DE1537016C - Verfahren und Schaltungsanordnung zur Übertragung von binären Eingangsdaten mittels einer modifizierten duobinären Trägermodulation - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Übertragung von binären Eingangsdaten mittels einer modifizierten duobinären Trägermodulation.

Auf dem Gebiet der Daten- und Sprachübertragung wurde eine Vielzahl von Verfahren und Systemen entwickelt, um die Geschwindigkeit und Güte der übertragung und des Empfangs zu verbessern. In manchen Fällen sind Mehrpegelsignalsysteme verwendet worden, um die Übertragungskapazität zu erweitern; es fehlen jedoch im allgemeinen die Wechselbeziehungen zwischen den Kodepegeln. Außerdem ist eine Anzahl von korrelativen, pegelkodierten Signalsystemen entwickelt worden, von denen das üblicherweise als »duobinär« bezeichnete mit zu den vielversprechendr sten Systemen gehört. Diese Erfindung stellt eine Verbesserung auf dem Gebiet der duobinären Systeme dar. Hierzu wird auf einem Artikel verwiesen, der in »IEEE Transactions on Communications in Electronics«, Bd. 82, vom Mai 1963, S. 214 bis 218, erschienen ist. In diesem Artikel wird die genannte Art von Systemen allgemein beschrieben. Besonders wird in diesem Zusammenhang auf das USA.-Patent 3 238 299 hingewiesen. Zusätzlich dazu sind vom Erfinder und von anderen Fachleuten in Veröffentlichungen eine Reihe von Möglichkeiten auf dem Gebiet der duobinären Datenübertragung aufgezeigt worden.

Zur Erläuterung des Verfahrens und der Vorrichtung für das Ausscheiden der Gleichstromkomponente aus dem duobinären Signal wird auf die USA.-Patentschrift 3 457 510 hingewiesen. Während duobinäre Systeme und Verfahren eine Signalisiergegeschwindigkeit ermöglichen, die doppelt so groß wie die einfache Binärgeschwindigkeit ist, sehen das erfindungsgemäße Verfahren und System eine Signalisiergeschwindigkeit vor, die viermal so groß ist wie jene, die mit einfachen Binärverfahren erreicht werden kann.

Bei der vorliegenden Erfindung wird Zeitorthogonalität für Signale und Frequenzorthogonalität als die absolute Referenz für die Signale verwendet. Die beiden genannten Signale sind um 90° phasenverschoben und nehmen die gleiche Bandbreite ein. Sie haben eine solche spektrale Dichte, daß an der Trägerfrequenz ein Nichts ist.(kein Träger vorhanden ist). Die korrelativen Eigenschaften des hieraus erzeugten, übertragenen und dekodierten Signals er-· möglichen das zuverlässige Auffinden von Fehlern, ohne daß zusätzliche Zeichen (Redundanz) eingeführt werden. Tatsächlich kann das Fehlerermittlungssystem nach der USA.-Patentschrift 3 461 426 in Kombination mit dem vorliegenden Verfahren ebenso verwendet werden wie mit dem modifiziert duobinären System der genannten Patentschrift. Danach folgt das dekodierte Signal einer vorherbestimmten Reihe von Regeln, die später beschrieben werden, obwohl die dazugehörigen kodierten Signale, die an einen Empfänger übertragen werden, scheinbar mit dem ursprünglichen, binären Eingangssignal oder der endgültigen Form des dekodierten Signals keinerlei Ähnlichkeit aufweisen. Es ist auch bekannt, bei der Impulsübertragung eine serielle Signalfolge in ein einziges Paar von zwei parallelen Signalfolgen umzuwandeln (belgische Patentschrift 628 642).

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde ein korrelatives, digitales übertragungssystem auf duobinärer Grundlage mit verbesserter Ubertragungskapazität zu schaffen. Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß

a) die serielle Signalfolge der binären Eingangsdaten in η Paare (A, B; E, F, G, H) von parallelen Signalfolgen umgewandelt wird — die Umwandlung einer seriellen Signalfolge in ein einziges Paar von zwei parallelen Signalfolgen ist an sich bekannt — wobei diese Signalfolgen eine Bitge-

schwindigkeit von — mal der Bitgeschwindigkeit der Signalfolge der binären Eingangsdaten haben und die beiden Signalfolgen jedes Paares zueinander orthogonal sind,

b) die einzelnen parallelen Signalfolgen digital so codiert werden, daß eine Korrelation zwischen jedem Bit und dem jeweils zweiten, ihm vorausgehenden Bit erzeugt wird,

c) die Signalfolgen getrennt differenziert und anschließend zur übertragung kombiniert werden,

d) die η Signalfolgen, die durch Kombination der Signalfolgen jedes Paares erzeugt werden, getrennt analog verarbeitet werden.

Mit diesem Verfahren können die Informationen mit der doppelten Bitgeschwindigkeit einer duobinären oder modifiziert duobinären Anlage übertragen werden. Es werden zwei orthogonale Signale aus einem einzigen Eingangssignal erzeugt, um die doppelte übertragungsgeschwindigkeit und die Schaffung einer absoluten Referenz für die Wiedergewinnung der übertragenen Informationen zu erreichen. Die vor-• liegende Erfindung unterscheidet sich von duobinären und modifiziert duobinären Systemen dadurch, daß das Basisbandverfahren nicht angewendet wird.
Die Erfindung wird nachfolgend an Hand von Ausführungsbeispielen und Verfahrensschritten näher erläutert, die sich auf die Zeichnungen beziehen. Es zeigt F i g. 1 ein Diagramm von Wellenformen, die das Verhältnis des binären Eingangssignals zu allgemein pegelkodierten Signalen zeigen,

F i g. 2 ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform eines Senders des Ubertragungssystems,

F i g. 3 ein Zeitdiagramm mit darüber angeordneten Wellenzyklen, das das zeitliche Verhältnis der verwendeten Taktimpulse angibt, .

F i g. 4 ein Blockschaltbild eines Empfängers, der zur Verwendung mit dem Sender nach F i g. 2 geeignet ist,

Fig. 5 ein zweites mögliches Ausführungsbeispiel eines Senders,

F i g. 6 ein Zeitdiagramm der im Ausführungsbeispiel nach F i g. 5 verwendeten Taktimpulse,

F i g. 7 ein Blockschaltbild eines Empfängers, der zusammen mit dem Sender nach F i g. 5 verwendet werden kann; ■

F i g. 8 ein Diagramm verschiedener, idealisierter Wellenformen an bezeichneten Stellen des Senders nachFig. 5,

F i g. 9 eine Darstellung der tatsächlichen, durch einen Oszillographen angezeigten Wellenformen,
F i g. 10 eine Filterkurve.

Es soll zunächst darauf hingewiesen werden, daß das Verfahren auf dem Gebiet der Datenübertragung und digitalen Sprachübertragungssysteme anwendbar ist. In der nachfolgenden Beschreibung wird die Datenübertragung als ein Beispiel benutzt, und es sei, ebenfalls, als Beispiel, angenommen, daß mit einem

binären Eingangssignal gearbeitet wird. In konkreten Fällen hat sich herausgestellt, daß das erzeugte Signal im wesentlichen dem gleicht, das bisher als ein modifiziert duobinäres Signal bezeichnet wurde, weil die korrelativen Eigenschaften des erzeugten Dreipegelsignals die gleichen sind. Das Kodieren und Verarbeiten des Signals unterscheidet sich jedoch bei dem Verfahren stark von denen des modifiziert duobinären Systems. Um die Bedeutung der korrelativen Eigenschaften voll würdigen zu können, muß beachtet werden, daß durch die Erfindung ein Dreipegelsignal erzeugt wird, dessen Mittelpegel den einen binären Zustand und dessen äußere Pegel den anderen binären Zustand, entweder Plus oder Minus, darstellen. Außerdem folgt das erzeugte korrelative Signal gewissen vorbestimmten Regeln, die eine komplikationslose Wiedergewinnung der Informationen in binärer Form und eine vereinfachte und zuverlässige Fehlerauffindung zulassen.

In F i g. 1 sind die Zeittakte über der oberen Linie numeriert: α zeigt eine binäre Wellenform und b ein gemäß dem nachfolgend beschriebenen Ausführungsbeispiel erzeugtes modifiziert duobinäres Signal, dessen äußere Pegel dem oberen Pegel oder dem Markierungszustand der eingegebenen binären Wellenform α entsprechen. Der Mittelpegel der Wellenform b entspricht dem unteren Pegel oder dem Zwischenraum des binären Eingangssignals a. Die für die Wellenform b geltenden Regeln können am besten erkannt werden, wenn aufeinanderfolgende Markierungen zu Paaren geordnet werden und jeder Markierung eine Paarnummer zugeordnet wird, wie dies in F i g. 1 gezeigt ist. Aufeinanderfolgende Markierungen sind mit 1 und 2 bezeichnet; diese Numerierung wird für das nächste Markierungspaar wiederholt. Eine mit 1 bezeichnete Markierung in einem Paar aufeinanderfolgender Markierungen hat demzufolge immer die entgegengesetzte Polarität der vorausgegangenen Markierung, die natürlich mit 2 bezeichnet ist. Die Polarität der mit 2 bezeichneten Markierung gegenüber der mit 1 bezeichneten vorausgegangenen Markierung wird durch eine Gruppe von Regeln festgelegt, die auf der geraden oder ungeraden Anzahl von Zwischenräumen basieren. Das heißt, wenn die Anzahl der zwischen einem Paar von Markierungen 1 und 2 liegenden Zwischenräume gerade ist, dann ist die Polarität dieser Markierungen gleich; wenn die Anzahl der zwischen einem Markierungspaar 1 und 2 liegenden Zwischenräume ungerade ist, dann haben diese beiden Markierungen entgegengesetzte Polarität.

Diese Wechselbeziehungen in der erzeugten Wellenform b ermöglichen eine einfache Fehlerermittlung in empfangenen und übertragenen Daten. Fehler in empfangenen Daten können durch verschiedene, auf Ubertragungsstörungen zurückzuführende Umstände entstehen, wie z. B. Geräusche, die eine Markierung in einen Zwischenraum oder umgekehrt, einen Zwischenraum in eine Markierung verwandeln. Bei der Fehlerermittlung wird eine Anzeige, z. B. ein Imp'uls, an den Empfänger gegeben, daß ein Fehler aufgetreten ist; solche Anzeige identifiziert jedoch nicht die zeitliche Lage des Fehlers. Bei konventionellen Daten-Übertragungssystemen werden vor dem Aussenden zusätzliche Binärzeichen (Redundanz) in den Binärdatenstrom eingefügt, um eine Fehlererkennung im Empfänger möglich zu machen. Ein wichtiger Vorteil pegelkodierter Verfahren und entsprechender Systeme ist die Tatsache, daß zusätzliche Zeichen nicht benötigt werden. Dieses Einfügen zusätzlicher Zeichen würde die Übertragungskapazität reduzieren.

Bei dem Verfahren wird eine Teilkodierung einer Eingangswellenform vorgesehen, die Binärdaten darstellt. Es werden gleichzeitig die teilweise kodierten, seriell dargestellten Wellenformen in parallel dargestellte umgewandelt, die zeitlich orthogonal angeordnet sind; es wird Frequenzorthogonalität als absolute Referenz gegenüber'den Signalen verwendet. Die beiden parallel dargestellten Signale sind um 90° phasenverschoben und nehmen dieselbe Bandbreite ein. Jedes der Datensignale hat die Form einer synchron phasenmodulierten, modifiziert duobinären Wellenform; an der Trägerfrequenz ist also ein Nichts, das die absolute Referenz darstellt.

Die zu erzeugenden modifiziert duobinären Signale erscheinen, wenn sie erzeugt werden, nicht in Basisform und werden deshalb erst wie oben beschrieben gefiltert, wenn weitere Verfahrensschritte durchgeführt worden sind. Außerdem wird für eine weitergehende Beschreibung eines besonderen modifiziert duobinären Verfahrens und einer entsprechenden Vorrichtung auf die USA.-Patentschrift 3 457 510 verwiesen.

Im folgenden soll an Hand der F i g. 2 ein bevorzugter Sender näher beschrieben werden. Für einen normalen Sprachübertragungskanal wird eine Dateneingabegeschwindigkeit von 4800 Bits pro Sekunde (Baud) angenommen, obwohl jede andere Geschwindigkeit möglich ist und nur von der Bandbreite des

' Kanals abhängt. In Übereinstimmung mit dem oben beschriebenen Verfahren werden die Eingangsdaten kodiert und in zwei parallel dargestellte Folgen von je 2400 Baud umgewandelt. Wie in F i g. 2 gezeigt, wird das Eingangssignal zwei UND-Gattern 51 und 52 zugeführt, wobei ein Inverter 53 das dem Gatter 51 zugeführte Signal umkehrt. Diesen beiden UND-Gattern werden außerdem Taktimpulse C₁ mit einer Impulsgeschwindigkeit von 4800 Impulsen pro Sekünde zugeführt, über ein ODER-Gatter 54 werden die Ausgangssignale der UND-Gatter 51 und 52 einem zweistufigen Schieberegister 56 zugeführt. Das Ausgangssignal dieses Schieberegisters wird den UND-Gattern 51 und 52 wieder als Eingangssignal zugeführt, wobei das dem Gatter 52 zugeführte Signal durch einen Inverter 57 invertiert wird. Hierbei wird die Umwandlung von der seriellen zur parallelen Darstellung mit dem Kodieren verbunden. Hierdurch werden für N parallel dargestellte Bitfolgen N binäre Multivibratoren eingespart. Obwohl üblicherweise eine seriell dargestellte Impulsfolge mit Hilfe eines iV-stufigen Schieberegisters oder N binärer Multivibrator in N parallel dargestellte Folgen umgewandelt wird und dann N Kodierer mit 2 N binären Multivibratoren verwendet werden, wird das teilweise Kodieren und die Umwandlung von serieller in parallele Darstellung gleichzeitig durchgeführt, indem eine Rückkopplung vorgesehen ist, d. h., das Ausgangssignal des Registers wird den Gattern 51 und 52 als Eingangssignal wieder zugeführt.

Es werden also von dem zweistufigen Schieberegister 56 zwei parallel dargestellte Impulsfolgen mit 2400 Baud erzeugt und zwischen diesen beiden Folgen Orthogonalität hergestellt, wozu die in F i g. 2 mit Φ_λ und Φ₂ bezeichneten Taktimpulse verwendet werden. Die Taktimpulse Φ_χ und Φ₂ tasten das zweistufige Schieberegister ab; diese Taktimpulse treten

mit, einer Häufigkeit von 2400 Impulsen pro Sekunde auf. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel ist die Bandbreite so ausgewählt, daß ihre Mitte bei 9600 Hz liegt, um vier Perioden pro Ziffer zu erzeugen. Dies basiert auf einer Bitgeschwindigkeit von 4800 Baud mit zwei parallel dargestellten Folgen von je 2400 Zeichen pro Sekunde.

In F i g. 3 ist die Zeitdauer eines Bits der parallel dargestellten Folgen A oder B, d. h. V2400 Sekunden, gezeigt, die in 32 Teile gegliedert ist. Eine solche Gliederung kann durch einen Haupttaktgenerator mit einer Betriebsgeschwindigkeit von 76 800 Impulsen pro Sekunde durchgeführt werden, der sowohl die C₁ -Taktimpulse mit einer Geschwindigkeit von 4800 Impulsen pro Sekunde als auch die anderen in der Anlage verwendeten Taktimpulse liefert. Wie bereits erwähnt, befindet sich die Mitte der Bandbreite in diesem Ausführungsbeispiel bei 9600Hz, d.h. vier Perioden pro Ziffer; 3¹I₂ solcher Schwingungen sind in F i g. 3 durch die gebrochene Linie dar-. gestellt. Der Taktimpuls <l\ kann zu jedem Zeitpunkt auftreten, wie z. B. zum Zeitpunkt Null in Fig. 3, und <l>2 muß dann bei einem ungeraden Vielfachen einer Viertelschwingung von 9600Hz erscheinen, um Orthogonalität zwischen den beiden in F i g. 2 als A und B bezeichneten Signalen herzustellen. Wie in F i g. 3 verdeutlicht ist, sind Φ₁ und Φ₂ lediglich durch eine Viertelperiode oder ¹As 400 Sekunden voneinander entfernt, obwohl Φ₂ selbstverständlich in jedem ungeraden Vielfachen einer Viertelschwingung von 9600 Hz gegenüber Φ_χ auftreten kann, um Orthogonalität zu erreichen. Während des zweiten Kodierschrittes wird das Signal A aus dem Schieberegister 56 wie auch der Taktimpuls Φ₁ einem ersten Gatter 61 zugeführt, und das zweite Signal B aus dem Schieberegister wird, wie der zweite Taktimpuls Φ₂, einem zweiten Gatter 62 zugeführt. Die Ausgangssignale dieser beiden Gatter 61 und 62 werden getrennten, bistabilen-Kippstufen 63 und 64 zugeführt. Während des dritten Kodierschrittes werden die Ausgangssignale der bistabilen Kippstufen 63 und 64 getrennt in den Schaltkreisen 65 und 66 differenziert. Diese Schaltkreise 65 und 66 können als .RC-Differenzierglieder, monostabile Kippstufen usw. aufgebaut sein. Die Ausgangssignale der Differenzierglieder sind negative oder positive Spitzen, und diese werden einem Summierkreis 67 zugeführt, der auch einen dritten Taktimpuls, Φ₃, empfängt. Dieser Taktimpuls Φ₃ muß zu einem ungeraden Vielfach einer Achtelperiode von 9600 Hz auftreten. In F i g. 3 wird er während des letzten Achtels eines Trägerzyklus zugeführt. Während jedes Zeitabschnittes von V2400 Sekunde erscheinen also drei Zeitmultiplexsignale am Ausgang des Summierers. Das Ausgangssignal des Summierers 67 hat die Form schmaler Impulse, unter denen Φ₁ und Φ₂ positiv oder negativ oder nicht Vorhanden sein können, während Φ₃ immer vorhanden ist und wahlweise ein negativer oder positiver Impuls sein kann. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel ist Φ₃ ein positiver Impuls. Tatsächlich ist Φ₃ ein Referenzsignal, das im Frequenzbereich genau in der gewählten Trägerfrequenz auftritt, die der Nullpunkt der beiden Informationsträgersignale A und B ist.

Das Ausgangssignal des Summierers 67 wird durch ein Tiefpaßfilter 68 gegeben, das im vorliegenden Ausführungsbeispiel eine Grenzfrequenz von 11,1 kHz hat, um das 9600-Hz-Band des Impulssignals zu erhalten, höhere Bänder jedoch auszuschalten. In diesem Zusammenhang wird der Ausdruck »Band« für die Frequenzspektren um die Bitgeschwindigkeit und deren Harmonische benutzt. Das Band erstreckt sich über + ¹I₂ und -¹I₂ der Bitgeschwindigkeit der Frequenz, die der Bitgeschwindigkeit zahlenmäßig gleich ist, und der Frequenzen, die ein Vielfaches davon betragen, so daß also in diesem Ausführungsbeispiel das Band einmal 2400 Hz umfaßt, zum anderen von 8400 Hz bis 10 800 Hz reicht. Am Eingang des Tiefpaßfilters bestehen beide orthogonalen Wellen aus einer unendlichen Zahl dieser sektralen Bänder, von denen jedes die Grundinformation enthält. Die beschriebenen Ausführungsform des Senders enthält einen Produktmodulator 69, in dem das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 68 mit einem 11,4-kHz-Signal aus einem Oszillator 71 überlagert wird. Das Ausgangssignal des Produktmodulators 69 hat also eine Mittenfrequenz von 1800Hz, die durch ein Tiefpaßfilter 72 mit einer Grenzfrequenz von 3,5 kHz geleitet wird und von dort an ein Ubertragungsmedium, z. B. an einen Sprachübertragungskanal. Es wird besonders darauf hingewiesen, daß keines der Tiefpaßfilter 68 oder 72 erforderlich ist, um irgendeine besondere Wellenform zu liefern, und daß keine engen Filtertoleranzen eingehalten zu werden brauchen. Das Impulsformen durch Filtern des orthogonalen Signals im übertragungsweg wird am empfangenen Ende vorgenommen, obwohl es auch erfolgen könnte, indem das Tiefpaßfilter 72 ausgetauscht wird.

Es können verschiedene Ubertragungsmedien verwendet werden, z. B. Kabel, Trägerfrequenzsysteme, wie Fernsprechübertragungskanäle.

Am entgegengesetzten' Ende des Ubertragungsmittels ist ein Empfänger vorgesehen, der in F i g. 4 gezeigt ist. Das empfangene Signal wird über einen automatischen Verstärkungsregelkreis 81 einem Produktmodulator 82 zugeführt, der von einem Oszillator gespeist wird. Dieser Oszillator erzeugt 11,4 kHz, um das Signalspektrum wieder in die Mittelfrequenz von 9600 Hz umzuwandeln. Das Ausgangssignal des Produktmodulators wird dann einem Bandpaßfilter 84 zugeführt, dessen Mitte bei 9600 Hz liegt, um eine genaue Bandbegrenzung und Formung zu gewährleisten. Das Filter 84 hat nominell eine Nullübertragung bei einer Frequenz von 8400 Hz und eine Nullübertragung bei 10 800 Hz. Die maximale übertragung liegt bei /_x (9600 Hz). Die Ubertragungskurve hat etwa die Form einer halben Sinuswelle, deren Mitte bei 9600Hz liegt und die sich über 2400Hz erstreckt. Diese Bandbegrenzung könnte ebenso gut am Sender der F i g. 3 dadurch erreicht werden, daß das Tiefpaßfilter 72 ausgetauscht wird. Das Eingangssignal des Empfängers enthält also tatsächlich zwei . orthogonale Signale derselben Bandbreite. Das Ausgangssignal des Bandpaßformfilters 84 wird in zwei Produktmodulatoren 86 und 87 in Korrelation gebracht. Die Produktmodulatoren arbeiten als Kohärentdetektoren mit absolutem Bezug auf Gleichphasen- und 90°-phasenreferenzen, die von einem spannungsgesteuerten Oszillator 88 geliefert werden. Der Oszillator 88 wird von einem Differenzverstärker 89 gesteuert, der die Ausgangssignale der Produktmodulatoren 86 und 87 als Eingangssignale empfängt. Der Differenzverstärker 89 wiederum wird durch die Differenz der beiden noch ungefilterten, orthogonalen Signale des Produktmodulators betrieben, um Gleichstromausgangssignale zu erzeugen, die der Fehlerspannung etwa proportional sind, um Frequenz und

7 8

Phase des spannungsgesteuerten Oszillators zu stabili- und 103 zugeführt, und zwar dem Gatter 103 in sieren. Der spannungsgesteuerte Oszillator 88 liefert invertierter Form. Dieser Teil des Kreises kann als die Trägerfrequenz des empfangenen Signals. Diese erste Kodierstufe, die eine Umwandlung von seriell Referenzträgerfrequenz wird dem Modulator 86 in in parallel dargestellte Form vornimmt, bezeichnet der richtigen Phase und dem Produktmodulator 87 5 werden. Die zweite Kodierstufe verwendet vier Taktin Quadratur zugeführt. Zwei Tiefpaßfiltern 92 und 93 impulse (P₁ bis Φ₄. Im Vergleich zu den Taktwerden die ungefilterten Ausgangssignale der Produkt- impulsen des Ausführungsbeispiels nach F i g. 2 ist modulatoren 86 bzw. 87 ebenfalls zugeführt, um die jedoch ein anderes Verhältnis der Taktimpulse zueinbeiden orthogonalen Signale zu glätten; und die ander erforderlich. Während z. B. der erste Taktim-Filterausgangssignale, die die Leitungssignale dar- io puls (P₁ beim Zeitpunkt Null und der Phase Null stellen, werden zwei getrennten Gruppen von Ab- jeder der beiden Trägerfrequenzen beginnt, wie in tastern 94 und 95 zugeführt. Jede dieser Gruppen F i g. 6 gezeigt, müssen die zusätzlichen Taktimbesteht aus zwei Abtastern für ein Dreipegelsignal. pulse 'P₂ und 0₃ gegenüber (P₁ und den beiden ver-Die Ausgangssignale der Abtaster werden durch die schiedenen Trägerfrequenzen in Quadratur sein. Aus Täktimpulse (P₁ und Φ₂ dem zweistufigen Register 15 der Fig. 6 geht hervor, daß der Bit-Zeitabschnitt getastet zugeführt. Diese Taktimpulse entsprechen den gleich V1200 Sekunde ist und in sechzehn Unterab-Taktimpulsen des Senders von 2400 Impulsen pro schnitte aufgeteilt ist, von denen jeder gleich V19 200 Se-Sekunde. Die Abtaster und Taktimpulse wandeln das künde währt. Darüber sind in F i g. 6 die beiden Dreipegelsignal an den Punkten A' und B' — wie in Trägerfrequenzen gezeigt, von denen die erste durch F i g. 4 gezeigt — in konventionelle Binärdaten um. 20 die gestrichelte Linie P und die zweite durch die Diese Information wird dann aus der parallelen in gestrichelte Linie R dargestellt ist. Besonders hervordie serielle Form umgewandelt und vom Register 96 zuheben ist, daß pro Bit eine ganze Zahl von mit einer Geschwindigkeit von 4800 Baud ausgegeben. Trägerfrequenzperioden erzeugt werden. In der Figur Die Taktimpulse (P₁ und Φ₂ können von den Pegel- wird gezeigt, daß sich der Taktimpuls Φ₃ zum Impuls (P₁ übergängen in den Datensignalen durch eine getrennte 25 bei der Trägerfrequenz P mit einer Periode pro Ziffer Takteinheit 97 abgeleitet werden, die mit dem Ausgang um 90° phasenverschoben und daß der Taktimpuls Φ₂ des Schieberegisters 96 verbunden ist und eine Ver- gegenüber dem Taktimpuls Φ₁, auf eine Trägerfrezögerung von ¹As 400 Sekunde von Φ₂ gegenüber d\ quenz von zwei Perioden pro Ziffer bezogen, um 90° erzeugt, wobei beide Taktimpulse eine Wiederholungs- phasenverschoben ist. In der nachfolgenden Beschreigeschwindigkeit von 2400 Impulsen pro Sekunde 30 bung braucht lediglich eines der Paare von orthohaben._f Diese Verzögerung ist die gleiche wie am gonalen Signalen auf einer Trägerfrequenz betrachtet' Sender der F i g. 3 und gleich ■ einem Viertel der · zu werden, weil das zweite Paar auf der zweiten Trägerfrequenzperiode von 9600 Hz bei diesem Aus- Trägerfrequenz in gleicher Weise behandelt wird. Aus führungsbeispiel. der F i g. 5 geht hervor, daß die Signale E und F

Eine zweite Ausführungsform wird in den F i g. 5 35 aus den ersten beiden Stufen des vierstufigen Schiebe-

bis 7 gezeigt. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird registers 106 zusammen mit den Taktimpulsen (P₁

ebenfalls angenommen, daß die Eingangsdaten mit und Φ₃ getrennt den Gattern 108 bzw. 109 zugeführt

einer Geschwindigkeit von 4800 Baud an einem werden, was die zweite Kodierstufe ausmacht. Die

Sprach Übertragungskanal ankommen. Ausgangssignale dieser Gatter werden dann in zuein-

Aus den F i g. 5 und 6 geht hervor, daß ein über- 40 ander komplementärer Form den bistabilen Kipplagern des Signals in diesem Falle nicht vorgesehen stufen 110 und 111 zugeführt. Während der dritten ist; statt dessen hat ein Signal eine Trägerfrequenz- Kodierstufe werden die Signale dieser Kippstufen periode pro Ziffer und das andere zwei Träger- in den Differenziergliedern 112 und 113 differenziert, frequenzperioden pro Ziffer, wobei die Ziffernge- um positive und negative Spitzen oder Impulse zu schwindigkeit 1200 Ziffern pro Sekunde beträgt. Bei 45 erzeugen. Diese differenzierten Signale werden mit diesem System werden gleichzeitig vier Binärkanäle dem Taktimpuls Φ₂ im Summierer 114 kombiniert, in zwei aneinandergrenzenden Bändern im Frequenz- und das Ausgangssignal des Summierers wird durch multiplex erzeugt; die allgemeine Bandbreite ist ein Standardbandpaßfilter 116 mit einer Mittenfrejedoch genau die gleiche wie im bereits beschriebenen quenz von 1200 Hz gegeben, um daraus ein analoges Ausführungsbeispiel, wie auch die allgemeine Ge- 50 Signal mit insgesamt 2400 Baud zu machen. Der schwindigkeit 4800 Baud beträgt. Im System der Taktimpuls (P₂ kann bei jedem ungeraden Vielfach F i g. 5 wird das Kodieren von einem vierstufigen von 45° dieser Trägerfrequenz gegenüber dem Takt-Schieberegister mit bereits beschriebener Rückkopp- impuls (P₁ auftreten.

lung vorgenommen, um das Erfordernis einer getrenn- Die beiden anderen Kanäle des Systems nach ten Umwandlung der seriell dargestellten 4800 Baud 55 F i g. 5 übermitteln ebenfalls 2400 Baud und arbeiten in vier parallel dargestellte Folgen von je 1200 Baud in ähnlicher Weise: die Taktimpulse Φ₁ und Φ₂ auszuschalten; d.h., das System nach Fig. 5 enthält werden den Signalen G und H aus der dritten und einen Dateneingang 101, der Daten mit einer Ge- vierten Stufe des Schieberegisters 104 zugefügt, und schwindigkeit von 4800 Baud empfängt, und dieser der Taktimpuls Φ₄ wird damit im Summierer 114' Eingang ist mit zwei UND-Gattern 102 und 103 60 kombiniert. Dieser Taktimpuls (P₄. kann bei jedem verbunden, und zwar wird dem Gatter 102 das Signal ungeraden Vielfach von 45° der zweiten Trägerfreinvertiert zugeführt. Jedes dieser Gatter 102 und 103 quenz gegenüber dem Taktimpuls Φ_χ festgestellt empfängt Taktimpulse C₁ mit 4800 Impulsen pro Se- werden. Wie aus F i g. 6 hervorgeht, kann er bei dem künde, und die Ausgangssignale der UND-Gatter dreizehnten Zeitabschnitt nach dem ursprünglichen werden einem zusätzlichen ODER-Gatter 104 züge- 65 Taktimpuls (P₁ auftreten, um ein zu enges Aufeinanderuihrt, das mit einem vierstufigen Schieberegister 106 folgen von Taktimpulsen zu vermeiden. Das Ausverbunden ist. Das Ausgangssignal des Schiebe- gangssignal des Summierers 114'wird einem Bandpaßregisters wird wieder den Eingängen der Gatter 102 filter 116' zugeführt, das eine Mittenfrequenz von

2400Hz hat, und die Ausgangssignale der beiden Filter 116 und 116' werden einem Verknüpfer 117 zugeführt, dessen Ausgangssignale irgendeinem konventionellen übertragungsmittel zugeführt werden, • um' schließlich von einem Empfänger, wie er in F i g. 7 dargestellt ist, empfangen zu werden.

Der Empfänger, der in F i g. 7 gezeigt ist, ähnelt dem bereits im Zusammenhang mit F i g. 4 beschriebenen Empfänger; er enthält jedoch keine Uberlagerungsstufe. Nachdem ein automatischer Verstärkungsregelungskreis 151 das übertragene Signal empfangen hat, wird das Signal zwei Filtern 152 und 152' zugeführt, die die sendeseitigen Filter 116 und 116' so ergänzen, daß das Gesamtsignal in die normalerweise vorhandene Sprachbandbreite von 600 bis 3000Hz paßt. Nachfolgend wird nur der obere Teil des Empfängers nach F i g. 7 beschrieben. In dieser Figur ist gezeigt, daß das Ausgangssignal vom Filter 152 den Produktmodulator 153 und 154 als Eingangssignal zugeführt wird. Diese Produktmodulatoren empfangen ebenfalls Eingangssignale von einem spannungsgesteuerten Oszillator 156, der wiederum von den Ausgangssignalen dieser Produktmodulatoren über einen Differenzverstärker 157 gesteuert wird. Das Ausgangssignal dieses Differenzverstärkers wird ebenfalls dem automatischen Verstärkungsregelkreis 151 als ein Eingangssignal zugeleitet, wie dies auf gleiche Weise mit dem Ausgangssignal des zweiten Differenzverstärkers 157' des unteren Teiles des Empfängers geschieht, über Tiefpaßfilter 158 und 159 werden die Ausgangssignale der Produktmodulatoren 153 und 154 Abtastern 160 bzw. 161 zugeführt, die ebenfalls Taktimpulse Φ_χ bzw. Φ₃ empfangen.

Die Ausgangssignale der Abtaster 160 und 161 der oberen Kanäle werden einem vierstufigen Schieberegister 171 zugeleitet, und die Ausgangssignale der Abtaster 162 und 163 in den unteren Kanälen, die die Taktimpulse Φ₁ bzw. Φ_Α empfangen, werden demselben vierstufigen Schieberegister zugeführt. Das Ausgangssignal des vierstufigen Schieberegisters stellt im wesentlichen eine Reproduktion der ursprünglichen Binärdaten dar, die in seriell dargestellter Form mit einer Geschwindigkeit von 4800 Baud in den Sender eingegeben wurden. Bei diesem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist es möglich, die Taktimpulse, die im Empfänger benötigt werden, unmittelbar aus den übertragenen Wellenformen zu erzeugen, wie dies im unteren Teil der F i g. 7 dargestellt ist. Ein Produktmodulator 172 empfängt Eingangssignale von beiden spannungsgesteuerten Oszillatoren, d. h. feste Referenzfrequenzen von 1200 und 2400 Hz, um ein Differenzausgangssignal zu erzeugen, das Taktimpulse Φ_χ von 1200 Impulsen pro Sekunde enthält. Dieses Ausgangssignal wird wiederum einem Multiplikations- und Extrahierkreis 173 zugeführt, um die erforderlichen Ausgangstaktimpulse C₁ mit 4800 Impulsen pro Sekunde zu erzeugen, mit deren Hilfe das Ausgangssignal aus dem Schieberegister 171 (F i g. 7) in seriell dargestellter Form ausgespeichert wird, über ein geeignetes Verzögerungsglied 174 können aus dem ursprünglichen Taktimpuls Φ₁ nachfolgende Taktimpulse erzeugt werden, wie dies gezeigt ist. Die beiden Empfängerfilter 152 und 152' ergänzen die Senderfilter 116 und 116' auf eine Weise, daß das Gesamtsignal sich innerhalb der Standardbrandbreite von 600 bis 3000 Hz befindet.
In F i g. 8 sind verschiedene Wellenformen gezeigt, unter denen sich auch eine binäre Eingangswellenform befindet. Außerdem sind Wellenformen gezeigt, die an bestimmten bezeichneten Teilen des Ausführungsbeispiels nach F i g. 7 auftreten. Die in F i g. 8 ge- zeigten Wellenformen sind idealisiert dargestellt, insbesondere in bezug auf die Amplituden, um die besonderen zeitlichen Eigenschaften — die in dieser Erfindung von großer Bedeutung sind — zu unterstreichen. Bei I in F i g. 8 ist eine typische Binärimpulsfolge 201 mit einer Datengeschwindigkeit von 4800 Baud gezeigt. Die Eingangsdaten werden mit der Geschwindigkeit von 4800 Baud in der ersten Stufe des Kodierprozesses auf vier Kanäle aufgeteilt, die bei I in F i g. 8 mit 1 bis 4 bezeichnet sind. Die Kanäle 1 und 2 wiederholen sich in den Kanälen 3 und 4, so daß sich die nachfolgende Beschreibung und die Darstellungen der Fig. 8 nur auf die Kanäle 1 und 2 beziehen. Alles Gesagte ist ebenso für die Kanäle 3 und 4 gültig, wie auch für die Ausführungsform nach F i g. 2. Durch die Teilung des seriell dargestellten Eingangssignals in vier Kanäle hat jeder der vier Kanäle eine Geschwindigkeit von 1200 Baud und jede Ziffer darin entspricht den Zeiteinheiten der ursprünglichen Daten, die in der Eingangsdatenwellenform 201 mit 1 bezeichnet sind. Der Teil II der F i g. 8 zeigt Wellenformen des Kanals 1 der Ausführungsform nach F i g. 5 und hat folglich eine andere Zeitbasis, die in diesem Falle 1200 Baud beträgt. Die erste Wellenform in Fig. 8, II, ist dementsprechend eine Darstellung des ersten Teiles der Eingangsdaten 201, da dies den Kanal 1 betrifft. Die

■ erste Kodierstufe, d.h. die Gatter 102, 103 und 104 sowie das Register 106, erzeugen die Wellenform E, innerhalb der zwischen aufeinanderfolgenden Ziffern eine Wechselbeziehung besteht. Die zweite Kodierstufe erzeugt die Wellenform J, in der jede Ziffer mit der zweiten ihr vorausgegangenen statt mit der unmittelbar vorausgegangenen Ziffer in Wechselbeziehung steht. Nach der Differenzierung werden positive und negative Impulse — wie bei K gezeigt — erzeugt, die scheinbar zu den ursprünglichen Daten des Kanals 1 ohne Beziehung sind. Was den Kanal 2 betrifft, so entspricht die erste Wellenform, die in F i g. 8 als Kanal 2 bezeichnet ist, 1200 Baud, den Zeiteinheiten der ursprünglichen, als Kanal 2 bezeichneten Daten; die Wellenformen F, P und R stellen die erste Kodierstufe, die zweite Kodierstufe und das Ergebnis der Differenzierung — wie bei Kanal 1 — dar. Dann werden die Wellenformen K und R, wie auch der Taktimpuls Φ₂, im Summierer 114 der ■ F i g. 5 summiert. Die Zahlen 1 und 2 über den Spitzen der Wellenform K kennzeichnen die Kanäle 1 und 2, die zuvor beschrieben wurden. Die Wellenform L stellt also das erzeugte Digitalsignal dar. Nach dessen Erzeugung ist eine Bandpaßfilterung vorgesehen, die auf gleiche Weise wie bei konventionellen Duobinär-^ systemen vorgenommen wird. In der Wellenform L ist der Impuls Φ₂ viel kürzer als die Impulse 1 und 2;. in dieser Zeichnung ist die Signalstärke jedoch nicht genau wiedergegeben. Die Umwandlung der Wellenform L in die Wellenform M ist linear; daraus folgt, daß die Wellenform M drei Komponenten enthält, die die Summe drei getrennter Filterwirkungen auf die Wellenformen 'K, R und die Taktimpulse Φ₂ in F i g. 8 sind. Diese Wellenform erscheint schließlich im Ubertragungsmedium und ergibt in regelmäßigen Abschnitten, die im vorliegenden Fall V1200 Sekunde betragen,. neun unterscheidbare Signalzustände.

1 bo I Uib

Weiter wird in bezug auf die erfindungsgemäß verwendeten und erzeugten Wellenformen auf F i g. 9 verwiesen, in der Oszillographenbilder der verschiedenen Signale zu sehen sind. In F i g. 9 sind die kodierte Binärinformation und die dazugehörige Referenz unmittelbar darunter gezeigt. Außerdem sind Wellenformen M und M' zu sehen, die die Ausgangssignale der Filter (F i g. 5) darstellen. Bei N in F i g. 9 ist das tatsächlich auftretende Leitungssignal dargestellt, das aus der Kombination der kodierten Signale der Kanäle 1 bis 4 entstanden ist.

Zum Verständnis der Erfindung ist außerdem eine Bestimmung der spektralen Dichte von Bedeutung. Es folgt eine allgemeine Ableitung der spektralen Dichte.

Die vorliegende Signalfolge X_n wird aus der ursprünglichen, binären Folge a„ so abgeleitet, daß eine Null eine Null bleibt. Die binäre 1 von a„ wird +

oder — ^ in x„; wobei das Zeichen x_n davon abhängt,

ob x_n der erste oder zweite Teil eines Paares ist, das sich in Übereinstimmung mit den oben beschriebenen Regeln befindet. Der Einfachheit halber soll angenommen werden, daß ρ (V) = p(0) = ■= in a„ sei und darum in x_n:

Hälfte mit der ersten 1 eines Paares und die andere Hälfte mit der zweiten 1 eines Paares. Dann wird R (k+ 1) für beispielsweise ic = 1 bis 5 gebildet, indem beeinflussende Kombinationen von a_n verwendet werden. Es zeigt sich, daß, wenn eine binäre 0 hinzugefügt wird und die ursprüngliche Ziffer die erste eines Paares ist, die Produktzeichen X_nX_n+^₊₁ gegenüber den Produktzeichen X_nX_n+k, die die gleiche ursprüngliche Ziffer haben, genau entgegengesetzt sind. Wenn

ίο die ursprüngliche Ziffer in beiden Fällen die zweite des Paares ist, dann sind die Produktzeichen x„x„_+k+1 und X_nX_n+4 identisch. Wenn eine binäre 1 addiert wird, um aus R(k) den Ausdruck R(k +1) zu erhalten, dann sind die Produktzeichen x„x_n+k+l mit der ursprünglichen Ziffer als erste eines Paares die gleichen wie die Produktzeichen X_nX_{n+ k} mit der ursprünglichen Ziffer als Nummer 2 eines Paares. Schließlich werden die Produktzeichen X_nX_n+k+l mit der ursprünglichen Ziffer als zweiter gegenüber den X_nX_{n+ k} mit der ursprünglichen Ziffer als erster (da eine binäre 1 der zweiten Stelle hinzugefügt wurde) verkehrt. Bei Betrachtung aller möglichen vier Fälle, R(k+l) aus R (Zc) zu bilden und X_nX_n+k für k> 2, kann ohne weiteres abgeleitet werden, daß, wenn x_nx_n+k Null ist, x_nx_n+k+1 gleich Null für k> 2 ist. Daraufhin werden diese Ergebnisse in die Gleichung (1) eingesetzt, und die spektrale Dichte des modifiziert duobinären Signals ergibt sich:

Gif)

Der erste und zweite Wendepunkt von x„ sind 0 äquivalent zu bzw. g . Die konstante Komponente spektraler Dichte kann ausgedrückt werden durch: 35

sin² 2 nf T =

²sin²2ji/T (2)

W(J) = γ

Gif)

200 Γ π

VJ R(k) - π? eJW, -oo L J

(1) Die Gleichung (3) zeigt zusätzlich zum Kodieren die Umwandlung von binär in modifiziert duobinär an. Aber 2nf = ω und

wobei T die Dauer der Ziffern in Sekunden und .R(Zc) die autocoVariante Funktion ist. Bei Betrachtung aller möglichen Werte für k wird klar, daß solche, die mit Null beginnen oder enden, R (k) nicht beeinflussen. Außerdem haben alle Kombinationen für ein besonderes fc die gleiche Wahrscheinlichkeit. Da die ursprüngliche Ziffer an erster oder zweiter Stelle in dem Markierungspaar auftreten kann, ist R(O) der

zweite Wendepunktoderg, R(I) = — undR(2) = — ö· Daraus kann dann, wie nachfolgend beschrieben, bestimmt werden, daß für k > 2 alle R (Zc) = 0 sind.

Beim Fortfahren mit der vorgenannten Ableitung erhält man R(k+ 1) dadurch von R(ic), daß erst eine binäre 0 zur zweiten Stellung jeder beeinflussenden Kombination von a_n addiert wird. Als Definition für eine beeinflussende Wortkombination gilt, daß sie mit einer binären 1 beginnt und endet. Die restlichen Kombinationen werden dadurch erlangt, daß eine binäre 1 auch der zweiten Stelle hinzugefügt wird. Die Anzahl der Produkte X_nX_{n +k} in R(k) mit einem positiven Vorzeichen ist die gleiche wie die Anzahl der Produkte mit einem negativen Zeichen für k> 2, so daß x_nx_n+k gleich Null ist. Dies gilt unabhängig davon, ob die Ursprungsziffer eines Paares an erster oder zweiter Stelle steht und kann für k = 3 mit acht solchen Produkten oder k = 4 mit sechzehn Produkten leicht nachgeprüft werden. Von sechzehn beginnt die

1 - s-^J2ü>T = (1 -

(1 + e-^J<oT) (4)

oder, wenn die ersten beiden Ausdrücke der Serienannäherung für den ersten Teil benutzt werden:

Dabei deutet ja>T auf eine Differenzierung des kodierten Binärsignals hin, und genau dies wird in derh Versuchssystem vorgenommen, nämlich eine RC-Differenzierung (s. F i g. 3 und 5). Der Differenzierung folgt das passive Filtern, wie duobinär, dargestellt durch den Ausdruck (1 +ja>T), plus die dazu erforderliche Formung.

Obwohl angenommen wird, daß die allgemeine Lehre modifiziert duobinärer Datenübertragung ausreichend bekannt ist, z. B. durch den Artikel im I. E. E. E. Spectrum vom Februar 1966 und die genannte Patentanmeldung, werden in Fig. 10 die Eigenschaften der für die Ausführungsbeispiele der beschriebenen Schaltungsanordnung verwendeten Bandpaßfilter für 4800 Baud dargestellt. Durch die Signalcharakteristik, die ein Nichts an der Trägerfrequenz von 1800Hz hat, wird eine Referenzträgerfrequenz erzeugt, die das Signal nicht stört. Es wird besonders darauf hingewiesen, daß, wie beschrieben, getrennte, modifiziert duobinäre Signale um 90° phasenverschoben erzeugt werden, die die gleiche Bandbreite ausfüllen, so daß an der Trägerfrequenz,

die gegenüber dem Signal die absolute Referenz enthält, ein Nichts ist. Dies tritt ohne ein volles und umfassendes Verständnis modifiziert duobinärer Signale nicht ohne weiteres zutage, es wird deshalb darauf hingewiesen, daß die angegebene Literatur zum vollen Verständnis sehr beiträgt. Zusätzlich zu den allgemeinen Vorteilen orthogonaler, kohärenter, modifiziert duobinärer Datenübertragung ermöglicht das Verfahren ein Vervierfachen der möglichen Geschwindigkeit der Binärdatenübertragung über jedes einzelne Ubertragungsmedium vorbestimmter Bandbreite. So ist das Bandpaßfilter der Fig. 10 für eine Geschwindigkeit von 1200 Baud für Binär-, 2400 Baud für Duobinär- und 4800 Baud für orthogonal, kohärent, modifiziert Duobinärdatenübertragung geeignet.

Claims (12)

Patentansprüche:

1. Verfahren zur übertragung von binären Eingangsdaten mittels einer modifizierten duobinären Trägermodulation, dadurch gekennzeichnet, daß

a) die serielle Signalfolge der binären Eingangs- „ daten in η Paare (A, B; E, F, G, H) von parallelen Signalfolgen umgewandelt wird — die Umwandlung einer seriellen Signalfolge in ein einziges Paar von zwei parallelen Signalfolgen ist an sich bekannt — wobei diese Signalfolgen eine Bitgeschwindigkeit von

-~— mal der Bitgeschwindigkeit der Signalfolge der binären Eingangsdaten haben und die beiden Signalfolgen jedes Paares zueinander orthogonal sind,

b) die einzelnen parallelen Signalfolgen digital so kodiert werden, daß eine Korrelation zwischen jedem Bit und dem jeweils zweiten, ihm vorausgehenden Bit erzeugt wird,

c) die Signalfolgen getrennt differenziert und anschließend zur Übertragung kombiniert werden,

d) die π Signalfolgen, die durch Kombination der Signalfolgen jedes Paares erzeugt werden, getrennt analog verarbeitet werden.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß gleichzeitig mit der Umwandlung der seriellen Folge der binären Eingangsdaten in parallele Signalfolgen durch eine Rückkopplungstechnik die binären Daten so kodiert werden, daß jedes Bit in einer Signalfolge zu dem unmittelbar im vorausgehenden Bit in dieser Folge korelliert ist.

3. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die teilweise kodierten Eingangssignale gleichzeitig in parallel dargestellte Kanäle mit zeitlich abgestimmten Taktgeberimpulsen (Φ₁, Φ₂, Φ₃) um 90° phasenverschoben aufgeteilt werden.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß bei der Kombination der zwei Signalfolgen eines jeden Paares Taktgeberimpulse (Φ₃) der gleichen Frequenz wie die Bitgeschwindigkeit eines einzelnen Kanals als absolute Referenzimpulse hinzugefügt werden, wobei diese Impulse bei ungeraden Vielfachen von II der entsprechenden Trägerfrequenz erscheinen und gegenüber den beiden Signalfolgen außer Phase sind.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß den kombinierten Signalen ein Referenzsignal hinzugefügt wird, dessen Phase zu den kombinierten Signalen um 90° phasenverschoben ist.

6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, mit η = 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei der analogen Verarbeitung aus den beiden orthogonalen, kombinierten Signalfolgen mittels eines Filters (72) eine vorbestimmte Bandbreite ausgewählt wird, wodurch das zu übertragende Signal erzeugt wird.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das gefilterte Signal mit einem Signal bestimmter Frequenz überlagert wird und daß das überlagerte Signal zur Erzeugung des zu übertragenden Signals gefiltert wird.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die analoge Verarbeitung aus einem Frequenzmultiplexverfahren 'besteht, welches die η kombinierten Signale mittels entsprechender Filter (116, 116') in benachbarten Frequenzbändern unterbringt.

9. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens gemäß Anspruch 1, gekennzeichnet durch a) einen Kodierer ersten Grades, dem binäre Eingangsdaten mit bestimmter Bitgeschwindigkeit zugeführt werden und der so ausgelegt ist, daß die Eingangsdaten in eine Anzahl von η Paaren paralleler Kanäle so umgewandelt werden, daß die Signale in jedem Kanal eine Bitgeschwindigkeit haben, die der Bitgeschwindigkeit der Eingangsdaten dividiert durch das Zweifache der Anzahl von Kanalpaaren entspricht, b) einen Kodierer zweiten Grades, durch den Gatterimpulse in die Signale jedes Kanals derart eingefügt werden, daß die Datenbits eines bestimmten Pegels mit dem zweiten, vorausgegangenen Bit dieses Pegels in Wechselbeziehung stehen, c) einen Differentiator in jedem Kanal, d) Summierkreise zum Kombinieren der differenzierten Signale jedes Kanals und zum Hinzufügen von Referenzimpulsen, die zu den Signalen jedes Kanals um 90° phasenverschoben sind, e) ein Filter, das mit den Summierkreisen nach d) verbunden ist und eine mehrpegelige Signalwellenform erzeugt, die die Eingangsdateninformation zur übertragung enthält, und f) einen Empfänger zum Empfang des übertragenden Signals und zum Dekodieren des Signals in die ursprünglichen Binäreingangsdaten.

10. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Kodierer ersten Grades zwei UND-Gatter (51, 52) enthält, wovon einem das Eingangssignal direkt und dem anderen invertiert zugeführt wird, daß ein ODER-Gatter (54) die beiden Ausgangssignale der UND-Gatter empfängt, daß ein mehrstufiges Schieberegister (56) das Ausgangssignal des QDER-Gatters (54) empfängt, daß ein Rückführkreis das Registerausgangssignal dem zweiten UND-Gatter (51) direkt und dem ersten UND-Gatter (52) invertiert zuführt und daß Verbindungen jedem der genannten UND-Gatter Taktimpulse zuführen,. deren Frequenz der Bitgeschwindigkeit der Eingangsbinärdaten entspricht.

11. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Kodierer zweiten Grades eine zweite Vielzahl von UND-Gattern (61 ...) enthält, von denen je eines mit jeder Stufe des Schieberegisters (56) verbunden ist, daß eine bistabile Kippstufe (63 ...) mit dem Ausgang jedes der zweiten Vielzahl von UND-Gattern verbunden ist und daß Verbindungen Torimpulse an die Eingänge jedes der zweiten Vielzahl von UND-Gattern anlegen, wobei die Torimpulse um einen

vorher bestimmten Bruchteil der Bitdauer der Eingangsdaten voneinander getrennt sind und eine Wiederholungsgeschwindigkeit haben, die gleich der Eingangsbitgeschwindigkeit ist.

12. Anordnung nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch einen Produktmodulator (69), der das Ausgangssignal des Filters (68) und eines Uberlagerungsoszillators (71) vor der übertragung empfängt und ein Bandpassfilter (72), das die Signale vor dem übertragen formt.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen 109 552/198