DE2608258A1

DE2608258A1 - Nachrichtenuebertragungsverfahren fuer linear verzerrende uebertragungsstrecken mit frequenzverschiebungen

Info

Publication number: DE2608258A1
Application number: DE19762608258
Authority: DE
Inventors: Ralf Dipl Ing Esprester
Original assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Current assignee: Telefunken Systemtechnik AG
Priority date: 1976-02-28
Filing date: 1976-02-28
Publication date: 1977-09-01
Also published as: GB1522921A; FR2342595B1; DE2608258C2; IT1077127B; FR2342595A1

Description

LICENTIA

Patent -Verwaltungs-GmbH

6000 Frankfurt (Main) 70, Theodor-Stern-Kai 1

Ulm, 27. Februar 1976

PT-UL/Dr.Gk/sa

UL 75/135

"Nachrichtenübertragungsverfahren für linear verzerrende Übertragungsstrecken mit Frequenzverschiebungen¹¹

Die Erfindung betrifft ein Einseitenband- (gegebenenfalls mit Restseitenband) oder Zweiseitenband-Nachrichtenübertragungsverfahren ohne Träger insbesondere für linear verzerrende Übertragungsstrecken mit Frequenzverschiebungen aufgrund des Dopplereffekts sowie eine Anordnung zur Durchführung des Verfahrens.

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Optimale Nachrichtenübertragungsverfahren benutzen für die radiofrequente Ausstrahlung des Informationssignales die Zweiseitenbandmodulation ohne Träger, oder besser die Einseitenbandmodulation (u.U. mit Restseitenband) ohne Träger. Dies gilt auch für die digitale Nachrichtenübertragung.

Um eine eindeutige Demodulation empfangsseitig vornehmen zu können, muß ein Träger zugesetzt werden, der mit der Frequenz und Phase des unterdrückten Trägers sehr genau übereinstimmt.

Weder die Frequenz und noch weniger die Phase des zuzusetzenden Trägers können aus dem Nachrichtensignal ohne zusätzliche sendeseitige Vorkehrungen entnommen werden, denn

- das empfangene Signal soll keinen Trägerrest enthalten,

- das empfangene Nachrichten-Signalgemisch kann beispielsweise infolge von ionosphärischen Einflüssen auf dem Funkwege eine FrequenzverSchiebung erfahren haben - diese "Dopplerverschiebung" ist vor allem auch bei schnell bewegten Empfängern (und auch Sendern) zu beobachten,

- das empfangene Signal kann von einem Sender herrühren, der nicht die erforderliche Genauigkeit der auszustrahlenden Frequenz erreicht (ähnliches gilt für den Empfänger, auf die Empfangsfrequenz bezogen),

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- der Empfänger und der Sender haben Überlagerungsoszillatoren, die mehr oder weniger ausgeprägte stochastlache Frequenzschwankungen aufweisen.

Daher soll eine Lösung der erwähnten Probleme vorgeschlagen werden, die auch für die Anwendung in linear verzerrenden Kanälen geeignet ist. Dieses sind vor allem reale Funkkanäle, beispielsweise im Kurzwellenbereich.

Es ist bekannt, vor der Übertragung der eigentlichen Nachricht ein sogenanntes CW-Signal (CW= Continuous Wave) auszusenden, dieses zur Feststellung von FrequenzverSchiebungen empfangsseitig mit einer Sollfrequenz zu vergleichen und festgestellte FrequenzverSchiebungen mittels bekannter Regelverfahren, beispielsweise mit Hilfe geschlossener Regelkreise (phase-locked-loops), oder mittels Auszählung der Frequenzverschiebung und digitaler Nachregelung des Oszillators zu kompensieren. Der Nachteil dieser bekannten CW-Verfahren besteht darin, daß die hier erforderlichen schnellen Regelvorgänge aufgrund von Amplitudenschwankungen wegen Ionosphärenänderungen und des daraus resultierenden selektiven fadings nicht zum Ziele führen. Hinzu kommt, daß bei der einmaligen Einregelung am Übertragungsbeginn Kanaländerungen während der eigentlichen Nachrichtenübertragung nicht mehr berücksichtigt

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werden können. Außerdem lassen sich mit diesem Verfahren die Fehler im eigentlichen Datenteil der Übertragung auch gar nicht kompensieren, da der Datenteil im Unterschied zum CW-Signal breitbandig ist.

Aus der Literaturstelle "Proceedings of the IEEE", Vol. 56, No. 10 (Oktober 1968), Seiten 1653 bis 1679 ist es ferner bekannt, vor der eigentlichen Nachrichtenübertragung eine korrelierende Testimpulsfolge auszusenden, aus dieser empfangsseitig durch Kompression die Impulsantwort des Übertragungskanals zu bestimmen und eine entsprechende Filteranpassung zu veranlassen. Nachteilig an diesem Verfahren ist die Tatsache, daß es die Ermittlung von Frequenzverschiebungen (z. B. Dopplerverschiebungen) nicht gestattet, obwohl die Impulskompression bei Vorhandensein von Frequenzablagen fehlerbehaftet ist und eine einwandfreie Ermittlung der Impulsantwort damit gar nicht möglich ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Nachrichtenübertragungsverfahren der eingangs genannten Art zu schaffen, das imstande ist, auftretende FrequenzverSchiebungen automatisch zu ermitteln und zu kompensieren, das damit stets eine einwandfreie Bestimmung der Impulsantwort ermöglicht und somit eine optimale Ausschaltung von Übertragungsfehlern gestattet,

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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Nachrichten blockweise in Form von Datenblöcken übertragen werden, daß vor jedem Datenblock jeweils eine Testimpulsfolge ausgesendet wird und daß empfangsseitig durch Hinzufügen eines Trägers einmal direkt in einem ersten und einmal mit 90 Phasenverschiebung in einem zweiten von zwei zueinander orthogonalen Kanälen und Impulskompression zum einen aus jeder. Testimpulsfolge die Impulsantwort der Übertragungsstrecke ermittelt und eine entsprechende Korrektur der Filterparameter veranlaßt wird und zum andern durch Vergleich der Amplituden je zweier aufeinanderfolgender komprimierter Testimpulsfolgen in den beiden orthogonalen Kanälen laufend jeweils die Frequenzablage des hinzugefügten Trägers vom Sollwert bestimmt und kompensiert wird.

Bei starken Frequenzverschiebungen ist es wichtig, daß zur Grobkompensation der Frequenzablage des Trägers noch vor der Aussendung der ersten Testimpulsfolge zu Beginn jeder Nachrichtenübertragung eine besondere Doppel-Testimpulsfolge übertragen wird.

Als TestimpulsfοIgen werden optimal korrelierende Signalfolgen, vorzugsweise Barker-Binärcodes, verwendet.

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Die Doppel-Testimpulsfolge besteht vorteilhafterweise aus zwei mit den Testimpulsfolgen vor den einzelnen Datenblöcken identischen Testimpulsfolgen, vorzugsweise aus zwei identischen Barker-Binärcodes.

Zur Vermeidung von Echoauswirkungen sind zwischen den zwei identischen Testimpulsfolgen der Doppel-Testimpulsfolge zweckmäßigerweise η Pausenbits, vorzugsweise η = 5 Pausenbits, vorgesehen.

Für das Abklingen von Echos sind außerdem sowohl zwischen der Doppel-Testimpulsfolge und der auf sie folgenden einfachen Testimpulsfolge als auch zwischen den Testimpulsfolgen und den Datenblöcken Pausen vorgesehen.

Die Frequenzablage Af des erapfangsseitig zugefügten Trägers vom Sollwert wird mittels der Beziehung

- 3§ö ■ Λ* C-I

bestimmt, wobei θ der Drehwinkel von Testfolge zu Testfolge in den zwei orthogonalen Kanälen ist und At der zeitliche Abstand zweier aufeinanderfolgender Testimpulsfolgen.

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' 44,

Dabei -wird der Drehwinkel θ mittels der Beziehung

A A

θ = - arctg ■=?— + arctg -—■ - k · π ^Bl ^B2

bestimmt, wobei A und B jeweils die Amplituden einer ersten komprimierten Testimpulsfolge in dem ersten und in dem zweiten der zwei orthogonalen Kanäle sind und A₂ sowie B jeweils die entsprechenden Amplituden einer auf die erste folgenden zweiten Testimpulsfolge und wobei k eine natürliche Zahl mit k = O₁ 1, 2, » » » ist*

Eine bevorzugte Anordnung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens ist dadurch gegeben, daß empfangsseitig ein Empfänger, ein Demodulator und ein Prozessor vorgesehen -sind, daß ein " ZF-Ausgang des Empfängers mit einem ersten und einem zweiten Mischer in dem Demodulator verbunden ist, daß der erste Mischer direkt und der zweite Mischer über einen 90 -Phasenschieber an einen Oszillator angeschlossen sind dergestalt, daß das ZF-Signal in das Basisband transponierbar ist, und daß der erste und zweite Mischer ausgangsseitig über je ein Filter, je eine Abtast- und Halte-Schaltung sowie je einen Analog-Digitalwandler mit dem Prozessor verbunden sind.

Dabei ist vorgesehen, daß der Prozessor die Impulsfolgen

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komprimiert und aus den komprimierten Testfolgen zum einen die Irnpulsantwort der Ubertragungsstrecke ermittelt und die Filter (Transversalfilter) für die Prozessierung der Folgen in den zwei orthogonalen Kanälen entsprechend korrigiert und zum andern die Frequenzablage bestimmt und sie mit Hilfe eines eigenen überlagerers im Demodulator kompensiert.

Der besondere Vorteil der Erfindung besteht darin, daß sie auch bei linearer Verzerrung des Kanals (Echobildung) eine genaue Bestimmung und Kompensation der Dopplerverschiebung ermöglicht. Ein weiterer wesentlicher Vorteil ist daria zu sehen, daß infolge der Identität der beiden Testimpulsfolgen der Doppel-Testimpulsfolge mit den einfachen Testimpulsfolgen das Filter (Transversalfilter) für die Prozessierung der Folgen in jedem Quadratur-Kanal nur einmal vorhanden sein muß.

Vorteilhafte Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben.

Fig. 1 zeigt den bevorzugten Ablauf des Nachrichtenübertragungsverfahrens gemäß der Erfindung als Funktion der Zeit t. Zur Groberkennung und -kompensation von Frequenzverschiebungen wird als Vorspann eine Doppel-Testimpulsfolge übertragen, die beispielsweise aus zwei Barkerfolgen zu je 13 Bit besteht. Dann

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folgen jeweils abwechselnd eine einfache Testimpulsfolge und ein Datenblock, wobei die einfache Testimpulsfolge mit den Hälften der Doppel-Testimpulsfolge identisch ist, also beispielsweise aus einer 13-Bit-Barkerfolge besteht. Sowohl zwischen den Hälften der Doppel-Testimpulsfolge als auch zwischen der Doppel-Testimpulsfolge und der ersten Testimpulsfolge und zwischen den Testimpulsfolgen und den Datenblöcken sind Pausen für das Abklingen von Echos vorgesehen. In der Pause zwischen der Doppel-Testirapulsfolge und der ersten einfachen Testimpulsfolge erfolgt empfangsseitig die Berechnung und apparative Grobkompensation des Dopplereffekts.

Die Testimpulsfolgen erfüllen zwei Aufgaben:

a) Sie geben Aufschluß über die Parameter des benutzten Datenübertragungskanals (aktuelle Impulsantwortmessung).

b) Sie dienen aber auch der Bestimmung eventueller Frequenzverschiebungen zwischen dem empfangenen Signal und dem empfangsseitigen Überlagerungsoszillator-Signal.

Die Phaseninformation für den zuzusetzenden Träger spielt keine Rolle, da mit orthogonalen Überlagerern demoduliert wird.

Als Testimpulsfolgen eignen sich insbesondere optimal korrelierende Signal-Folgen (z. B. Barker-Binärcodes, die bei 13 Bit

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Länge und 4OOO Baud Übertragungsgeschwindigkeit 3»25 ms lang sind). Zufriedenstellende Ergebnisse sind jedoch auch mit weniger gut korrelierenden Folgen erzielbar.

Die Information über die Kanalparameter entspricht der Impulsantwort des Kanals. Diese Impulsantwort erhält man aus jeder empfangenen Testimpulsfolge durch Impulskompression in an sich bekannter ¥eise.

Die Information über die Frequenzablage des im Demodulator zugesetzten Trägers wird aus der Änderung der Impulsantwort abgeleitet, wobei diese Änderung jeweils aus zwei (im Abstand von η Bits) aufeinanderfolgenden komprimierten Testimpulsfolgen ermittelt wird.

Der Dopplereffekt wird also in zwei Stufen unschädlich gemacht:

1. Durch Impulskompression einer Doppel-Testimpulsfolge in einem Signalprozessor zur groben Bestimmung der Frequenzablage. Diese wird danach apparativ grob kompensiert. Es bleibt eine Restablage.

2. Durch Vergleich je zweier aufeinanderfolgender komprimierter (einfacher) Testimpulsfolgen - zwischen denen jeweils ein Datenblock liegt - wird die Restablage dann laufend mittels

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< /r

des Signalprozessors bestimmt und korrigiert (der Signalprozessor sorgt gleichzeitig auch für die Entzerrung der Daten von Mehrwege-Effekten (Echos)).

Fig. 2 zeigt eine bevorzugte Anordnung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens. Es handelt sich um eine Anordnung zur Demodulation von geträgerten Nachrichtensignalen mit Zweiseitenband-Modulation bestehend aus einem Empfänger mit Antenne, dessen ZF-Ausgang mit einem Demodulator verbunden ist, der ausgangsseitig an einen Signalprozessor mit Datenausgabe angeschlossen ist.

Einseiten- und restseitenbandmodulierte Signale lassen sich mit dieser Anordnung prinzipiell ebenfalls demodulieren, nur ist im Falle der Einseitenbandmodulation das ZF-Signal ein "analytisches Signal".

Der Demodulator für das empfangene, geträgerte Signal besteht u. a. aus einem Oszillator mit der Kreisfrequenz Jl , dessen Signal sin Sl t einem ersten Mischer in einem Sinuskanal des Demodulators direkt und einem zweiten Mischer in einem Cosinuskanal des Demodulators über einen 9° -Phasenschieber, d. h. in Gestalt von cos _L_t_t zugeführt wird. Das geträgerte ZF-Signal wird in den beiden Mischern mit sin i'.t bzw. cos \lt in das

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sogenannte Basisband heruntergenischt. Dabei entstehen im Falle, daß die FrequenzILfZ « der "(nicht ausgesendeten) Trägerfrequenz ±m zwischenfrequenten Kanal gleich ist, im "Sinus- und im Cosinuskanal zwei orthogonale Signale, d. h. Sinus- und Cosinuskanal ie Basisband sind zueinander orthogonal. Genaugenommen sind der Sinus— und der Cosinuskanal bzw. ihre Signale nur bei Einseitenband-Restseitenband—Modulation orthogonal, während sie bei Zweiseitenband—Modulation "ähnlich" sind. Der Einfachheit halber wird hier im Text (d.h. in der Beschreibung und den Ansprüchen) jedoch durchgehend in allen Fällen, in denen in zwei Kanälen mit 90 -Phasenverschiebung des Oszillatorsignales demoduliert wird Cd. h. z. B. sowohl bei zwei Kanälen ext Matched-Filtern als auch bei Quadratur-Kanälen) _s der Ausdruck "orthogonal" benutzt.

Die Umsetzung mit sin -i^· t und cos i^-t (orthogonale Umsetzung) schaltet die Gefahr sogenannter "phaseblinds" aus.

Die beiden Mischer des Demodulators sind ausgangsseitig über je ein Filter (sog. Matched-Filter), je eine Äbtast- und Halteschaltung S/H und je einen Analog/Digital-Wandler A/D mit dem Signalprozessor verbunden, an dessen Ausgang die demodulierten Daten zur Ausgabe anstehen. Die Parameter der Matched-Filter werden durch den Prozessor jeweils nach Maßgabe der gemessenen Impulsantwort eingestellt·

- 12a-

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Fig. 3a zeigt die ausgesendete Signalfolge mit ihrem Wechsel zwischen Testimpulsfolgen und Datenblöcken. Der zeitliche Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Testimpulsfolgen beträgt At. Die Testirapulsfolgen sind alle gleich, während die Datenblöcke entsprechend der in ihnen enthaltenen Nachricht verschieden sind.

Fig. 3b bis e soll die Verhältnisse in den beiden orthogonalen

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Kanälen im Basisband (Sinus- und Cosinuskanal) nach erfolgter Impulskompression im Signalprozessor verdeutlichen.

Fig. 3c bzw. 3e zeigt die komprimierten TestImpulsfolgen (die Datenblöcke sind hier fortgelassen) im Cosinus- bzw. Sinuskanal im Falle J^. . = -1.-_ ,,, d. h. im Falle der

xst soll

Übereinstimmung von Signal-Trägerfrequenz und Überlagerungsfrequenz. Es ist deutlich zu entnehmen, daß in diesem Fall in beiden Kanälen aufeinanderfolgende komprimierte Testimpulsfolgen (d. h. die Impulsantworten) stets gleiche Amplituden aufweisen.

Ist dagegen i-. .ψ- 1 _ ,, (beispielsweise infolge einer Dopplerverschiebung), so verändert sich die Phasenbeziehung zwischen dem Signal des Überlagerungsoszillators im Demodulator und dem ZF-Signal laufend, woraus ein "drehendes" Signal im Basisband resultiert und damit auch ein "Drehen" der komprimierten Testimpulsfolgen.

In Fig. 3b und d ist der Fall A -' _± ~f- A- _q11 dargestellt, und zwar soll die Frequenzablage dort einer 90 -Drehung von Testimpulsfolge zu Testimpulsfolge (d. h. in der Zeit At) entsprechen. Wie man deutlich erkennt, ändert sich in diesem Fall die Amplitude von einer (komprimierten) Testimpulsfolge zur nächsten in beiden Kanälen beträchtlich.

-Ik-

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Ist der Drehwinkel zwischen zwei im Zeitabstand Δι aufeinan derfolgenden Testimpulsfolgen gleich Θ, so gilt für die zu bestimmende Frequenzablage Af:

d. h. bei dem gewählten Beispiel mit θ = *K> würde die Frequenzablage bei einem Zeitabstand At von 20 ms gerade

2O -jo"*-³
betragen«

Auf die Ermittlung des für die Bestimmung der Frequenzablage benötigten Drehwinkels θ (Ät ist vorgegeben) wird später eingegangen.

Die Ergebnisse der Impulskompression bei "drehenden" Kanal führen zu folgenden Schlußfolgerungen

1- Bei "drehendem" Kanal ist die Impulskompression rait Fehlem behaftet (wegen ungenügender Unterdrückung von Nebenaaxima infolge der "Drehung"), daher ist für die. Impulsantwortraessung selbst eine möglichst geringe "Drehung" pro Testimpulsfolgenlänge anzustreben (beispielsweise eine "Drehung" von ■weniger als IO ).

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ΊΟ-

2. Die Bestimmung durch Dopplerverschiebungen verursachter Frequenzablagen ist auch bei linearer Verzerrung des Kanals (Echobildung) genügend genau möglich, sofern der durch die Frequenzablage verursachte Drehwinkel θ nicht größer als l8O ist (ohne Leer- oder Pausenbits zwischen den beiden Folgen). Wenn der Drehwinkel θ größer als l80 ist, ist die Messung des Drehwinkels nicht mehr eindeutig (da die arctg-Fu:
mehrdeutig ist).

(da die arctg-Funktion in k · l8O mit k = O, 1, 2, ...

Aus den Schlußfolgerungen 1. und 2. ergibt sich unmittelbar, daß es zumindest bei starken Dopplerverschiebungen von Vorteil ist, noch vor der ersten Testimpulsfolge eine Doppel-Testimpulsfolge zu übertragen, weil hierdurch zum einen bereits vor der Übertragung des ersten Datenblocks eine Grobkompensation der FrequenzverSchiebung auf einen zulässigen Wert ermöglicht wird und weil zum andern aufgrund des geringeren zeitlichen Abstandes der beiden Hälften der Doppel-Testimpulsfolge als bei den einzelnen Testimpulsfolgen, zwischen denen ja jeweils ein Datenblock liegt, die Doppel-Testimpulsfolge eine eindeutige Bestimmung des Drehwinkels θ bis zu höheren Frequenzablagen gestattet als die einzelnen Testimpulsfolgen zwischen den Datenblöcken*

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Der Grund für die Verwendung der Korrelation (auch Optimalfilterung oder Impulskompression genannt) von Doppel-Testimpulsfolgen zur Bestimmung der Dopplerablage ist darin zu sehen, daß diese Methode unempfindlich gegenüber den bei Funkübertragungen zusätzlich auftretenden linearen Verzerrungen ist.

Fig. k zeigt ein Beispiel für die Bestimmung des Drehwinkels θ aus einer stark drehenden Doppel-Barkerfolge. Die ausgesendete Doppel-Testimpulsfolge ist in Fig. 4a dargestellt (Basisband). Sie besteht aus zwei 13-Bit-Barkerfolgen mit einer Pause von 5 Bit zwischen den beiden Hälften. Die Pause ist notwendig« um zusätzliche Meßfehler bei der Bestimmung der Dopplerablage in stark verzerrenden Medien (5- Echo-Intervalle) zu vermeiden. Unter der Größe T_T ist die Telegraphieschrittdauer in see. zu verstehen. Kürzere Barkerfolgen (z. B. 11 Bit, 7 Bit, 5 Bit usw.) sollten dann verwendet werden, wenn geringere Anforderungen an die Meßgenauigkeit gestellt werden oder Signale mit sehr hoher Dopplerverschiebung verarbeitet werden sollen.

Fig. kh zeigt die rechtsdrehende Doppel-Barkerfolge nach dem Empfang (vor der Kompression) in perspektivischer Darstellung* Die nicht dargestellte Signalfunktlon im Sinus- und Cosinus-(Quadratur-) Kanal ergibt sich hieraus durch Projektion auf die eingezeichnete Sinus- bzw. Cosinuskanal-Ebene, wobei die

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Sinuskanal-Ebene senkrecht und die Cosinuskanal-Ebene parallel zur Zeichenebene liegt, Bie Drehung soll - 12 pro Bitschritt betragen. Die Ausgangssignale der Optimalfilter beider Kanäle sind in Fig. kc und d dargestellt. Deutlich lassen sich zwei Maxima im Abstand von la Telegraphieschrxtten unterscheiden (die Zahl l8 ergibt sich aus 13 Bit Barkerfolge + 5 Bit Pause). Der Drehwinkel θ beträgt - 2l6° ( l8 Bit ■> - 12° pro Bit). Wie unmittelbar zu sehen ist, läßt sich der Drehwinkel θ mittels der Beziehung

_{1 2}

θ = - arctg —- + arctg —— - k . π mit k = O, l, 2 ... ^Bl ^B2

bestimmen, wobei A und A die Amplituden zweier aufeinanderfolgender komprimierter Testimpulsfolgen im Sinuskanal und B und B₀ die entsprechenden Amplituden im Cosinuskanal sind*

X ä

Die Dopplerverschiebung errechnet sich dann zu

· Ta ·

wobei die Entstehung der Zahl l8 weiter oben erläutert ist (At = lö . T_T).

Die analytische Betrachtung zeigt, daß die Bestimmung der Frequenzablage exakt möglich ist, auch bei Vorhandensein von linearen Verzerrungen (Kanal-Echos).

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ο Eine Dopplermessung mit einem Drehwinkel θ von -216 wurde auf einem Rechner simuliert und ergab eine Genauigkeit von besser als 1 % trotz der starken Drehung.

Sind also Dopplereffekte oder Empfänger/Senderfrequenzabweichungen zu erwarten, so sollte gemäß der Erfindung vor dem Beginn der eigentlichen Datenübertragung eine Doppel-Testimpulsfolge übertragen werden. Der empfangsseitige Prozessor ermittelt aus ihr die Frequenzablage noch ehe die nächste Einfach-Testimpulsfolge und der zugehörige Datenblock eintreffen. Wie bereits erwähnt, besteht ein besonderer Vorteil der Verwendung von Doppel-Testimpulsfolgen, deren Hälften mit den einfachen TestImpulsfolgen strukturell übereinstimmen, darin, daß das Filter für die Prozessierung der Folgen in jedem Quadratur-Kanal nur einmal vorhanden sein muß. Nach der Doppeltestimpulsfolge sollte aufgrund der Tatsache, daß die Impulsantwortmessung nur dann ausreichend genau ist, wenn der Dopplereffekt auf weniger als 10 Drehung je Folgendauer reduziert ist, stets zunächst eine einfache Testimpulsfolge übertragen werden, bevor der erste Datenblock zur Aussendung kommt.

Es sei noch besonders darauf hingewiesen, daß ein weiterer großer Vorteil des Verfahrens und der Anordnung nach der Erfindung darin besteht, daß anstelle optimal korrelierender Folgen und Filter jede korrelierende Folge und jedes korrelierende Filter verwendbar sind, die bei der Kompression einen deutlichen Hauptwert (Maximum) pro Folge erzeugen.

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Leerseite

Claims

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Patentansprüche

I^ Einseitenband- (gegebenenfalls mit Restseitenband) oder Zweiseitenband-Nachrichtenübertragungsverfahren ohne Träger insbesondere für linear verzerrende Ubertragungsstrecken mit Frequenzverschiebungen aufgrund des Dopplereffekts, dadurch gekennzeichnet, daß die Nachrichten blockweise in Form von Datenblöcken übertragen werden, daß vor jedem Datenblock jeweils eine Testimpulsfolge ausgesendet wird und daß empfangsseitig durch Hinzufügen eines Trägers einmal direkt in einem ersten und einmal mit 90 Phasenverschiebung in einem zweiten von zwei zueinander orthogonalen Kanälen und Impulskompression zum einen aus jeder Testimpulsfolge die Impulsantwort der Übertragungsstrecke ermittelt und eine entsprechende Korrektur der Filterparameter veranlaßt wird und zum andern durch Vergleich der Amplituden je zweier aufeinanderfolgender komprimierter Testimpulsfolgen in den beiden orthogonalen Kanälen laufend jeweils die Frequenzablage des hinzugefügten Trägers vom Sollwert bestimmt und kompensiert wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Grobkompensation der Frequenzablage des Trägers noch vor der

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. λ.

Aussendung der ersten Testimpulsfolge zu Beginn jeder Nachrichtenübertragung eine Doppel-Testimpulsfolge übertragen wird.

3· Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß als Testimpulsfolgen optimal korrelierende Signalfolgen, vorzugsweise Barker-Binärcodes, verwendet werden.

k. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3 t dadurch gekennzeichnet, daß die Doppel-Testimpulsfolge aus zwei mit den Testimpulsfolgen vor den einzelnen Datenblöcken identischen Testimpulsfolgen, vorzugsweise zwei identischen Barker-Binärcodes, besteht.

5- Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den zwei identischen TestImpulsfolgen der Doppel-Testimpulsfolge η Pausenbits, vorzugsweise η = 5 Pausenbits, vorgesehen sind.

6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5 t dadurch gekennzeichnet, daß sowohl zwischen der Doppel-Testimpulsfolge und der auf sie folgenden Testimpulsfolge als auch zwischen den Testimpulsfolgen und Datenblöcken Pausen für das Abklingen von Echos vorgesehen sind.

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7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzablage Af des zugefügten Trägers vom Sollwert mittels der Beziehung

bestimmt wird, wobei θ der Drehwinkel von Testimpulsfolge zu Testimpulsfolge in den zwei orthogonalen Kanälen und At der zeitliche Abstand zweier aufeinanderfolgender Testfolgen ist.

8. Verfahren nach Anspruch 7» dadurch gekennzeichnet, daß der Drehwinkel θ mittels der Beziehung

^Al ^A2

θ = - arctg =— + arctg —- - k · π

^{1 2}

bestimmt wird, wobei A und B jeweils die Amplituden einer ersten komprimierten Testimpulsfolge in dem ersten und dem zweiten der zwei orthogonalen Kanäle und A₀ sowie B jeweils die entsprechenden Amplituden einer auf die erste folgenden zweiten Testimpulsfolge sind und k eine natürliche Zahl mit k = O, 1, 2, 3, ... ist.

9. Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß empfangeseitig ein Empfänger, ein Demodulator und ein Prozessor vorgesehen

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• f.

sind, daß ein ZF-Ausgang des Empfängers mit einem ersten und einem zweiten Mischer in dem Demodulator verbunden ist, daß der erste Mischer direkt und der zweite Mischer über einen 90 -Phasenschieber an einen Oszillator angeschlossen sind dergestalt, daß das ZF-Signal in das Basisband transponierbar ist, und daß der erste und zweite Mischer ausgangsseitig über je ein Filter, je eine Abtast- und Halte-Schaltung sowie je einem Analog-Digitalwandler mit dem Prozessor verbunden sind (Fig. 4).

10. Anordnung nach Anspruch 91 dadurch gekennzeichnet, daß der Prozessor die Impulsfolgen komprimiert und aus den komprimierten Testfolgen zum einen die Impulsantwort der Übertragungsstrecke ermittelt und die Filter (Transversalfilter) für die Prozessierung der Folgen in den zwei orthogonalen Kanälen entsprechend korrigiert und zum andern die Frequenzablage bestimmt und sie mit Hilfe eines eigenen überlagerers im Demodulator kompensiert (Fig. k).

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