DE2726266A1 - Vorrichtung zur fehlerortung in einer digitalen uebertragungsanlage - Google Patents

Description

BLUMBACH · WESER · BERGEN · KRAMER

PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN

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Beschreibung

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1.

Die Verwendung sehr schneller digitaler Übertragungsanlagen breitet sich zunehmend aus. Solche Anlagen können zur Übertragung sowohl reiner binärer Daten als auch digitalkodierter Analogsignale verwendet werden. Das benutzte Übertragungsmedium kann optische Fasern, Koaxialkabel, Millimeterwellenleiter oder Mikrowellenfunk umfassen, wobei letzteres aufgrund seiner geringeren Anfangskosten am weitläufigsten verwendet wird.

Eine typische digitale Mikrowellenanlage umfaßt beiden Endes eine Endstelle und mehrere Zwischenverstärkerstellen, die einen Abstand von 2,4 bis 40 km voneinander haben, und zwar abhängig von den verwendeten Sendefrequenzen und der Art des dazwischenliegenden Geländes.

Aufgrund der großen Anzahl von Verstärkern, die bei einer typi-

MUndien: R. Kramer Oipl.-Ing. . W. Weser Dipl.-Phys. Dr. rer. nal. · P. Hirsch Dipi.-ing. · H. P. Brehm Dipl.-Chem. Dr. ρ,ΊιΙ. nat. Wiesbaden: P. G. Blumbach Dipl.-Ing. · P. Bergen Dipl.-Ing. Dr. jur. ■ G. Zwirner Dipl.-Ing. Dipl.-W ing.

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sehen Mikrowellenstrecke verwendet werden, und der Tatsache, daß die meisten dieser Verstärker unbeaufsichtigt sind, wird es wichtig, in der Lage zu sein, schnell zu bestimmen, welcher der Verstärker fehlerhaft geworden ist, wenn die Empfangsstelle feststellt, daß sie Datensignale mit einer unannehmbar hohen Fehlerrate empfängt.

Ein bekannter Weg um dies zu tun, besteht darin, ein eindeutiges Testmuster zu schaffen und dieses Muster zum Vergleich innerhalb eines jeden Verstärkers mit einer lokal gespeicherten Version des eindeutigen Testmusters auszusenden. Wenn es sich bei der digitalen Übertragungsanlage um eine solche handelt, welche das Digitalsignal vor dem Senden kodiert, wie es bei den meisten Anlagen der Fall ist, erfordert dieses bekannte Testverfahren einen Differentialdekodierer in jedem Verstärker, zusätzlich zu einem Parallel/Serien-Konverter und irgendeiner geeigneten Vorrichtung zum Speichern des eindeutigen Testmusters. Da für eine Zwischenverstärkerstelle gewöhnlich ein Differentialdekodierer nicht erforderlich ist, bedeutet dies offensichtlich eine teure Lösung des Problems. Bekannte Abänderungen dieses Testverfahrens schalten die Notwendigkeit für den Parallel/Serien-Konverter und die Speichervorrichtung aus, der teure Differentialdekodierer ist jedoch noch erforderlich.

Die Lösung dieses Problems ist im Patentanspruch 1 gekennzeich-

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net. Vorteilhafte Weiterbildlangen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsformen näher erläutert. In der zugehörigen Zeichnung zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer beispielsweisen digitalen Übertragungsanlage mit einer Vielzahl von Verstärkern zusammen mit einer bekannten Fehlerortungsanordnung;

Fig. 2 ein Blockschaltbild der in Fig. 1 gezeigten Übertragungsanlage zusammen mit einer erfindungsgemäßen Fehlerortungsanordnung ;

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines beispielsweisen Fehlerzählers, der zur Verwendung in der in Fig. 2 gezeigten Fehlerortungsvorrichtung geeignet ist; und

Fig. 4 eine schematische Darstellung der ersten drei Teilstrecken in einer mehrere Teilstrecken aufweisenden digitalen Übertragungsanlage, wobei die darin gefundenen verschiedenen Signalphasenkombinationen gezeigt sind.

Das Problem besteht also darin, eine Testmethode zu schaffen, mit der schnell bestimmt werden kann, welcher von mehreren Verstärkern in einer digitalen Übertragungsaniage für übermäßige

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Anlagenfehler verantwortlich ist, ohne daß eine teure Testvorrichtung in jeder Verstärkerstelle erforderlich wäre.

Vie gesagt, wird dieses Problem gelöst durch eine Vorrichtung, wie sie im Patentanspruch 1 angegeben ist.

Fig. 1 zeigt eine typische, eine Vielzahl Verstärker aufweisende digitale übertragungsanlage der Art, bei welcher eine vierphasige, differentiell kodierte Phasenumtastung (DCPSK) verwendet wird, beispielsweise die Mikrowellenfunkanlage, die in der Industrie bekannt ist als DR 18A; eine Festkörper-Kurzstreckenanlage hoher Kapazität, die im 18 GHz-Fernmeldeband arbeitet und 8 Zweiweg-Funkkanäle verfügbar macht, von denen jeder ein DS4-Pegel-Digitalsignal mit 274 Mb/sec aufnimmt und in Digitalform das Äquivalent von 4032 Sprachbandsprechkreisen trägt· Eine ausführliche Diskussion des digitalen Aufbaus des Bell System und insbesondere des Formats des DS4-Bitstroms ist für ein vollständiges Verständnis der vorliegenden Erfindung nicht erforderlich; eine solche Diskussion findet man jedoch in der US-PS 3 872 257. Ein Fachmann auf diesem Gebiet wird leicht erkennen, daß die vorliegende Erfindung weder auf das DR 18A-System noch auf Mikrowellenfunk beschränkt ist. Die Erfindung kann in irgendeiner digitalen Übertragungsanlage erfolgreich verwendet werden, bei der eine Vierphasen-DCPSK-Modulation verwendet wird, beispielsweise bei Anlagen, bei denen

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eine übertragung über ein Koaxialkabel, über einen Millimeterwellenleiter, über optische Fasern oder sogar über ein herherkönunliches, isoliertes Kabel stattfindet.

Zur Vereinfachung der Zeichnung ist lediglich eine Übertragungsrichtung dargestellt. Es versteht sich, daß die andere übertragungsrichtung identisch ist und somit nicht im einzelnen erläutert zu werden braucht. Wenn auch in der Zeichnung nur eine Zwischenverstärkerstelle gezeigt ist, so wird eine typische Anlage viele solcher Zwischenverstärkerstufen aufweisen.

Gemäß Fig. 1 umfaßt die beispielsweise Anlage eine Sendestelle 10, eine Empfangsstelle 11 und eine Zwischenverstärkerstelle 12. Irgendein geeignetes Übertragungsmedium 13, beispielsweise das erwähnte DR leA-Mikrowellensystem, verbindet die Sendestelle und die Erapfangsstelle über die Zwischenverstärkerstelle. Da das übertragungssystem an sich keinen Teil der Erfindung bildet, sind die Mikrowellenoszillatoren, Verstärker, Demodulatoren und dergleichen, die herkömmlich in einem solchen übertragungssystem enthalten sind, in der Zeichnung nicht dargestellt. Das gleiche gilt für herkömmliche Schaltungselemente, wie Energieversoigongen, Taktschaltungen und dergleichen.

Die Sendestelle 10 umfaßt einen Serien/Parallel-Konverter 14, der das ankommende Digitalsignal mit der I4-Folgefrequenz von

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274 Mb/sec empfängt land in zwei Schienen 14S^ und 14S₂ aufteilt, die je bei der halben Folgefrequenz des ankommenden I4-Signals arbeiten. Die beiden vom Konverter 14 kommenden Schienen sind mit einem Differentialkodierer 16 verbunden, beispielsweise mit dem Kodierer, der in den US-PSen 3 128 342 und 3 128 343 gezeigt ist. Der Kodierer 16 wiederum ist mit einem Phasenmodulator 17 verbunden, der das Ausgangssignal eines Sinuswellenosällators 18 moduliert.

Die Zwischenverstärkerstelle 12 umfaßt eine Trägerwiedergewinnungsschaltung 21, die einen Bezugsträger aus dem ankommenden Digitalsignal rekonstruiert. Der wiedergewonnene Träger wird einem Phasendemodulator 22 zugeführt, der das vom Übertragungsmedium ankommende Signal demoduliert. Der Demodulator ist mit einem zweiten Phasenmodulator 23 verbunden, der das Ausgangssignal eines Sinuswellenoszillators 24 moduliert.

In der Empfangsstelle rekonstruiert eine zweite Trägerwiedergewinnungsschaltung 31 den Bezugsträger aus dem ankommenden Digitalsignal und liefert diesen an einen zweiten Phasedemodulator 32, der mit einem Differentialdekodierer 33 verbunden ist. Der Dekodierer 33 leitet vom ankommenden Signal die beiden ursprünglichen digitalen Schienen 14S₁ und 14S₂ ab, die dann in einem Parallel/Serien-Konverter 34 verschachtelt werden, um das ursprüngliche einzige Schienensignal 14 zu bilden.

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Bekanntlich wird bei einer Vierphasen-DCPSK-Anlage der zur Demodulation verwendete Bezugsträger in jedem Verstärker aus dem empfangenen Signal rekonstruiert. Da das empfangene Signal irgendeine von vier möglichen Phasen aufweisen kann, die voneinander einen Abstand von 90 haben, kann der rekonstruierte Träger ebenfalls irgendeine derselben Phasen haben. Aufgrund dieser 90°-Phasenmehrdeutigkeit wandelt das DCPSK-Modulationsschema die digitale Eingangsinformation nicht in absolute Phasen um, sondern in Phasenänderungen 0°, 90°, 180° und 270°. Bei der in Fig. 1 gezeigten beispielsweisen Ausführungsform wird das mit der I4-Folgefrequenz ankommende digitale Eingangssignal in zwei Schienen 14S₁ und I4S£ mit der Hälfte der ankommenden Folgefrequenz aufgeteilt. Diese beiden Schienen werden dann differentiell kodiert und einem Phasenmodulator zugeführt. Die möglichen Phasenzustände des Modulators sind in der folgenden Tabelle A gezeigt.

	0	TABELLE A	Ausgangs phase
	1		0
Eingang A B	0		IT/2
0	1		-r/2
0		fr
1
1

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Im Zwischenverstärker wird das ankommende Signal demoduliert unter Verwendung des Bezugsträgers, der vom ankommenden Digitalsignal durch die Trägerwiedergewinnungsschaltung extrahiert worden ist. Der Demodulator kann vier mögliche Ausgangssignale abgeben, in Abhängigkeit vom Phasenzustand des Bezugsträgers. Diese Ausgangssignale sind in der folgenden Tabelle B gezeigt:

	TABELLE B	B»	Bezugs phase
A«	B	O
A	A	ir/2
I	5	ir
I	I	-ir/2
B

In den Zwischenverstärkerstellen besteht offensichtlich kein Bedürfnis für ein differentielles Dekodieren des Demodulatorausgangssignals zurück zum ursprünglichen Eingangssignal; folglich wird das Ausgangssignal des Demodulators direkt an den Eingang des Phasenmodulators geliefert. In der Empfangsstelle muß jedoch das Ausgangssignal des Demodulators differentiell dekodiert werden, um die IAS₁- und I4S₂-Schienen wiederzugewinnen, die letztlich im Parallel/Serien-Konverter wieder zusammengefügt werden, um das erwünschte I4-Ausgangssignal zu ergeben.

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Die direkteste Methode zum Fehlerorten in einer DCPSK-Anlage, wie der in Fig. 1 gezeigten, besteht darin, ein bekanntes IA-Pegel-Testmuster auf den Systemeinking der Sendestelle zu geben. Dann werden in jeder Verstärkerstation die A¹- und B^f-Ausgangssignale des Demodulators differentiell dekodiert und mittels eines Parallel/Serien-Konverters in eine einzige Schiene verschachtelt. Dieses Signal wird dann auf Fehler überprüft, indem es mit einer Kopie des gesendeten Testmusters verglichen wird, die für diesen Zweck bei jedem Verstärker gespeichert ist. Offensichtlich erfordert diese Lösung in jeder Verstärkerstelle sowohl einen Differentialdekodierer und einen Parallel/Serien-Konverter als auch irgendeine vorrichtung zum Speichern des eindeutigen Testmusters. Dies ist eine teure und folglich unattraktive Lösung des Problems.

Eine Variation der genannten Methode, die nicht in jedem Verstärker einen Parallel/Serien-Konverter und/oder ein gespeichertes Testmuster erfordert, wird der in Fig. 1 gezeigten Basisanlage überlagert. Die zusätzliche Ausrüstung in der Sendestelle, die mit der Bezugsziffer 41 bezeichnet ist, umfaßt einen Mustergenerator 42, der direkt mit den 14S₁- und I4S₂-Eingängen des Differentialkodierers 16 verbunden ist. Eine Verzögerungsschaltung 43 verzögerb das Muster, das dem l4S₂-Eingang des Kodierers 16 zugeführt wird, um N Bit-Intervalle. Diese Verzögerung um N Symbole wird verwendet, um die

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Korrelation zwischen den Eingangssignalen zu verringern.

Die mit der Bezugsziffer 51 bezeichnete Testschaltungsanordnung in jeder Verstärkerstelle umfaßt einen mit dem Ausgang des Phasendemodulators 22 verbundenen Differentialdekodierer 52 zur Wiedergewinnung der I4S..- und I4Sp-Signale aus dem Demodulatorausgangssignal. Eine zweite Verzögerungsschaltung 53 verzögert das IAS₁-Signal um N Bit-Intervalle, und das augenblickliche und das verzögerte digitale Signal werden dann in einem Exklusiv-ODER-Gatter 54 verglichen. Wenn die beiden Signale nicht übereinstimmen, wird vom ODER-Gatter 54 ein Impuls erzeugt, der von einem mit dem Ausgang des ODER-Gatters verbundenen Fehlerzähler 56 gezählt wird. Wenn die Anlage fehlerfrei ist, sind die beiden Signale identisch, und es wird kein Ausgangssignal vom ODER-Gatter 54 abgegeben. Wenn andererseits im Verstärker 12 (oder in irgendeinem anderen Verstärke* signalstromaufwärts vom Verstärker 12) irgendwelche Fehler auftreten, unterscheiden sich die beiden vom ODER-Gatter 54 verglichenen Signale, und vom Zähler 56 werden Fehlerimpulse gezählt.

Obwohl die in Fig. 1 gezeigte Anordnung eine Verbesserung gegenüber dem zuvor erläuterten Fehlerfeststellsystem darstellt, erfordert sie noch in jeder Verstärkerstelle einen Differentialdekodierer, was diese Anordnung teuer macht. Die in

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Fig. 2 gezeigte Modifikation der Fig. 1 schaltet Jedoch das Erfordernis für einen Differentialdekodierer in jedem Zwischenverstärker aus. Wie gezeigt ist, umfaßt die Testausrüstung 61 erfindungsgemäß einen Mustergenerator 62, der ein festgelegtes Testmuster erzeugt, das nicht den 14S₁- und I4S₂~Eingängen des Differentialkodierers zugeführt wird, sondern anstelle der Ausgangssignale A und B des Differentialkodierers 16. Wiederum verzögert eine Verzögerungseinheit 43 das A-Eingangssignal um N Bit-Intervalle. Innerhalb des Verstärkers 12 umfaßt die Fehlerfeststellschaltung 41 nun lediglich eine Verzögerungsschaltung 53f ein Exklusiv-ODER-Gatter 54 und einen Fehlerzähler 56, der wie zuvor mit den Ausgängen A¹ und B¹ des Demodulators 22 verbunden ist. Man beachte, daß bei der verbesserten Schaltung der Differentialdekodierer 52 nicht langer erforderlich ist.

In der Schaltung 71 wird das Ausgangs signal B¹ vom Demodulator 22 um N Bit-Intervalle verzögert, wofür im folgenden die Bezeichnung B¹(N) verwendet wird, und im ODER-Gatter 54 mit dem unverzögerten Ausgangssignal A^f vom Demodulator 22 verglichen. Es ist klar, daß die Ausgangssignale B¹(N) und A¹ nicht notwendigerweise gleich sind, da der Bezugsträger irgendeine von vier möglichen Phasen aufweisen kann. Die folgende Tabelle C zeigt für jede dieser vier möglichen Phasen die am Eingang des ODER-Gatters 54 auftretenden Signale:

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	TABELLE C	B'(N)
Bezugs phase	A«	B(N)
O	A	A(N)
11/2	I	5(N)
ir	I	I(N)
-ΊΤ/2	B

Wenn das Eingangstestmuster mit S bezeichnet wird, zeigt die nachfolgende Tabelle D die entsprechenden Eingangssignale für das ODER-Gatter 54 in Form des Testmusters S:

	TABELLE D	B'(N)	(identisch)
Bezugs phase	A·	S(N)
O	S(N)	S(2N)	(identisch)
Τί/2	3	3W
IT	STTTT	S(2N)
-ir/2	S

Dabei bedeuten: B¹(2N) ein B¹, das um zweimal N Baud-Inter-

valle verzögert ist, und B"¹" ein invertiertes B¹, usw.

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Man ersieht aus Tabelle D, daß mit dem Testmuster S die Größe A nicht notwendigerweise gleich B'(N) ist. Es wurde jedoch entdeckt, daß bestimmte spezielle Testmuster erzeugt werden können, die A¹ unter allen Bezugsphasenbedingungen gleich B¹(N) machen. Das Ausgangssignal der Exklusiv-ODER-Schaltung 54 wird unter diesen Umständen nur im Fall von Systemfehlern zu "1". Die spezielle Eigenschaft dieser Testmuster ist:

S(2N) = S (1)

Diese Gleichung bedeutet, daß dafür, daß die zuvor beschriebenen speziellen Effekte auftreten, das Testmuster gleich seinem um 2N Symbole verzögerten Komplement sein muß. Dies wiederum schreibt vor, daß die Musterlänge 4N Symbole ist.

Es sei nun ein spezielles Beispiel betrachtet, mit

N = 3
L = 12.

Ein mögliches Muster, das die Anforderungen der Gleichung (1) erfüllt, ist

S = 111001000110... und folglich

S(3) = 100100011011.... Spezielle Testmuster, die entsprechend Gleichung (1) erzeugt

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worden sind, machen die hier offenbarte Fehlerortungsmethode unabhängig von der Bezugsträgerphase, während sie gleichzeitig die Notwendigkeit für einen Differentialdekodierer, einen Parallel/Serien-Konverter und/oder gespeicherte Muster in jedem Verstärker eliminieren.

Wird der Anlage vom Generator 62 das spezifische Testmuster zugeführt, gibt der Fehlerzähler in jedem Verstärker die Anzahl der Fehler an, die durch die Anlage bis zu diesem Verstärker, diesen einschließend, verursacht worden sind. Es ist somit eine relativ einfache Sache, zurückzuverfolgen und zu bestimmen, welcher der Verstärker in einer Anlage die Quelle für die beobachteten Fehler ist.

Fig. 3 zeigt eine Schaltung, die verwendet werden kann, um anzuzeigen, wenn das spezielle Testmuster mit einer annehmbaren Fehlerrate empfangen worden ist. Gemäß Fig. 3 umfaßt diese Schaltung einen monostabilen Multivibrator 81, eine mit einer Bezugspotentialquelle 83 verbundene Komparatorschaltung 82 und irgendeine geeignete Anzeigevorrichtung 84, beispielsweise eine lichtemittierende Diode. Der Ausgang des Multivibrators 81 geht auf H (hohes Potential), wenn der Multivibrator durch einen Fehlerimpuls vom ODER-Gatter 54 gesetzt ist. Der Ausgang des Multivibrators 81 bleibt H, bis der Multivibrator durch eine Rückkopplungsschaltung zurückgestellt wird, die

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einen Widerstand R1 und einen Kondensator C1 aufweist. R1 und C1 diktieren auch die Impulsbreite des Ausgangssignals vom monostabilen Vibrator 81. Wenn der Multivibrator 81 einmal durch einen Fehlerimpuls gesetzt ist, kann er nicht wiedergesetzt werden, bevor er zuerst zurückgesetzt ist. Wenn die Ankunftszeit der Fehlerimpulse sich der Zeitkonstanten des Multivibrators nähert, wird das Ausgangssignal H. Wenn keine Fehlerimpulse vorhanden sind, ist das Ausgangssignal immer L (niedriges Potential). Wenn die Ankunftszeit der Fehlerimpulse gleich dem Zweifachen der Zeitkonstante des Multivibrators ist, ist dessen Ausgangssignal eine symmetrische Rechteckwelle, die nach dem Filtern in einem Widerstand R2 und einem Kondensator C2 eine Gleichspannung ergibt, die in der Mitte zwischen der H- und der L-Ausgangsspannung des Multivibrators liegt. Das Gleichstromausgangssignal von dem R2 und C2 aufweisenden Filter, das mit der Folgefrequenz der Ankunft der Fehlerimpulse (d. h., der Fehlerrate) verknüpft ist, wird dann im Komparator 82 verglichen mit einer Bezugsspannung von der Quelle 83, die so eingestellt ist, daß sie zwischen der hohen und der niedrigen Spannung des Multivibratorausgangssignals liegt. Das Ausgangssignal des Komparators 82 kann verwendet werden, um entweder die Anzeigeschaltung 84 zu treiben oder irgendeine geeignete, entfernt liegende überwachungsvorrichtung. Die Zeitkonstante des Multivibrators wird auf einen Wert eingestellt, der zu einer Rechteckwelle vom Multivibrator und zu einem Filterausgangssignal führt, das gleich der dem Kompa-

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rator zugeführten Bezugsspannung ist, wenn die Fehlerrate einem vorgewählten Schwellenwert gleich ist. Für Fehlerraten, die größer als der Schwellenwert sind, wird das Ausgangssignal des !Comparators 82 L, so daß die Anzeigevorrichtung 84 ausgeschaltet und damit eine unannehmbar hohe Fehlerrate angezeigt wird. Wenn die Fehlerrate unterhalb des Schwellenwertes liegt, wird das Ausgangssignal des !Comparators 82 dementsprechend H, was dazu führt, daß die Anzeigevorrichtung 84 aufleuchtet, was eine akzeptable Fehlerrate anzeigt.

Während normaler Arbeitsbedingungen, d. h., wenn die Anlage gewöhnliche Nachrichten überträgt und der Mustergenerator 62 gesperrt ist, unterscheiden sich die Signale A¹ und B¹(N) voneinander zeitlich im Mittel um 50 %, was den Komparator dazu bringt, anzuzeigen, daß das Muster nicht mit einer annehmbaren Fehlerrate empfangen worden ist. Wenn eine Fehlerortung der Anlage durchgeführt wird, wird die normale Nachrichteneingabe in der nahe Endstelle durch das spezielle Testmuster ersetzt. Jeder Verstärker zeigt dann an, ob das spezielle Testmuster mit einer annehmbaren Fehlerrate empfangen worden ist oder nicht.

Bei Verwendung eines Testmusters, das nicht der speziellen Gleichung S(2NJ = S genügt, bei dem jedoch B = S(N) und A=S ist, ist es ebenfalls möglich, Verstärker zu identifizieren und auszusondern, die Trägerbezugszyklussprünge erzeugen. Fig.

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zeigt ein Blockschaltbild der ersten drei Teilstrecken einer beispielsweisen Anlage mit einer Vielzahl von Teilstrecken. Die erste Teilstrecke umfaßt einen Sender T1 land einen Empfänger R1; die zweite Teilstrecke umfaßt einen Sender T2 und einen Empfänger R2jund die dritte Teilstrecke umfaßt einen Sender T3 und einen Empfänger R3. A und B stellen die einzelnen Eingangssignale für den Phasenmodulator des Senders T1 dar; A¹ und B¹ repräsentieren die Eingangssignale des Phasenmodulators des Senders T2; A" und B" stellen die Eingangssignale des Phasenmodulators des Senders T3 dar; und A"· und B"· repräsentieren die Ausgangssignale des Demodulators des Empfängers R3 (der im allgemeinen mit noch einem weiteren Phasenmodulator verbunden ist). Die unter jedem Empfänger gezeigten Tabellen geben die möglichen Empfängerausgangssignale für die verschiedenen Trägerbezugsphasen φ^ an. Das Ausgangssignal irgendeines anderen Empfängers hängt von dessen Trägerbezugsphase ab, ebenso wie die Trägerbezugsphasen der vorausgehenden Empfänger. Ein Empfänger zeigt ein korrektes Empfängerausgangssignal an, wenn gilt:

Als Beispiel sei angenommen, daß die Empfängerphasen für R1, R2 und R2 Ti, 1Γ/2 bzw. -1//2 sind. In diesem Fall zeigen die Empfänger R1 und R3 ein gutes Muster an, während Empfänger R2 nicht

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ein gutes Muster anzeigt. Wenn R2 fehlerhaft ist, beispielsweise derart, daß der Empfänger die Phase von 1Γ/2 nach 1Γ kippt, zeigt R2 nun ein gutes Testmuster und R3 zeigt nicht ein gutes Testmuster. Unter Verwendung dieser Information kann der Fehler schnell bei R2 isoliert werden. Diese Methode kann auf Fehler in anderen Empfängern und auf andere Kombinationen von Empfängerphasen ausgedehnt werden. Bei dieser Methode ist die Musterlänge L nicht auf 4N beschränkt, sondern sie kann beliebig lang sein.

Man kann zusammenfassen: Es ist eine Methode angegeben worden zur Fehlerortung in einer digitalen Übertragungsanlage mit einer Vielzahl Teilstrecken, bei welcher Methode Vorteil gezogen wird aus den speziellen Eigenschaften der Vierphasen-DCPSK-Modulation, während das Erfordernis eliminiert ist, einen Differentialdekodierer, einen Parallel/Serien-Konverter und/oder ein gespeichertes Testmuster in jedem Verstärker vorzusehen.

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Hi/ku

Claims (4)

1. BLUMBACH . WESER · BERGEN · KRAMER

   PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN

   Patentconsult Radedcestraße 43 80CO München 60 Telefon (089) 883603/883604 Telex 05-212313 Telegramme Patenlconsult Patentconsull Sonnenberger Straße 43 6200 Wiesbaden Telefon (06121)562943/561998 Telex 04-186 237 Telegramme Paientconsull

   Western Electric Company, Incorporated

   New York, N.Y., USA Lentz 3-1

   Vorrichtung: zur Fehlerortung: in einer digitalen Übertragungsanlage

   Patentansprüche

   ( Λ J Vorrichtung zur Fehlerortung in einer digitalen Ubertragungsanlage, die eine Sendestelle (10, Fig. 2), eine Empfangsstelle (11) und wenigstens eine Zwischenverstärkerstelle (12) aufweist, wobei die Sendestelle enthält: einen mit .dem ankommenden Bitstroia beaufschlagten Serien/ Parallel-Konverter (14) zur Erzeugung zweier Ausgangsbitströme mit der halben Impulsfolgefrequenz des ankommenden Bitstroms auf einer ersten (14S1) und einer zweiten (14S2) Schiene;

   einen mit dem Serien/Parallel-Konverter gekoppelten Differentialkodierer (16) zum differentiellen Kodieren der 3it-

   Milndien: R. Kramer Dipl.-Ing. . W. Weser Dipl.-Phys. Or. rer. net. . P. Kirsch Oipl.-Ing. . H. P. Brehm Oipl.-Chem. Or. phil. nat. Wiesbaden: P. G. Blumbach Dipl.-Ing. . P. Bergen Dipl.-Ing 'Jr. jur. · G. Z/<^:mer DmI.-Ing. Dipl.-W.-Ing.

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   ORIGINAL INSPECTED

   ströme auf der ersten und der zweiten Schiene; einen Sinuswellenoszillator (18); und einen mit beiden Ausgangsschienen des Differentialkodierers gekoppelten Vierphasen-Phasenschiebermodulator (17) zum Modulieren des Ausgangssignals des Sinuswellenoszillators,

   dadurch gekennzeichnet , daß die Sendestelle ferner umfaßt:

   einen Mustergenerator (62) zur Erzeugung eines festliegenden Testmusters S mit der Eigenschaft

   S(2N) = S mit

   N£1,

   welches Testmuster eine Länge L = 4N aufweist und den beiden Eingangsschienen (A, B) des Phasenschiebermodulators (17) zugeführt wird;

   und eine zwischen dem Mustergenerator und einer der Schienen (A) angeordnete Verzögerungseinrichtung (43) zur Verzögerung des Testmusters um N Symbole.
2. 2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß N = 3, L = 12 und

   S=1 1 10010001 10...
3. 3. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die wenigstens eine Verstärkerstelle enthält:

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   eine Einrichtung (21, Fig. 2) zur WMergewinnung eines Bezugsträgers aus dem ankommenden Datenbitstrom; einen mit dem ankommenden Bitstrom beaufschlagten und mit der Trägerwiedergewinnungseinrichtung gekoppelten Vierphasen-Phasenschieberdemodulator (22), mit dem auf zwei Schienen (A¹ und B¹) aus dem ankommenden Datenbitstrom die beiden differentiell kodierten Bitströme abgeleitet werden, die zuvor in der Sendestelle auf die Träger moduliert worden sind;

   einen Sinuswellenoszillator (24);

   und einen mit beiden Schienen vom Vierphasendemodulator verbundenen Vierphasen-Phasenschiebermodulator (23), dadurch gekennzeichnet , daß die Verstärkerstelle ferner umfaßt:

   eine Vergleichsvorrichtung (5A) zum Vergleichen der auf den beiden Ausgangsschienen vom Vierphasendemodulator (22) auftretenden Bitströme und zur Erzeugung eines Fehlersignals, wenn diese beiden verschieden sind;

   eine Zähleinrichtung (56) zum Zählen der von der Vergleichseinrichtung erzeugten Fehlersignale;

   und eine zwischen die Vergleichseinrichtung und die Zähleinrichtung gefügte Verzögerungseinrichtung (53) zum Verzögern eines der beiden wiedergewonnenen Bitströme, welcher nicht notwendigerweise Jener sein muß, welcher zuvor durch die in der Sendestelle vorhandene Verzögeungseinrichtung verzögert worden ist, um N Symbole.

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4. 4. Vorrichtung nach Anspruch 3» wobei die Vergleichseinrichtung ein Exklusiv-ODER-Gatter umfaßt und die Fehlerzähleinrichtung gekennzeichnet ist durch einen monostabilen Multivibrator (81) mit einem Ausgang (Q), einem mit dem Ausgang des Exklusiv-ODER-Gatters (54) gekoppelten Eingang (S) und einem Rücksetzeingang (R), der über ein RC-Rückkopplungsnetzwerk mit dem Ausgang des Multivibrators gekoppelt ist;

   und eine Komparatorschaltung (82) zum Vergleichen des gefilterten Ausgangssignals des Multivibrators mit einem Bezugspotential (83).

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