DE2602916C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einem Verfahren zur Messung von Abweichungen des Frequenzgangs von Phase und Dämpfung eines Vierpols vom Ideal der ebenen Dämpfungskennlinie und der linearen Phase durch Einspei­ sung eines Meßsignals und empfangsseitige Auswertung.

Ein solches Verfahren ist aus Bell System Techn.Journ. 7 (1930) S. 522-549 (Nyquist/Brand) bekannt. Dabei wird ein Meßsignal aus drei Frequenzen, nämlich einer als Bezugsfrequenz dienenden, gewobbelten Trägerfrequenz mit zwei Seitenlinien im Abstand einer sogenannten (viel niedrigeren) Spaltfrequenz, in das Meßobjekt eingespeist und ausgangsseitig wird nach Demodulation der Spaltfrequenz deren Ampli­ tude und Phase gemessen. Bezüglich der Systemphase ermittelt dieses Verfahren aber nichts anderes als deren Steigung, vielfach auch als sogenannte Gruppenlaufzeit bezeichnet. Nachteilig daran ist, daß statt der gesuchten Phasenkennlinie nur ihr Differentialquotient und demnach auch nicht die Lage des Schittpunkts der best-annähern­ den Geraden relativ zu einem ganzzahligen π-Vielfachen feststellbar ist.

Seit langem bekannt ist (z. B. "radio mentor" 1971 Heft 7 S. 427-431), aber regelmäßig übersehen wird, daß zur verzerrungsfreien Übertra­ gung der Augenblickswerte eines Signals in einem Frequenzbereich z. B. zwischen f ₁ und f ₂ nicht nur ein frequenzunabhängiger Verlauf der (sogenannten) Gruppenlaufzeit innerhalb dieser Grenzen notwen­ dig ist. Vielmehr muß unterhalb der Frequenzgrenze f ₁ eine gedachte Verlängerung durchb = 0 oder ein ganzzahliges Vielfaches von π verlau­ fen, denn andernfalls treten Verzerrungen, wie im dortigen Bild 6 exemplifiziert ist, auf.

Bei einem Wobbelmeßplatz ist zwar bereits die Verwendung eines Meß­ signals aus zwei Spektrallinien bekannt ("Frequenz" 27/1973 H. 8, S. 202-204). Dieser Meßplatz dient aber zur Intermodulationsmessung, wo die Frequenzen keine feste Phasenbeziehung zueinander benötigen und womit die Messung einer Phasencharakteristik, Gegenstand der vorliegenden Erfindung, nicht möglich wäre.

Weiterhin wird gemäß der deutschen Auslegeschrift 21 51 981 (W & G/Dick, 1971) beansprucht, daß bei Verwendung verschiedener Spaltfre­ quenzen der Wobbelhub entsprechend angepaßt wird. Dieses betrifft jedoch nur eine Weiterbildung des obenerwähnten Nyquist-Verfahrens und es wird damit nichts im Sinne der Aufgabenstellung für die vor­ liegende Erfindung gewonnen.

Eine umfassende Zusammenstellung von üblichen Meßsignalen im gegen­ wärtigen Zusammenhang ist in "radio mentor" 1971, Heft 9, S. 536-540 (Gommlich) enthalten. Keines der dort angegebenen Meßsignale ist zur Lösung der der vorliegenden Erfindung zugrunde liegenden Meßauf­ gabe geeignet.

Diese Aufgabe besteht somit darin, daß neben der im Ober­ begriff des Anspruchs 1 genannten Feststellung von Linearitätsabweichungen der Phase (neben Abweichungen der Dämp­ fung von Konstanz) die Gesamtheit der Abweichungen der Phase vom Ideal, d. h. einschließlich ihrer Zielrichtung, feststellbar wird.

Gelöst wird diese Aufgabe dadurch, daß ein Meßsignal verwendet wird, das aus zwei harmonischen und in fester Phasenbeziehung zueinander stehenden Frequenzen besteht, welche sendeseitig durch das interes­ sierende Frequenzband variiert werden, und empfangsseitig aus der zeitlichen Verformung des Meßsignals Meßgrößen gewonnen werden, aus denen die Fehler der Phasenkennlinie quantitativ ermittelt werden. Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß nur eine ideale Übertragungscharakteristik ein solches Signal unverändert läßt, jegliche Abweichungen vom Ideal hingegen charakterist­ ische Verformungen hervorrufen, aus denen Phasen- und Dämpfungsparameter gewonnen und der jeweiligen Frequenz zugeordnet werden können.

Die Erfindung wird anhand eines Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert.

Fig. 1 zeigt den Spannungsverlauf des vorzugsweisen erfindungsgemä­ ßen Meßsignals cos ω t + cos 2 l t über der Zeitachse. 1 bedeutet das ge­ filterte Signal, 2 dasselbe Signal vor einer Filterung bei Erzeu­ gung aus Trapezschwingungen der Frequenzverhältnisse 1 : 2. 3 stellt ein Beispiel für einen Zeitschlitz zum Zeck der empfangsseitigen Regelung auf konstanten Pegel dar, 4 bedeutet je die Hälfte von Zeitschlitzen zur Probenentnahme des Meßergebnisses für die Ampli­ tudenverzerrung, 5 und 6 sind Zeitschlitze zur Probenentnahme für das Meßergebnis bezüglich Phasenverzerrung, deren Werte anschlie­ ßend voneinander subtrahiert werden können.

Fig. 2 zeigt die Veränderungen des Meßsignals unter dem Einfluß rei­ ner Amplitudenverzerrung, wobei 7 das unverzerrte Signal darstellt, 8 das Signal bei Übertragung der Harmonischen mit 4 dB Überpegel über der Grundfrequenz, 9 bei 4 dB Absenkung der Harmonischen.

Fig. 3 zeigt Veränderungen des Meßsignals bei Phasenverzerrungen. 10 ist das unverzerrte Signal, 11 bei um 16,4° voreilender Grund­ welle und um 8,2° nacheilender Harmonischen gegenüber der Laufzeit des Meßsignalmaximums, 12 im umgekehrten Fall. Das ist der ±2 dB äquivalente Phasenverzerrungsfall. 13 zeigt das Signal bei einem der beiden möglichen Übergänge in seine orthogonale Form, bei welcher die Darstellung umgepolt und die Signallaufzeit auf die bisher negative Spitze bezogen werden sollte.

Fig. 4 zeigt ein Beispiel eines "doppeltgeschriebenen" Schirmbilds. 14 ist der Signal-Grundfrequenz, 15 der Harmonischen zugeordnet.

Fig. 5 zeigt den idealisierten zeitlichen Verlauf der Frequenzkom­ ponenten des Meßsignals bei abwechselnder Übertragung als ungeträ­ gertes Signal und als Einseitenbandsignal in Kehrlage. 16 stellt die Frequenz-Nullinie dar, 17 die untere und 18 die obere Band­ grenze, 19 ist die zur Einseitenbanddemodulation nötiger Trägerfre­ quenz, 20 stellt den Verlauf der Grundfrequenz und 21 den der Har­ monischen beim (stufenförmigen) Wobbelvorgang dar.

Fig. 6 zeigt das prinzipielle Blockschaltbild eines erfindungsge­ mäßen Meßgenerators. Dargestellt ist die Version ohne Einseiten­ band-Syntheseeinrichtung, welche das Blockschaltbild übermäßig komplizieren würde, ohne zur Erklärung der Erfindungsidee wesent­ lich beitragen zu können. 22 ist die Quelle eines z. B. sägezahn­ förmigen Steuersignals für den Wobbelvorgang, dessen Unter- und Obergrenze einstellbar sind, 23 ist ein variabler Taktgenerator, 24 und 25 sind davon gesteuerte Trapezgeneratoren für die Grund­ welle und ihre Harmonische, 26 ist eine Addierstufe, 27 ein (nöti­ genfalls mitlaufender) Tiefpaß, 28 ist die Ausgangsschaltung mit Pegel- und Impedanzanpassung und 29 der Senderausgang.

Fig. 7 zeigt das prinzipielle Blockschaltbild eines entsprechenden Meßempfängers. 30 ist der Eingang, 31 die Eingangsschaltung mit Impedanz- und Pegelanpassung, die automatisiert sein kann, 32 ist ein Polwandler und 33 eine Sensorschaltung zur Überwachung der Sig­ nalspitzen und Gewinnung von Regel- und Umpolungskriterien. Bei den folgenden Schaltungsblöcken bedeuten 34 die Taktrückgewinnung, 35 die Torsteuerung, 36, 37 und 38 Torschaltungen für die verschieden­ en Zeitschlitze 180° und ±120° vom Signalmaximum und 39 eine Sub­ trahierschaltung. Es folgen die Ausgangsschaltungen 40 und 41 der einfachen Meßgeräteausführung, 42 und 43 sind Effektivwertgleich­ richter und 44 ist eine Kombination von A/D- und D/A-Wandlern mit einer Rechenschaltung zur Bereichnung der äquivalenten Phasen- und Amplitudenkurven, die zu den Meßergebnissen gehören; 42 und 43 können auch dem Block 44 nachgeschaltet sein. Das Gerät hat fol­ gende Ausgänge: Zeitbasisausgang 45, Effektivwert des Amplituden­ meßergebnisses 46, für das unbearbeitete Amplitudenmeßergebnis 47, 48 und 49 für die umgerechneten Meßkurven, 50 für das unbearbei­ tete Phasenmeßergebnis und 51 für den Effektivwert dieses Ergebnisses.

Die Meßsignale sind durch Spannungsverläufe gemäß fol­ gender Beziehung gegeben:

cos (mwt) + cos (nwt)

Dabei bedeuten t die Zeit, m und n verschiedene ganze Zahlen und w die Kreisfrequenz, welche letztere so variiert wird, daß ein gege­ benes Band (ω ₁ bis ω ₂) als l ₁/m w ω ₂/n überstrichen wird. Statt cos-Funktionen der Zeit können natürlich auch sin-Funktionen oder jeder andere Anfangsphasenwinkel zwischen den harmonischen Signal­ komponenten gewählt werden. Die Mehrzahl der folgenden Auswertungen und zahlenmäßigen Angaben beziehen sich auf den Fall m = 1 und n = 2 bei zeitlichen cos-Funktionen.

Die Wahl eines Signals dieser Art beruht auf der Erkenntnis, daß die Phasenschnittpunktsverzerrung nur mit einem Signal erheblicher Randbreite gut erkennbar ist. Das Meßverfahren kann auch auf Syste­ me geringerer relativer Bandbreite angewendet werden, indem das Meßsignal nach einem der bekannten Verfahren geträgert und vor der Auswertung in seine ursprüngliche Form zurückdemoduliert wird. Eine solcher Trägerung kann auch in Systemen größerer relativer Bandbreite zweckmäßig sein, wie weiter unten noch beschrieben wird. Fig. 1 zeigt das Meßsignal.

Es ist ein Vorteil dieses Meßsignals, daß seine Erzeugung auf digi­ talem Wege, etwa aus Trapezsignalen, möglich ist. Ebenso vorteilhaft kann das Meßsignal auch PCM-artig programmiert erzeugt werden, wo­ bei das Programm mit variabler Taktfrequenz abgerufen wird. Dabei ist es zweckmäßig, die Anzahl der "Abtastpunkte" des Signals höher zu wählen, als dem Verhältnis der oberen zur unteren Grenzfrequenz entspricht, weil dann die Siebung durch Festtiefpaß möglich ist.

Die Erfindung beruht auf der weiteren Erkenntnis, daß sich dieses Meßsignal unter dem Einfluß einer Amplituden- oder Phasenverzerrung in cha­ rakteristischer Weise verformt. Die Verformungen sind in den Fig. 2 und 3 für Verzerrungen um Werte entsprechend ±2 dB gezeigt. Dar­ aus wird ersichtlich, daß das Meßsignal empfangsseitig bereits durch eine oszilloskopische Darstellung auswertbar ist, indem es etwa mit einem auf eine Vorsatzscheibe gezeichneten Muster vergli­ chen wird. Ein Zweifrequenzgenerator und ein übliches Oszilloskop wäre die Einfachstversion eines Meßplatzes nach dem erfindungsgemäßen Verfahren.

Bessere Auflösung und höhere Genauigkeit kann da­ durch erzielt werden, daß empfangsseitig gewisse Stellen aus dem Signalverlauf entnommen und in an sich bekannter Weise zur Anzeige gebracht werden. Dabei kann das gewohnte Kennlinienschreiben auf elektromechanischem oder rein elektronischem Weg angewendet werden. Jeder dargestellte "Bildpunkt" ist dabei die Folge von zwei "Ob­ jektpunkten", nämlich bei der Frequenz f und 2 f. Zur besseren Zu­ ordnung kann die Bildkurve zweimal derart versetzt, gestreckt und umgepolt geschrieben werden, daß die eine Kurve dem von der Grund­ frequenz und die andere dem von der Harmonischen überstrichenen Bereich zugeordnet ist. Aus dem Überlappungsbereich der beiden Kurven kann man dann Schlüsse ziehen, an welcher Frequenzstelle sich die gemessene Nichtlinearität wirklich befindet.

Zuordnung und Proportionalität der Anzeige lassen sich zusätzlich dadurch verbessern, daß das Signal in einem Durchlauf in Normalla­ ge und im folgenden Durchlauf in Kehrlage als trägerunterdrücktes Einseitenbandsignal übertragen wird, wobei es zweckmäßig ist, den Träger möglichst nah an der Bandobergrenze zu wählen. Bei einem solchen Signal treten im wesentlichen zwei Schwierigkeiten auf, die jedoch in an sich bekannter Weise lösbar sind: Sendeseitig die Erzeugung mit hinreichend hoher Trägerunterdrückung und empfangs­ seitig die absolut frequenz- und phasensynchrone Rückgewinnung des Trägers, die zur Demodulation und Auswertung nötig ist.

Diese Schwierigkeiten werden dadurch gelöst, daß das Sendesignal digital synthetisiert wird. Das Frequenzwobbeln wird dabei nicht kontinuierlich, sondern in Stufen vorgenommen, die so gewählt werden können, daß zu erwartende Kennlinienunregelmäßig­ keiten noch aufgelöst werden. Der Frequenzdurchlauf wird zweckmäßi­ gerweise so gewählt, wie in Fig. 5 (idealisiert) dargestellt. Aus der nach einem vollen Durchlauf der Harmonischen auftretenden Stu­ fe kann der Empfänger die gewählte Trägerfrequenz f _T "berechnen" und nach dem "Umschlagen" der Harmonischen die Trägerphase so syn­ chronisieren, daß die Anzeige gleich bleibt. Für die empfangssei­ tige Trägerunterdrückung ist die Verwendung eines an sich bekann­ ten Brückenmischers vorteilhaft. Bei dieser Version des Meßgeräts sind relativ primitive Recheneinrichtungen auf der Sende- und Empfangsseite vorausgesetzt.

In einer besonders hochwertigen Version des Meßgeräts, die als Weiterbildung beider bisher geschilderter Versionen ausführbar ist, wird empfangsseitig eine hochwertige Recheneinheit (microprocessor) verwendet. Sie dient dazu, aus der jeweiligen Meßkurve die "echte" Amplitudenkurve bzw. die "ebengelegte" (d. h. um die Signallaufzeit reduzierte) Phasenkurve durch einen geeigneten Algorithmus zu be­ rechnen. Dafür ist eine Digitalisierung in an sich bekannter Weise notwendig und es können damit auch die weiteren Vorteile der Rausch- und Jitterunterdrückung wie bekannt ausgenützt werden.

Bei dieser Version des Meßgeräts kann auch die oszilloskopische Anzeige besonders wenig aufwendig durch eine relativ grobe Leucht­ diodenmatrix (z. B. 10 × 10 Leuchtpunkte) gelöst werden, da ja die Ergebnisse schon digital vorliegen und Auflösungsverbesserung bis an die Rechengenauigkeit durch "Spreizen" möglich ist.

Für die Signalaufbereitung im Empfänger ist es zweckmäßig, das Signal durch einen Regelverstärker auf konstante Höhe der "positiven" Spitze zu verstärken, die negativen Spitzen­ werte zu überwachen und eine Polwendung vorzunehmen, sobald eine davon größer als die positive wird. Das tritt bei übermäßigen Phasenverzerrungen etwa in einem unabgeglichenen System auf; der dadurch in der Meßkurve erscheinende Sprung kann vorteilhaft zum Abschätzen des nötigen Entzerreraufwands herangezogen werden. Empfängersynchronisation auf die positiven Spitzen und Taktgebung für die Zeitschlitze bei ¹/₂ und ¹/₃ bzw. ²/₃ des Abstands sind in bekannter Weise lösbar. Während am Entnahmepunkt des Amplituden­ kriteriums (bei 180°) der Nullverzerrungs-Spannungswert ohnehin null ist, beträgt an den Entnahmepunkten des Phasenkriteriums (120° bzw. 240°) bei Verzerrungsfreiheit die Spannung - ¹/₂ der Spitzenspannung, was auf null kompensiert werden muß. Das geschieht am besten durch Subtraktion der Meßwerte bei 120° und 240° von­ einander. Der Meßempfänger kann somit vollautomatisch ausgebildet sein, wodurch sich das Meßverfahren auch besonders gut für Ergeb­ nis-Rückübertragung nach einer der bekannten Methoden eignet.

Schließlich fußt die Erfindung auf der Erkenntnis, daß die im Zeitbereich in Erscheinung tretenden Signalverzerrungen proportio­ nal dem Effektivwert der in der Frequenzebene auftretenden Ampli­ tuden- bzw. Phasenabweichungen von den jeweiligen Idealgeraden sind. In einer Weiterbildung der Erfindung werden daher die Fehler-Effek­ tivwerte nach Art der an sich bekannten Doppelgleichrichtung er­ mittelt und angezeigt. Die gleiche Weiterverarbeitung kann auch nach einer wie oben geschildert erfolgten Umrechnung der Meßkurven vorgenommen werden.

Claims (12)

1. Meßverfahren für Abweichungen des Frequenzgangs von Phase und Dämpfung eines Vierpols vom Ideal der ebenen Dämpfungskennlinie und der linearen Phase durch Einspeisung eines Meßsignals in ein Meßobjekt und empfangsseitige Auswertung, dadurch ge­ kennzeichnet, daß zusätzlich zur Phasenlinearität auch noch die Lage des Schnittpunkts der Phasenkennlinie zu ganz­ zahligen π-Vielfachen festgestellt wird, daß das Meßsignal aus zwei harmonischen und in fester Phasenbeziehung zueinander ste­ henden Frequenzen besteht, welche sendeseitig unter Einhaltung die­ ser Beziehung durch das interessierende Frequenzband variiert werden, und empfangsseitig aus der zeitlichen Verformung des Meßsignals Meßgrößen gewonnen werden, aus denen Fehler der Phasenkennlinie quantitativ ermittelt werden.

2. Meßverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Meßsignal aus der ersten (f) und zweiten (2 f) Harmonischen gleicher Amplitude besteht, die als zeitliche Cosinusfunktionen addiert sind, und daß die erste Harmonische f zwischen der unteren und der Hälfte der oberen Grenzfrequenz des interessierenden Frequenzbands geän­ dert wird.

3. Meßverfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Meßsignal aus Trapezschwingungen vorzugsweise von doppelt so langer Anstiegs- und Abfall- wie Verweilzeit bei den Extremwerten gebildet oder PCM-artig programmiert und dekodiert erzeugt wird.

4. Meßverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekenn­ zeichnet, daß das empfangene Signal oszilloskopisch dargestellt und mit der idealen Form des Meßsignals verglichen wird.

5. Meßverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekenn­ zeichnet, daß aus dem empfangenen Signal durch Ausblenden geeig­ neter Abschnitte aus ihm Fehlersignale derart erzeugt werden, daß Rückschlüsse auf die Fehler der Phasen- oder/und Dämpfungskennlinie möglich werden und zur Anzeige gebracht werden können.

6. Meßverfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß aus dem Spitzenwert des empfangenen Signals ein Kriterium für eine emp­ fangsseitige Verstärkung, aus dem Abstand zweier Spitzenwerte die Periodendauer und damit die Zuordnungsfrequenz und aus dem Vergleich der positiven und negativen Spitzenwerte ein Kriterium für die Po­ larität des Signals gewonnen und ausgewertet werden, daß zeitlich in der Mitte zwischen zwei aufeinanderfolgenden absoluten Spitzen­ werten das Kriterium für die Dämpfungscharakteristik und bei ¹/₃ und ²/₃ der Periodendauer das Kriterium für die Phasencharakteristik entnommen und ausgewertet (Fig. 1), indem einer dieser Werte oder ihre Differenz dargestellt wird.

7. Meßverfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die der Dämpfungs- oder/und Phasenkennlinie zugeordneten, durch Anein­ anderreihen von Meßpunkten zustandekommenden Meßwertlinien derartig doppelt, sowie umgepolt, gestreckt und versetzt oszilloskopisch geschrieben werden, daß je eine davon dem von der jeweils tieferen Harmonischen und je die andere dem von der jeweils höheren Harmoni­ schen überstrichenen Frequenzbereich zugeordnet ist.

8. Meßverfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß empfangsseitig die Meßwerte digitalisiert und einer Rechenoperation zur Ermittlung der eindeutigen Frequenzzuordnung der Dämpfungs- und Phasenfehler unterworfen werden und die so gewonnenen Meßkurven dargestellt werden.

9. Meßverfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzeige durch eine Leuchtdiodenmatrix vorgenommen wird, wobei die Auflösung konstant oder durch Spreizung in X- und Y-Richtung ver­ änderbar ist.

10. Meßverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekenn­ zeichnet, daß seine Anwendbarkeit durch geträgerte Übertragung und empfangsseitige Demodulation nach einem der bekannten Verfahren auf kleinere relative Bandbreiten ausgedehnt ist.

11. Meßverfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß sen­ deseitig das geträgerte Meßsignal in seinem zeitlichen Verlauf di­ gital synthetisiert wird und daß empfangsseitig der zur Demodulation gegebenenfalls nötige Träger frequenz- und phasenrichtig rückgewon­ nen wird, daß jeweils an der Bandgrenze von einer geträgerten auf eine ungeträgerte Übertragung des Meßsignals umgeschaltet wird und daß die Bereiche der geträgerten und ungeträgerten Übertragung ein­ zeln oder aneinander anschließend dargestellt werden.

12. Meßverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekenn­ zeichnet, daß zusätzlich zur Kennliniendarstellung oder statt dessen der jeweilige Fehler nach Art des bekannten Doppelgleichrichtungs­ verfahrens über der Frequenz zumindest annähernd-quadratisch inte­ griert und dargestellt wird.