (komprimierten) Testimpulsfolge zur nächsten in beiden Kanälen

beträchtlich.

Ist der Drehwinkel zwischen :twei im Zeitabstand At aufeinanderfolgenden Testimpulsfolgen gleich Θ, so gilt für die zu bestimmende Frequenxablage Af:

d. h. bei dem gewählten Beispiel mit θ = 90° würde die Frequenzablage bei einem Zeitabstand Δ t von 20 ms gerade

Af-

90
360

20· 10

3J- [Hz] = 12,5 [Hz]

betragen.

Auf die Ermittlung des für die Bestimmung der Frequenzablage benötigten Drehwinkels θ (At ist vorgegeben) wird später eingegangen.

Die Ergebnisse der Impulskompression bei »drehendem« Kanal führen zu folgenden Schlußfolgerungen:

1. Bei »drehendem« Kanal ist die Impulskompression mit Fehlern behaftet (wegen ungenügender Unterdrückung von Nebenmaxima infolge der »Drehung«), daher ist für die Impulsantwortmessung selbst eine möglichst geringe »Drehung« pro Testimpulsfolgenlänge anzustreben (beispielsweise eine »Drehung« von weniger als 10°).

2. Die Bestimmung durch Dopplerverschiebungen verursachter Frequenzablagen ist auch bei linearer Verzerrung des Kanals (Echobildung) genügend genau möglich, sofern der durch die Frequenzablage verursachte Drehwinkel θ nicht größer als 180° ist (ohne Leer- oder Pausenbits zwischen den beiden Folgen). Wenn der Drehwinkel θ größer als

lono ;*.» ;..* *j:~ m»».... j τ-ν ι :.i u _:~ul

iw Ui₁ tai uiv ivivaauiig uca lyiciimimcij iiiv~ni mehr eindeutig (da die arc tg-Funktion in k ■ 180° mit k = 0,1,2,... mehrdeutig ist).

Aus den Schlußfolgerungen 1. und 2. ergibt sich unmittelbar, daß es zumindest bei starken Dopplerverschiebungen von Vorteil ist, noch vor der ersten Testimpulsfolge eine Doppel-Testimpulsfolge zu übertragen, weil hierdurch zum einen bereits vor der Übertragung des ersten Datenblocks eine Grobkompensation der Frequenzverschiebung auf einen zulässigen Wert ermöglicht wird und weil zum andern aufgrund des geringeren zeitlichen Abstandes der beiden Hälften der Doppel-Testimpulsfolge als bei den einzelnen Testimpulsfolgen, zwischen denen ja jeweils ein Datenblock liegt, die Doppel-Testimpulsfolge eine eindeutige Bestimmung des Drehwinkels θ bis zu höheren Frequenzablagen gestattet als die einzelnen TestimpuMolgen zwischen den Datenblöcken.

Der Grund für die Verwendung der Korrelation (auch Optimalfilterung oder Impulskompression genannt) von Doppel-Testimpulsfolgen zur Bestimmung der Dopplerablage ist darin zu sehen, daß diese Methode unempfindlich gegenüber den bei Funkübertragungen zusätzlich auftretenden linearen Verzerrungen ist . ;

Fig.4 zeigt ein Beispiel für die Bestimmung des Drehwinkels θ aus einer stark drehenden Doppel-Barkerfolge. Die ausgesendete Doppel-Testimpulsfolge ist hl·Fig.4a dargestellt (Basisband). Sie besteht aus zwei i&BH-Barkerfolgen mit einer Pause von 5 Bit zwischen den beiden Hälften. Die Pause ist notwendig, um zusätzliche Meßfehler bei der Bestimmung der Dqpplerablage in stark verzerrenden Medien (5-Echo-lntervalle) zu vermeiden. Unter der Größe 7V ist die Telegraphieschrittdauer in see zu verstehen. Kürzere Barkerfolgen (z. B. 11 Bit, 7 Bit, 5 Bit usw.) sollten dann verwendet werden, wenn geringere Anforderungen an die Meßgenauigkeit gestellt werden oder Signale mit sehr hoher Dopplerverschiebung verarbeitet werden sollen.

F i g. 4b zeigt die rechtsdrehende Doppel-Barkerfolge nach dem Empfang (vor. der Kompression) in perspektivischer Darstellung. Die nicht dargestellte Signalfunktion im Sinus- und Cosinus-(Quadratur-)Kanal ergibt sich hieraus durch Projektion auf die eingezeichnete Sinus- bzw. Cosinuskanal-Ebene, wobei die Sinuskanal-Ebene senkrecht und die Cosinuskanal-Ebene parallel zur Zeichenebene liegt. Die Drehung soll —12° pro Bitschritt betragen. Die Ausgangssignale der Optimalfilter beider Kanäle sind in Fig.4c und d dargestellt. Deutlich lassen sich zwei Maxima im Abstand von 18 Telegraphieschritten unterscheiden (die Zahl 18 ergibt sich aus 13 Bit Barkerfolge + 5 Bit Pause). Der Drehwinkel θ beträgt -216° (18 Bit ä -12° pro Bit). Wie unmittelbar zu sehen ist, läßt sich der Drehwinkel θ mittels der Beziehung

θ = - arc tg -ρ + arctg —2- - ,
mit k= 0, 1, 2 ...

bestimmen, wobei A] und A* die Amplituden zweier aufeinanderfolgender komprimierter Testimpulsfolgen im Sinuskanal und B₁ und B₂ die entsprechenden Amplituden im Cosinuskanal sind.
Die Dopplerverschiebung errechnet sich dann zu

Af-

360

ii ■ i^lHz1'

wobei die Entstehung der Zahl 18 weiter oben erläutert Kt(At = 18 ■ 7».

Die analytische Betrachtung zeigt, daß die Bestimmung der Frequenzablage exakt möglich ist, auch bei Vorhandensein von linearen Verzerrungen (Kanal-Echos).

Eine Dopplermessung mit einem Drehwinkel θ von — 216° wurde auf einem Rechner simuliert und ergab eine Genauigkeit von besser als 1% trotz der starken Drehung.

Sind also Dopplereffekte oder Empfänger/Senderfrequenzabweichungen zu erwarten, so sollte vor dem Beginn der eigentlichen Datenübertragung eine Doppel-Testirnpulsfolge übertragen werden. Der empfangs-

- seitige Prozessor ermittelt aus ihr die Frequenzablage noch ehe die nächste Einfach-Testimpuisfolge und der zugehörige Datenblock eintreffen. Wie bereits erwähnt, besteht ein besonderer; Vorteil der Verwendung von Doppel-Testimpulsfolgen, deren Hälften mit den einfachen Testimpulsfolgen strukturell fibereinstimmen, darin, daß das Filter für die Prozessierung der Folgen in jedem Quadratur-Kanal nur einmal vorhanden sein muß. Nach der Doppeltestimpulsfolge sollte aufgrund der Tatsache, daß die Impulsantwortmessung nur dann ausreichend genau ist, wenn der Dopplereffekt auf weniger als 10° Drehung je Folgendauer reduziert ist, stets zunächst eine einfache Testimpulsfolge abertragen werden, bevor der erste Datenblock zur Aussendung kömmt

Es sei noch besonders darauf hingewiesen, daß ein weiterer großer Vorteil des Verfahrens und der Anordnung nach der Erfindung darin besteht, daß anstelle optimal korrelierender Folgen und Filter jede korrelierende Folge und jedes korrelierende Filter verwendbar sind, die bei der Kompression einen deutlichen Hauptwert (Maximum) pro Folge erzeugen.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Einseitenband- oder Zweiseitenband-Nachrichtenübertragungsverfahren ohne Träger insbesondere für linear verzerrende Übertragungsstrecken mit Frequenzverschiebungen aufgrund des Dopplereffekts, wobei vor der Übertragung einer Nachricht eine Testimpulsfolge ausgesandt wird, aus der empfangsseitig durch Kompression die Impulsantwort des Übertragungssystems bestimmt und eine entsprechende Korrektur der Filterparameter veranlaßt wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Nachrichten blockweise in Form von Datenblökken mit jeweils einer vorausgehenden Testimpulsfolge übertragen werden, daß die Bestimmung der Iinpulsantwort empfangsseitig durch Hinzufügen eines Trägers einmal direkt in einem ersten und einmal mit 90° Phasenverschiebung in einem zweiten Kanal und Impulskompression jeder Testimpulsfolge in den beiden Kanälen erfolgt, und daß durch Vergleich der Amplituden je zweier aufeinanderfolgender komprimierter Testimpulsfolgen in den beiden Kanälen laufend jeweils die Frequenzablage des hinzugefügten Trägers vom Sollwert bestimmt und kompensiert wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Grobkompensation der Frequenzablage des Trägers noch vor der Ausserdung der ersten Testimpulsfolge zu Beginn jeder Nachrichtenübertragung eine Doppel-Testimpulsfolge übertragen wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß als Testimpulsfolgen optimal korrelierende Signalfolgen, vorzugsweise Barker-Binärcodes, verwendet werden.

4. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Doppel-Testimpulsfolge aus zwei mit den Tesiimpulsfolgen vor den einzelnen Datenblöcken identischen Testimpulsfolgen, vorzugsweise zwei identischen Barker-Binärcodes, besteht.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den zwei identischen Testimpulsfolgen der Doppel-Testimpulsfolge η Pausenbits, vorzugsweise /7 = 5 Pausenbits, vorgesehen sind.

6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß sowohl zwischen der Doppel-Testimpulsfolge und der auf sie folgenden Testimpulsfolge als auch zwischen den Testimpulsfolgen und Datenblöcken Pausen für das Abklingen von Echos vorgesehen sind.

7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzablage Af des zugefügten Trägers vom Sollwert mittels der Beziehung

Θ =

- arc tg —!- + arctg — - k ■ π B₁ B₂