DE941065C - Phasenvergleichsschaltung - Google Patents
PhasenvergleichsschaltungInfo
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- DE941065C DE941065C DER12917A DER0012917A DE941065C DE 941065 C DE941065 C DE 941065C DE R12917 A DER12917 A DE R12917A DE R0012917 A DER0012917 A DE R0012917A DE 941065 C DE941065 C DE 941065C
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- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/04—Synchronising
- H04N5/12—Devices in which the synchronising signals are only operative if a phase difference occurs between synchronising and synchronised scanning devices, e.g. flywheel synchronising
- H04N5/126—Devices in which the synchronising signals are only operative if a phase difference occurs between synchronising and synchronised scanning devices, e.g. flywheel synchronising whereby the synchronisation signal indirectly commands a frequency generator
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- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
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- H03D13/005—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations in which one of the oscillations is, or is converted into, a signal having a special waveform, e.g. triangular
- H03D13/006—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations in which one of the oscillations is, or is converted into, a signal having a special waveform, e.g. triangular and by sampling this signal by narrow pulses obtained from the second oscillation
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- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/06—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by combining signals additively or in product demodulators
- H03D3/14—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by combining signals additively or in product demodulators by means of semiconductor devices having more than two electrodes
Description
Die Erfindung liegt auf dem Gebiet des Phasenvergleichs und der Phasendetektoren und bezieht
sich auf Schaltungen zum Vergleich der Phasen von elektrischen Signalen und zur Gewinnung von
S teuer spannungen und Steuerströmen in Abhängigkeit von dem Phasenunterschied.
Es besteht häufig die Aufgabe, insbesondere bei elektrischen Signalsystemen, die Phasenlage
zweier elektrischer Spannungen miteinander zu vergleichen und ein Signal herzustellen, welches
nach Größe und Richtung einem etwa bestehenden Phasenunterschied entspricht. Bei einer bekannten
Phasenvergleichsschaltung wird eine örtlich erzeugte Spannung mit einer Normalspannung oder
Vergleichsspannung hinsichtlich ihrer Phase verglichen oder mit einer anderen keiner örtlichen
Regelung unterliegenden Spannung und aus diesem Vergleich ein Steuersignal hergestellt, welches auf
die örtliche Spannung einwirkt und diese in Synchronismus und Phasengleichheit mit der gegebenen
Normalspannung, der Vergleichsspannurig oder einer von äußeren Einflüssen abhängigen Spannung
bringt. Beispiele dafür sind gewisse Frequenzregeleinrichtungen, die zur Zeilensynchronisierung
in Fernsehempfängern benutzt werden.
Eine andere bekannte Art eines Phasenvergleichs und der Ermittlung des Phasenunterschieds ist die
selbsttätige Frequenzsteuerung der Zwischenfre-
quenz in vielen bekannten Empfängern für amplitudenmodulierte und frequenzmoduiierte Signale,
bei denen unerwünschte Frequenzverschiebüngen der Zwischenfrequenz durch Ermittlung desPhasen-Unterschieds
zwischen zwei elektrischen Spannungen und durch Gewinnung einer Korrekturspannung
beseitigt werden.
Ebenso findet ein Phasenvergleich bei verschiedenen bekannten Demodulatoren für frequenzmoduliürte
Signale statt, beispielsweise bei Phasendiskriminatorschaltungen oder bei der unter der Bezeichnung
Ratiodetektor bekannten' Schaltung. Bei diesen Schaltungen hängt die Signalgewinnung von
der Feststellung der Änderung der Phase zweier elektrischer Spannungen ab, wobei die Phasenänderung
von der Abweichung eines Trägers von einer Mittelfrequenz herrührt.
Die Erfindung bezieht sich auf eine Phasenvergleichsschaltung, bei welcher die Phase der Signale
einer ersten Signalquelle mit der Phase der Signale einer zweiten Signalquelle verglichen wird. Die erfindungsgemäße
Schaltung erlaubt eine beträchtliche Vereinfachung des Schaltungsaufbaues bei den oben bekannten Anwendungen ohne Einbuße
an Genauigkeit oder Güte der Wirkungsweise.
Gemäß der Erfindung wird ein Halbleiter mit zwei gleichwertigen Elektroden und_ einer dritten
Elektrode verwendet, wobei die erste Signalquelle zwischen die dritte Elektrode und eine der beiden
gleichwertigen Elektroden und die zweite Signalquelle zwischen die beiden gleichwertigen Elektroden
eingeschaltet ist.
Mehrere im folgenden beschriebene Ausführungsbeispiele
veranschaulichen die Anwendung der "Erfindung auf die Phasenmessung, auf die selbsttätige
Frequenzsteuerung und auf Demodulatoren für frequenzmodulierte Signale. Andere Anwendungsbeispiele ergeben sich aus den beschriebenen Ausführungsformen.
Die Erfindung bezweckt somit die Schaffung verbesserter und sehr einfacher Phasenvergleichsschaltungen,
welche die Größe und das Vorzeichen eines zwischen elektrischen Signalen bestehenden
Phasenunterschieds anzeigen kann. Die erfindungsgemäßen Schaltungen lassen sich also auch zur
Demodulation winkelmodulierter Spannungen verwenden und ferner auch zur selbsttätigen Frequenzsteuerung.
Schließlich ist die Erfindung auch auf die selbsttätige Frequenzsteuerung einer Ablenkschaltung
für Fernsehzwecke anwendbar.
Fig. ι ist ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen
Phasenvergleichsschaltung;
Fig. 2 zeigt den Verlauf der Ausgangsspannungen der Schaltung nach Fig. 1 unter verschiedenen
Phasenverhältnissen;
Fig. 3 zeigt eine teilweise als Blockschaltbild dargestellte Schaltung für einen erfindungsgemäßen
Demodulator für Frequenzmodulation; Fig. 4 zeigt eine teilweise als Blockschaltbild dargestellte
Schaltung für eine Fernsehempfangseinrichtung mit einer erfindurigsigemäßen selbsttätigen
Frequenzsteuerung für die Zeilensynehironisierung; Fig. 4 a zeigt verschiedene mögliche Phasenlagen
zwischen den in der Schaltung nach Fig. 4 .miteinander verglichenen Signalen.
Die Wirkungsweise der Erfindung soll zunächst an Hand der einfachen Ausführungsform nach
Fig. ι erläutert werden. In dieser sind zwei Wechselstromquellen mit 31 und 33 bezeichnet. Es
sei angenommen, daß sie dieselbe Frequenz besitzen, daß aber ein etwaiger Phasenunterschied
nach Größe und Richtung festgestellt werden soll. Ein Großflächentransistor io; und zwar ein
P-N-P-Transistor, enthält einen Halbleiterkörper ζ. B. aus Germanium oder Silizium mit zwei
P-Zonen 11 und 15, die durch eine dazwischenliegende
N-Zone 13 getrennt sind. An den Flächen 17 und 19 treten elektrische Sperrschichten auf.
Die Elektroden 21, 23 und 25, über welche die äußeren Anschlußleitungen mit den Zonen'n, 13
und 15 verbunden sind, stellen Ohmsche, d. h. nicht gleichrichtende Kontaktstellen mit den verschiedenen
Zonen dar. Wie üblich wird die Elektrode 21 als Emitter-, die Elektrode 23 ads Basis- und die
Elektrode 25 als Kollektorelektrode bezeichnet. Die Erfindung macht Gebrauch von der Eigenschaft
eines Großflächentransistors, unter .geeigneten Bedingungen
zwischen der Emittorelektrode und der Kollektorelektrode in beiden Richtungen einen
Strom führen zu können. Wegen dieser beiden möglichen Stromrichtungen ist also die Bezeichnung
der Elektrode2i als Emittorelektrode und der Elektrode
25 als Kollektorelektrode willkürlich und bedeutet keine Beschränkung bezüglich der Funktion
dieser Elektrode.
Die Emittorelektrode 21 des Transistors 10 liegt
an einem festen Potential, beispielsweise an Erde. Zwischen der Emittorelektrode 21 und der Basiselektrode
23 liegt eine Signalquelle 31 und zwischen der Kollektorelektrode 25 und der Emittorelektrode
eine weitere Signalquelle 33. Mit dieser ist noch ein Ausgangswiderstand 35 in Reihe geschaltet, an
dem-die Ausgangsklemmen A und Ä liegen.
Während jeder zweiten Halbwelle der Spannung der Quelle 31 ist das Potential an der Basiselektrode
23 positiver als an der Emittorelektrode. Zwischen diesen beiden Elektroden besteht somit
dann eine Sperrspannung, und ein Strom geht innerhalb des Halbleiters von der Basiselektrode
zur Emittorelektrode über, wenn man als Stromrichtung (im folgenden »klassische Stronirichtung«
genannt) diejenige Richtung bezeichnet, die in einem äußeren Belastungskreis einer Batterie vom
positiven zum negativen Pol der Batterie durch die Belastung führt. Der Halbleiter besitzt dabei einen
verhältnismäßig hohen Widerstand für diesen Strom. Dieser Stromfluß kann dabei sogar verschwindend
klein sein. Man kann somit sagen, daß während der positiven Halbwellen der Signalquelle
so gut wie kein Strom im Ausgangswiderstand und so gut wie keine Spannung zwischen den
Klemmen A und A' auftritt.
Während der negativen Halbwellen der Wechselspannungsquelle 31, bei denen die Basiselektrode 23
negativ gegenüber der Emittorelektrode ist, besteht
eine in der Durchlaßrichtung liegende Vorspannung zwischen diesen beiden Elektroden.. Die Richtung
des klassischen Stroms zwischen diesen beiden Elektroden verläuft während dieser negativen HaIbwellen
von der Emitterelektrode zur Basiselektrode durch den Halbleiterkörper. Dies ist die sogenannte
Durchlaßrichtung, bei der der Halbleiterkörper einen sehr geringen Widerstand hat. Ferner fließt
bei solchen Halbleitern ein erheblicher Strom ίο zwischen der Emittorelektrode und der Kollektorelektrode
durch den Halbleiter, wenn der Strom zwischen der Basiselektrode und der Emittorelektrode
in der Durchlaßrichtung liegt. Die Größe und die Richtung des über die Emittorelektrode
und die Kollektorelektrode fließenden Stroms hängt von der Größe und der Polarität der Potentialdifferenz
zwischen der Emitterelektrode und der Kollektorelektrode ab. Somit fließt während der
negativen Halbwellen und Spannungsquelle 31 durch den Ausgangswiderstand 35 ein Strom,
dessen Größe und Richtung sich aus der jeweiligen Spannung der Spannungsquelle 33 innerhalb dieser
negativen Halbwellendauer bestimmt. Die Größe und Polarität der Spannung an den Klemmen A
und Ä fällt also entsprechend aus.
Man sieht nun, daß der Mittelwert der Gleichspannung und ihre Polarität an den Klemmen A, A'
von dem Phasenunterschied der beiden Wechselspannungen abhängt. Dies sei an Hand der Fig. 2
erläutert, welche die Ausgangsspannung an den Ausgangsklemmen A1 A' bei verschiedener Phasenlage
der beiden Wechselsjpannungen zueinander
zeigt. Die mit ο bezeichneten Linien bedeuten in Fig. 2 das Potential der Klemme A als Bezugspotential.
Die in der negativen Richtung aufgetragenen Spannungen bedeuten also, daß die
Klemme Ä negativer ist als die Klemme A,
während die in der positiven Richtung aufgetragenen Spannungswerte eine positive Polarität
der Klemme Ä gegenüber der Klemme A andeuten. Der Einfachheit halber wird dabei vorausgesetzt,
daß die Spannung der Quelle 33 sinusr förmig sei.
Wenn die Spannung der Quelle 33 in Phase mit der Spannung der Quelle 31 ist, so liegt eine
negative Halbwelle dieser Spannung (bei der der Kollektor 25 negativ gegenüber der Emittorelektrode
21 ist) gleichphasig mit der negativen Halbwelle der Quelle 31. Somit ist während dieser Zeitspanne
der Stromweg zwischen der Emitterelektrode und der Kollektorelektrode durchlässig, und
es fließt Strom in einer Richtung durch den Ausgangswiderstand 35. Die Ausgangsspannung an den
Klemmen A1 A' hat die Form einer vollen negativen
Halbwelle, wie durch die Kurve α in Fig. 2 angedeutet.
Wenn die Ausgangsspannung der Quelle 33 der Spannung der Quelle 31 um 900 nacheilt, fallen auf
die negative Halbwelle der Spannung 31 gleich bo große positive und negative Teile der Spannung 33,
während zwischen der Emittorelektrode und der Kollektorelektrode des Transistors 10 Strom übergeht.
Der Ausgangswiderstand 35 wird also dann nacheinander von Strömen verschiedener Richtung
durchflossen. Die Ausgangsspannung an den Klem- 6g men A, A' enthält eine positive Viertelperiode, auf
welche eine negative Viertelperiode folgt, wie in KuTve b dargestellt.
Wenn die Spannung 33 nun i8o° gegen die Spannung 31 verschoben ist, findet während der
Stromdurchlaßzeit des Emittorelektroden-Kollektorelektrodenzweiges
eine volle positive Halbwelle der Spannung 33 statt. Der Strom im Widerstand 35 hat dann wieder stets die gleiche Richtung, aber
verläuft umgekehrt wie der Strom für den zuerst besprochenen Fall der Phasengleichheit. Die Ausgangsspannung
an den Klemmen A1Ä ist eine positive Halbwelle gemäß Kurve c.
Wenn die Spannung 33 der Spannung 31 um 2700 nacheilt, fallen auf die Stromdurchlaßperiode Co
des Emittorelektroden-Kpllektorelektrodenzweiges gleich große Teile der negativen und der positiven
Halbwelle der Spannung 33. Der Strom durch den Ausgangswiderstand 35 verläuft wieder in beiden
Richtungen. Die Ausgangsspannung an den Klem- S5 men A1 A' setzt sich aus einer negativen Viertelperiode
und aus einer darauffolgenden positiven Viertelperiode gemäß Kurve d zusammen.
Der Verlauf der Ausgangsspannung für Phasenwinkel zwischen den vier obengenannten Fällen
läßt sich aus Fig. 2 leicht ableiten. Wenn die Spannung 33 der Spannung 31 um einen Winkel von
weniger als 900 nacheilt, enthält die Ausgangsspannung ungleiche Teile der positiven und der
negativen Halbwelle. Dabei ist der negative Teil SS länger als der positive Teil. Das Verhältnis der
Dauer des Teils der positiven Halbwelle zum Teil der negativen Halbwelle nimmt bei einer Änderung
des Phasenwinkels von 0 bis 90 ° von ο auf 1 zu.
Wenn die Spannung 33 der Spannung 31 um εοο
einen Winkel von weniger als 180 °, aber mehr als 900 nacheilt, besteht die Ausgangsspannung aus
ungleichen Teilen der positiven und der negativen Halbwelle, wobei der negative Teil kürzer ist als
der positive. Das Verhältnis der Dauer des positiven Teils zum negativen Teil nimmt bei Zunahme
des Winkels von 90 auf 180 ° von 1 auf Unendlich zu.
Wenn die Spannung 33 der Spannung 31 um einen Winkel von weniger als 2700, aber mehr als no
i8o° nacheilt, enthält die Ausgangsspannung ungleiche Teile der negativen und der positiven Halbwelle,
wobei der positive Teil länger ist als der vorhergehende negative Teil. Das Verhältnis der
Dauer des positiven Teils zum negativen Teil jug
nimmt bei Vergrößerung des Winkels von 180 auf auf ι ab.
Wenn die Spannung 33 der Spannung 31 um einen Winkel von mehr als 2700, aber weniger als
nacheilt, besteht die Ausgangsspannung aus aso
ungleichen Teilen der negativen und der positiven Halbwelle, wobei der positive Teil kurzer ist als
der vorhergehende negative. Das Verhältnis der Dauer des positiven Teils zum negativen Teil
nimmt bei Zunahme des Winkels von 270 auf 3600
von ι auf ο ab.
Im vorstehenden ist der Verlauf der Ausgangsspannung in Abhängigkeit von dem Nacheilungswinkel
der Spannung 33 erläutert worden. Man kann natürlich auch von einem Voreilungswinkel
der Spannung 33 sprechen, da jeder gegebene Phasenwinkel als ein Voreilungswinkel bezeichnet
werden kann oder' als ein Nacheilungswinkel um den Komplementärbetrag zu 3600. So wird z.B.
die Ausgangsspannung b nicht nur bei einer Nacheilung
der Spannung 33 gegenüber der Spannung 31 um 2700 erhalten, sondern auch bei-einer Voreilung
der Spannung 33" gegenüber der Spannung 31 und 900.
Der Phasenunterschied, welcher in der Ausgangsspannung und dem Ausgangsstrom der Schaltung
nach Fig. 1 zum Ausdruck kommt, kann auf verschiedene Weise nutzbar gemacht werden. Beispielsweise
kann man die Ausgangsspannung oder den Ausgangsstrom mittels einer Kathodenstrahlao
röhre darstellen. Man kann dann den Phasenwinkel im ganzen Bereich bis zu 3600 unmittelbar beobachten
und nach geeigneter Eichung durch Messung des Verhältnisses von zwei Längen oder durch
Messung des Verhältnisses zweier Amplituden genau bestimmen.
Ferner kann man durch geeignete Filterung oder Integrierung der Ausgangsspannung, deren Wechselstromkomponente
entfernen und den Phasenwinkel einfach und genau bis zu 1.800 in einem
Meßinstrument, beispielsweise einem Instrument mit in der Mitte liegendem Nullpunkt, welches die
Größe und Polarität der Gleichstromkomponente wiedergibt, anzeigen.
Es ist aber zweckmäßig, aber nicht unbedingt notwendig, daß der Transistor 10 ein sogenannter
symmetrischer Transistor ist, d. h. daß seine Kennlinien für beide Richtungen des StromfLusses im
Emittorelektroden-Kollektorelektrodenzweig nahezu symmetrisch verlaufen. Diese Bedingung ist
nicht bei allen Großflächentransistoren erfüllt, sondern infolge des bei der Herstellung verwendeten
Verfahrens tritt bei manchen Großflächentransistoren ein erheblich größerer Widerstand für
den Stromfluß in einer bestimmten Richtung zwischen den äußeren Zonen auf, und zwar für gegebene
Vorspannungen, als für den Stromfluß in der umgekehrten Richtung bei den entsprechenden
Vorspannungen.
Es können zwar viele Faktoren zu einer solchen Unsymmetrie führen, jedoch dürfte, wenn die spezifischen
Widerstände der beiden äußeren Zonen annähernd gleich sind und wenn die beiden Sperrschichten
symmetrisch sind (d. h. gleiche Flächengröße haben), ein ausreichender Grad von Symmetrie
bestehen, um von einem symmetrischen Transistor sprechen zu können.
Die Schaltung nach Fig. 1 arbeitet natürlich dann mit der größen Genauigkeit und fällt am einfachsten
aus, wenn der Transistor 12 ein symmeirischer Transistor ist. In diesem Zusammenhang
sei noch bemerkt, daß man durch Parallelschaltung zweier asymmetrischer Transistoren, wobei sich
deren Asymmetrien gegenseitig aufheben, -zu einer
Anordnung mit einem sehr gut symmetrischen Verlauf der Gesamt-Kennlinie kommen kann.
Man sieht, daß die Erfindung auf die Ermittlung des Phasenunterschieds von elektrischen Signalen
gleicher Periodendauer unabhängig von ihrer Kurvenfof m anwendbar ist. So kann beispielsweise
die Spannung 31 in Fig. 1 rechiteckförmig sein.
Der Verlauf der Ausgangsspannung ist dann, wie in Fig. 2 dargestellt, im wesentlichen sinusförmig.
Ferner kann die Spannung 31 selbst sinusförmig sein, wobei dann der Spannungsverlauf von der in
Fig. 2 dargestellten Form wegen der Änderung des Widerstandes des Emittorelektroden-Kollektorelektrodenzweiges
während jeder Stromdurchlaßperiode von der Sinusform etwas abweichen wird. Auf das
oben Gesagte bezüglich der Proportionalität der negativen und positiven Teile der Ausgangsspannung,
auf die Größe und Polarität der Gleichstromkomponente usw. hat dies jedoch keinen Einfluß.
Ein Beispiel für die Benutzung der Erfindung zur Ermittlung des Phasenunterschieds zwischen
zwei elektrischen Spannungen von sinusförmigem Verlauf soll an Hand eines Freq.uenzmodulationsr
gleichrichters in Fig. 3 gegeben werden. Die Fig. 4 soll ■ dann zeigen, wie der Phasenwinkel zwischen
einem impulsförmigen und einem einer sägezahnförmigen Spannung zur Zeilensynchronisierung
beim Fernsehen benutzt werden kann.
In Fig. 3, in welcher also ein Demodulator oder eine Gleichrichtung von frequenzmodulierten Signalen
dargestellt ist, ist eine frequenzmodulierte Signalquelle mit 41 bezeichnet. Diese kann beispielsweise
der Zwischenfrequenzverstärker eines Frequenzmodulationsempfängers sein. Diese Signalquelle
ist über einen Kopplungskondensator 43 an die Basiselektrode 23 eines P-N-P-Großflächentransistors
angeschlossen, während ihre untere Klemme geerdet ist. Die Emitterelektrode 21 ist
ebenfalls geerdet.
Die Primärspule 45 eines Transformators 44 liegt an den beiden Ausgangsklemmen der Signalquelle
41. Die Sekundär spule 47 ist mittels eines
Kondensators 49 überbrückt, wobei diese Parallelschaltung bei der Mittelfrequenz oder Ruhefrequenz
der frequenzmodulierten Signale auf Resonanz abgestimmt ist. Das eine Ende" der Sekundärspule 47
ist mit dem Kollektor 25 verbunden, während das andere Ende über einen Ausgangswiderstand 50 geerdet
ist.
Die Ausgangsspannung der Quelle 41 liegt zwischen der Basiselektrode und der Emitterelektrode
wie die Spannung 31 in Fig. 1. Während jeder positiven Halbwelle des frequenzmodulierten Signals,
innerhalb deren die Basiselektrode also· positiv gegenüber der geerdeten Emitterelektrode
ist, ist der Stromweg zwischen der Kollektorelektrode und der Emittorelektrode unterbrochen,
und es fließt kein Strom durch den Ausgangswiderstand 50. Während einer negativen Halbwelle 'des
frequenzmodulierten Signals ist die Basiselektrode negativ gegenüber der geerdeten Sendeelektrode,
und zwischen der Emitterelektrode und der Kollektorelektrode geht daher Strom über. Die Größe
und Richtung des Stromflusses über die Emitterelektrode
und Kollektorelektrode hängt jedoch von der Größe und Polarität der Signalspannung
zwischen diesen beiden Elektroden ab. Um den Verlauf des Stromes und der Spannung
am Widerstand 50 zu bestimmen, muß zunächst der Verlauf des an der Emitterelektrode und KoI-lektcrelektrode
liegenden frequenzmodulierten Signals untersucht werden. Man sieht, daß diese Signale nicht in Phase mit den frequenzmodulierten
Signalen zwischen der Basis- und der Emitterelektrode sind. Daß ein Phasenunterschied zwischen
beiden Signalen besteht, ergibt sich aus folgendem: Bekanntlich ist der Strom in der abgestimmten
Sekundärwicklung eines Transformators um 900 gegenüber dem Primärstrcm verschoben, wenn die
Speisefrequenz des Transformators gleich der Resonanzfrequenz ist. Dementsprechend ist die
Spannung an der abgestimmten Sekundärwicklung ao um 900 gegen die Spannung an der Primärwicklung
verschoben, wenn der Transformator mit der Resonanzfrequenz gespeist wird. Ob der Phasenwinkel
von 900 nacheilend oder voreilend ist, hängt
natürlich davon ab, ob die Spulen entgegengesetzt as gewickelt sind oder nicht und ob die Spulenanschlüsse
im Primär- und Sekundärkreis entsprechend gewählt sind.
Wenn man den Wicklungssinn und die Anschlußrichtung so annimmt, daß die Seflkutidärspannung bei
Resonanz der Primärspannung um 900 nacheilt, so gilt folgendes: Wenn die Speisefrequenz über der
Resonanzfrequenz der abgestimmten Sekundärwicklung liegt, so eilt die Sekundärspannung der
Primärspannung um einen Winkel von weniger als 900 nach, wobei die Differenz gegen 900 proportional
der Differenz der Speisefrequenz und der Resonanzfrequenz ist. Wenn die Speisefrequenz
niedriger als die Resonanzfrequenz der Sekundärwicklung ist, so eilt die Sekundärspannung der
Primärspannung um einen Winkel von mehr als 900 nach, wobei der Differenzbetrag gegen 900
proportional der Abweichung der Speisefrequenz von der Resonanzfrequenz ist.
Wenn man den Wicklungssinn und die Anschlußrichtung so annimmt, daß die Sekundärspannung
der Primärspannung bei Resonanz um 900 voreilt, so gilt folgendes: Wenn die Speisefrequenz
höher ist als die Resonanzfrequenz der Sekundärwicklung, so· eilt die Sekundärspannung derPrimärspannung
um einen Winkel von mehr als 900 vor, wobei der Differenzbetrag gegen 900 proportional
der Höhe der Speisefrequenz über der Resonanzfrequenz ist. Wenn die Speisefrequenz niedriger als
die Resonanzfrequenz ist, so eilt die Sekundärspannung der Primärspannung um einen Winkel
von weniger als 900 vor, wobei die Differenz des Voreilungswinkels gegen 900 proportional der Lage
der Speisefrequenz unterhalb der Resonanzfrequenz ist.
Man erkennt somit, daß bei jeder Wahl der Anschlüsse
des Transformators die Phase der Sekundärspannung entsprechend der Frequenz der Signale
an der Primärwicklung eine andere ist und daß entgegengesetzte Änderungen bzw. Abweichungen,
von der Resonanzfrequenz Abweichungen' in entgegengesetztem Sinne von dem rechten Winkel
zwischen der Primärspannung und der Sekundärspannung zur Folge haben. Dies gilt auch für die
Phasenwinkel zwischen dem Primärstrom und dem Sekundärstrom.
Die besprochenen bekannten Gesetzmäßigkeiten für einen Transformator mit abgestimmter Sekundärwicklung
sollen nun auf die Ausführungsform nach Fig. 3 angewendet werden. · Zunächst, sieht
man, daß das Signal an der Primärwicklung 45 stets annähernd in Phase mit dem Signal zwischen
der Basiselektrode und der Emitterelektrode des Transistors 10 ist. Die Phase des Signals zwischen
der Emitterelektrode und der Kollektorelektrode hängt jedoch von der jeweiligen Frequenz der
Spannungsquelle 41 ab, da sich die Phasenlage an der abgestimmten Sekundärwicklung 47 in der
oben erläuterten Weise ändert. Die. Kurvenform des Stromes durch den Widerstand 50 und die Spannung
an diesem Widerstand sowie die Größe und Polarität der Gleichstromkomponenten von Strom
und Spannung, die alle von dem Phasenunterschied zwischen den beiden Signalen abhängen, geben also
ein Maß für die Frequenz der Ausgangssignale der Quelle 41. go
Wenn das Ausgangssignal der Quelle 41 bei der Mittelfrequenz oder Ruhefrequenz liegt, ist die
Spannung an der Wicklung 47 um 900 gegenüber der Spannung an der Primärwicklung 45 verschoben,
und die Gleichstromkomponente der Spannung am Widerstand 50 ist daher Null, d. h., der Mittelwert
der Ausgangsspannung ist annähernd Null. Die Ausgangsspannung hat dann einen Verlauf, bei
welchem die positiven und negativen Teile annähernd gleich sind.
Wenn man beispielsweise annimmt, daß der Anschluß des Transformators 44 so gewählt ist, daß
die Sekundärspannung der Primärspannung nacheilt und die Modulation einer Erhöhung der Signalfrequenz
gegenüber der Mittelfrequenz bewirken möge, so eilt die Spannung zwischen der
Emitter- und der Kollektorelektrode der Spannung zwischen der Basis- und der Emitterelektrode um
weniger als 9Ö0 nach. Während jeder Durchlaßperiode des Transistors tritt also ein größerer Teil
des negativen Signals und ein kleinerer Teil des positiven Signals an der Wicklung 47, d.h. zwischen
der Emitterelektrode und der Kollektorelektrode auf. Infolgedessen enthält die Ausgangsspannung
am Widerstand 50 eine Gleichstromkomponente von positiver Polarität gegen Erde, und die Größe dieser
Gleichstromkomponente ist proportional der Erhöhung der Signalfrequenz gegenüber der Mittelfrequenz.
Wenn umgekehrt durch die Modulation der Signalfrequenz unter die Mittelfrequenz abgesenkt
wird, wird der Nacheilungswinkel der Signale zwischen der Emitterelektrode und der Kollektorelektrode
gegenüber dem Signal zwischen der Basis- und der Emitterelektrode größer als 900.
Auf die Stromdurchlaßperiode zwischen der Emit-
torelektrode und der Kollektorelektrode fällt also ein größerer Teil des positiven Signals an der
Wicklung 47 und ein kleinerer Teil des negativen Signals an dieser Wicklung. Infolgedessen enthält
die Spannung am Widerstand 50 eine Gleichstromkomponente von negativer Polarität, wobei deren
• Größe proportional der Absenkung der Signalfrequenz unter die Mittelfrequenz ist.·
Wenn also· das Ausgangssignal der Quelle^i um
eine Mittelfrequenz entsprechend der Modulation schwankt, so enthält die Spannung am Widerstand
50 eine nach Größe und Richtung entsprechend der Modulation veränderliche Gleichstromkomponente.
Wenn man den Ausgangswiderstandso an ein Tief-
paßfilter 51 anschließt, welches für die Modulationssignale
durchlässig ist, jedoch die Trägerfrequenz sperrt, so sind an den Ausgangsklemmen
o, o' dieses Filters nur mehr die Modulationssignale vorhanden.
Ein wichtiger Vorteil eines derartigen Frequenzdemodulators besteht außer in seiner Einfachheit
und Genauigkeit in seiner Unempfindlichkeit, gegenüber Amplitudenmodulationen des frequenzmodulierten
Signals. Wenn nämlich unerwünschte Amplitudenmodulationen die Signalamplitude erhöhen,
so nimmt der Widerstand zwischen der Emittor- und der Kollektorelektrode ab, und bei
Abnahme der Signalamplitude steigt der Widerstand zwischen der Emittorelektrode und der KoI-lektorelektrode.
Die Belastung der Signalquelle ändert sich also mit der SignalampHtude, so daß
diese Signalquelle an ihren Ausgangsklemmen eine
• Spannung zeigt, die annähernd unabhängig von der Amplitudenmodulation der frequenzmodulierten
Signale ist.
Fig. 4 zeigt eine Anwendung des erfindungsgemäßen Phasendetektors auf die selbsttätige Frequenzregelung
der Zeilenablenkung in einem Fernsehempfänger. Ein üblicher sogenannter Empfangs-
teil 61 dient zum Empfang und zur Demodulation einer Fernsehträger welle. Dieser Empfangsteil kann
einen Trägerfrequenzverstärker, einen Frequenzwandler und einen Signaldetfefcibr enthalt^h, so daß
' zusammengesetzte Fernsebsighale, bestehend aus
Videosignalen und Steuersignalen, z. B. Synchronisierimpulsen,
aus dem modulierten Träger gewonnen werden. Mittels eines üblichen Videoverstärkers 63 wird das zusammengesetzte Signal
noch verstärkt.
Der Videoverstärker liegt an einer Bildwidergaberöhre 64, welche in üblicher Weise mit Zeilenablenkspulen
ögjy und Vertikalablenkspulen 69 V
sowie einem Strahlerzeuger mit Kathodeos und Steuergitter 67 ausgerüstet ist.
An die Ausgangsseite des Videoverstärkers 63 ist eine Trenhstufe 71 für die Synchronisiersignale
angeschlossen. Diese Trennstufe 71. trennt die Synchronisierimpulse,
vom Videosignal und trennt außerdem die horizontalen und vertikalen Synchronisierimpulse
voneinander. Die vertikalen Synchronisierimpulse an der Klemme V liegen an eineni
vertikalen Ablenkgenerator 73, der die Spulen 69 V speist.
Die horizontalen Ablenkspulen 69 Ή werden mit Sägezähnen der Zeilenfrequenz von beispielsweise
15 750 Hz vom Horizontalablenkgenerator 95 gespeist,
der seitens eines sogenannten Horizontaloszillators 93 gesteuert wird. Die genaue Schwingungsfrequenz
des Oszillators 93 wird mittels eines veränderlichen Scheinwiderstandes 91 beeinflußt,
der einen Teil des frequenzbestimmenden Kreises des Oszillators 93 bildet. Die Zeilenablenkfrequenz
wird mittels dieses veränderlichen Scheinwiderstandes 91. und mittels eines Phasendetektors gemäß
der Erfindung gesteuert, wie sich aus der fol-,genden
Beschreibung ergibt.
Es ist wieder ein Großfiächentransistor 10 der P-N-P-Type mit Emittorelektrode 21, Basiselektrode
23 und Kollektorelektrode 25 vorgesehen. Die Emittorelektrode 21 ist geerdet. Die abgetrennten
Zeilenimpulse P von negativer Polarität gelangen über einen Kondensator 75 und einen Widerstand
77 zur Basiselektrode 23, so daß zwischen dieser Basiselektrode und der Emittorelektrode periodisch
ein Strom in der Durchlaßrichtung fließt. Der Emittorelektroden-Kollektorelektradenzweig wird
also bei jedem solchen Impuls P stromdurchlässig. Die Zeilenrücklaufimpulse P, die in üblicher
Weise von den Zeilenablenkspulen 69 H abgenommen
werden, liegen an einem Integrationskreis, go
bestehend aus dem Widerstand 81 und dem Kondensator 83. Die Sägezahnspannung S, die am Kondensator
83 auftritt, liegt über einen Kondensator 85 an der Kollektorelektrode 25.
Der Transistor 10 besitzt einen Ausgangskreis zwischen der Kollektorelektrode 25 und der geerdeten
Emittorelektrode 21, der eine Integrationsschaltung, bestehend aus dem Widerstand 87 und
dem Kondensator 89 und ferner als Belastung parallel zum Kondensator 89 den veränderlichen
Scheinwiderstand 91 enthält.
Wegen der kapazitivenKopplung mit der Kollektorelektrcde
25 erscheint die Sägezahnkurve S an dem Kollektor 25 ohne eine Gleichstromkomponente.
Solange keine Impulse P an der Basiselektrode 23 liegen, ist die am Kondensator 89 auftretende und
somit am Scheinwiderstand 91 liegende Spannung
annähernd Null. Da jedoch durch die Impulse P an der Basiselektrode 23 der Stromweg von der
Emittorelektrode zur Kolbenelektrode stromdurchlässig gemacht wird, und somit die Kollektorelektrode
periodisch auf Erdpotential gelegt wird, so wird dem Sägezahn eine Gleichstromkomponente
überlagert, die am Kondensator 89 auftritt. Die Größe und Polarität dieser Gleichstromkomponente
hängt davon ab, welcher Teil des Sägezahns 5" am Kollektor 25 bei den kurzen Impulsen P gerade
vorhanden· ist, d. h., hängt von der Phasenlage des Sägezahns zu den Impulsen P ab.
Ein Teil der Sägezahnkurve .S1 ist in Fig. 4a vergroß
er t dargestellt. Diese Figur zeigt drei verschiedene Möglichkeiten der Phasenlage des Impulses
P zur Sägezahnkurve.
Wenn der Impuls P an die Stelle χ fällt, tritt im
Emittorelektroden-Kollektorelektrodenzweig innerhalb der kurzen Dauer des Impulses P ein Strom in
"beiden Richtungen auf, und es entsteht keine Gleichspannungskomponente, die sich zur Sägezahnspannung
addiert. Wenn der Impuls P an der Stelle y liegt, so verläuft der Strom zwischen der
Emittor- und der Kollektorelektrode des Transistors io nur in einer Richtung, ist also ein klassischer
Strom von der Kollektorelektrode zur Emittorelektrode, und zum Sägezahn wird eine
Gleichspannungskomponente addiert, welche den veränderlichen Scheinwiderstand 91 in einer bestimmten
Richtung ändert. Wenn andererseits der Impuls P an der Stelle 2 liegt, so fließt der Strom
zwischen der Emittor- und der Kollektorelektrode ebenfalls nur in einer Richtung, aber in umgekehrtem
Sinne wie bei der Lage des Impulses P an der Stelle y, d. h., es fließt ein klassischer Strom von
der Emittorelektrode zur Kollektorelektrode, und es tritt eine Gleichspannungskomponente von umgekehrter
Polarität zu dem Sägezahn hinzu, so daß sich der Scheinwiderstand 91 auch in umgekehrter
Richtung ändert.
Wenn also der Oszillator 93 mit der richtigen
Frequenz und Phase schwingt, so liefert der Phasendetektor keine Gleichspannung, und der
Scheinwiderstand 91 bleibt unbeeinflußt, solange keine Änderung der Phasenverhältnisse eintritt.
Wenn der Oszillator 93 gegenüber den ankommenden Synchronimpulsen langsanier zu schwingen
beginnt (wobei es gleichgültig ist, ob bei konstanter Frequenz der Synchronimpulse die Schwingungsfrequenz
des Oszillators abnimmt oder bei konstanter Frequenz dieses Oszillators die Synchronimpulse
mit höherer Frequenz eintreffen), so eilen. die Synchronimpulse gegenüber dem Sägezahn
S vor, so daß jeder Synchronimpuls innerhalb der ersten Hälfte des Rücklaufs des Sägezahns, also
etwa an der Stelle y liegt. Ohne eine Korrektur würde nun. der Phasenwinkel immer weiter zunehmen,
und die Impulse P wurden innerhalb jedes folgenden Sägezahnrücklaufs zu einem früheren
Zeitpunkt auftreten. Wenn jedoch durch die erfindungsgemäße Schaltung eine Gleichspannung am
Kondensator 89 entwickelt wird und sich daher die Größe des Scheinwiderstandes 91 im richtigen
Sinne verändert, so nimmt die Schwingungsfrequenz des Oszillators 93 zu, so daß der Zustand
der Phasengleichheit wieder angenähert wird und die Gleichspannung am Kondensator 89 auf Null
zurückgeht.
So Wenn andererseits der Oszillator 93 schneller zu
schwingen beginnt, wobei es gleichgültig ist, ob bei konstanter Frequenz der Synchronimpulse die
Frequenz des Oszillators zunimmt oder bei konstanter Oszillatorfrequenz die Frequenz der Synchronimpulse
abnimmt, so eilen die abgetrennten Synchronimpulse der Sägezahnspannung nach und
fallen etwa auf die Stelle ζ in Fig. 4 a. Wenn keine Phasenregelung vorhanden wäre, würde sich dieser
Phasenunterschied bei jedem folgenden Sägezahn '6o noch vergrößern. Da jedoch bei der erfindungsgemäßen
Schaltung am Kondensator 89 eine Spannung entsteht, deren Polarität die entgegengesetzte
ist wie im vorher besprochenen Falle, ändert sich die Größe des Scheinwiderstandes 91 im richtigen
Sinne, um die Schwingungsfrequenz des Oszillators 93 abnehmen zu lassen. Während diese Schwingungsfrequenz
wieder auf ihren richtigen Wert zurückgeht, wandern die Synchronimpulse P wieder
in die der Phasengleichheit entsprechende Lage, und die Gleichspannung am Kondensator 89 verschwindet
wieder.
Die verschiedenen Bestandteile der Fernsehschaltung in Fig. 4, die nur durch Rechtecke dargestellt
sind, können in üblicher Weise ausgeführt werden oder auch mit Halbleitern arbeiten.
Der Zeilensägezahngerierator 95 kann z. B. einen Transistor enthalten, so daß die Sägezahnströme
in den Ablenkspulen dadurch erzeugt werden, daß ein Transistor als elektronischer Schalter benutzt
wird, der eine in Reihe mit den Ablenkspulen liegende Spannungsquelle periodisch anschließt und
abtrennt.
An Stelle der in den beschriebenen Ausführungsbeispielen verwendeten P-N-P-Transistoren kann
man auch N-P-N-Transistoren. benutzen. Außerdem fallen auch Schaltungen mit sogenannten Punktkontakttr-ansistoren
unter die Erfindung. Sofern Punktkontakttransistoren bei einer Schaltung mit Basiselektrode als Eingangselektrode zu Instabilitäten
neigen sollten, sind Großflächentransistoren go vorzuziehen.
Schließlich soll nochmals betont werden, daß man zwar asymmetrische Transistoren für die
Zwecke der Erfindung benutzen kann, daß aber bezüglich der Genauigkeit und der Einfachheit bei
symmetrischen Transistoren noch größere Vorteile erzielt werden.
Claims (11)
1. Schaltungsanordnung mit einem Halbleiter, der zwei Zonen eines ersten Leitungstyps
und zwischen ihnen eine Zone des entgegengesetzten Leitungstyps enthält, bei dem ferner
alle drei Zonen mit Elektroden versehen sind und bei dem außerdem eine erste Wechselstromsignalquelle
zwischen einer der Außenzonen und der mittleren Zone und eine zweite Wechselstromsignalquelle
zwischen den beiden Außenzonen liegt, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Außenzonen von gleicher Größe und
gleicher Leitfähigkeit sind und bei gleicher Spannung gleiche Ströme in die Mittelzone
liefern und daß ein der Phasendifferenz der Signale entsprechender Strom zwischen den
Außenzonen den Halbleiter durchsetzt und ausgewertet wird.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswertungseinrichtung einen Widerstand zwischen den
beiden Außenzonen enthält.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselstromsignak
so zugeführt werden, daß zwischen den beiden Außenzonen ein Strom mit einer Gleichstromkomponente fließtt, dessen Größe
und Richtung von der Größe und dem Sinn
der Phasendifferenz zwischen, den beiden Wechselstromsignalen abhängt.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Auswert-
einrichtung eine Integriereinrichtung zur Glättung der Gleichstromkomponente verbunden ist.
5. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß eine Kopplung zwischen .der Auswerteinrichtung und einer der Signalquellen zur
Frequenzregelung derselben besteht.
6. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß beide Signalquellen die gleiche frequenzmodulierte Spannung liefern und daß die Signale
der einen Quelle den Außenzonen über eine Phasendreheinricntung zugeführt werden,
welche eine dem Augenblickswert der Frequenz entsprechende Phasendrehung hervorruft.
, 7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die frequenzmodulierte
Spannung eine bestimmte Mittelfrequenz besitzt, daß die Phasendreheinrichtung einen
Transformator mit Primär- und Sekundärwicklung aufweist, daß die frequenzmo.dulierte Spannung
an der Primärwicklung liegt, und daß die auf die Mittelfrequenz abgestimmte Sekundärwicklung
zwischen den beiden Außenzonen des Halbleiters liegt.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Signalquelle
Synchronimpulse liefert und die zweite Signalquelle Ablenkströme, daß die zweite
Signalquelle eine frequenzbestimmende Schaltung enthält und daß eine Verbindung von der
Auswerteinrichtung zu dieser frequenzbestimmenden Schaltung besteht, über welche ein der
Phasendifferenz zwischen den Synchronisiersignalen und den Ablenkströmen entsprechendes
Signal an die frequenzbestimmende Schaltung zur Steuerung der Frequenz der Ablenkströme
gelangt.
o.. Schaltung nach'einem der vorstehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Halbleiter ein Flächen'halbleiter ist.
10. Schaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die
beiden Signalquellen gemeinsame Zone geerdet ist.
11. Schaltung nach einem der vorstehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Halbleiter mit zwei Außenzonen und
einer dritten Zone vorhanden ist und die Zonen des ersten und zweiten Halbleiters so miteinander
verbunden sind, daß sich die bei den einzelnen Halbleitern vorhandenen Unsymmetrien
durch die Parallelschaltung der beiden Halbleiter gegeneinander "aufheben.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
© 509 686 3.56
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