DER0012917MA - - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

Tag der Anmeldung: 7. November 1953 Bekanntgemacht am 29. September 1955

DEUTSCHES PATENTAMT

Die Erfindung liegt auf dem Gebiet des Phasenvergleichs und der Phasendetektoren und bezieht sich auf Schaltungen zum Vergleich der Phasen von elektrischen Signalen und zur Gewinnung von Steuerspannungen und Steuerströmen in Abhängigkeit von dem Phasenunterschied.

Es besteht häufig die Aufgabe, insbesondere bei elektrischen Signalsystemen, die Phasenlage zweier elektrischer Spannungen miteinander zu vergleichen und ein Signal herzustellen, welches nach Größe und Richtung einem etwa bestehenden Phasenunterschied entspricht. Bei einer bekannten Phasenvergleichsschaltung wird eine örtlich erzeugte Spannung mit einer Normalspannung oder Vergleichsspannung hinsichtlich ihrer Phase verglichen oder mit einer anderen keiner örtlichen Regelung unterliegenden Spannung und aus diesem Vergleich ein Steuersignal hergestellt, welches auf die örtliche Spannung einwirkt und diese in Synchronismus undPhasengleichheit mit der gegebenen Normalspannung, der Vergleichsspannung oder einer von äußeren Einflüssen abhängigen Spannung bringt. Beispiele dafür sind gewisse Frequenzregeleinrichtungen, die zur Zeilensynchronisierung in Fernsehempfängern benutzt werden.

Eine andere bekannte Art eines Phasenvergleichs und der Ermittlung des Phasenunterschieds ist die selbsttätige Frequenzsteuerung der Zwischenfre-

509 562/61

R 12917 VIII al'21a¹

(jnenz in vielen bekannten Empfängern für amplitudeninodulicrte und frequenzmodulierte Signale, Ik· i denen unerwünschte Frequenzverschiebungen der Zwischeiifrequenz durch Ermittlung des Phasen-Unterschieds zwischen zwei elektrischen Spannungen und durch* iewinmingeiner Korrekturspannung beseitigt werden.

Klieiiso findet ein Phasenvergleich bei verschiedenen bekannten Demodulatoren für frequenzmodu-Ik¹He Signale statt, beispielsweise bei Phasendiskriniinatorschaltuiigen oiler bei der unter der Bezeichnung Ratiodetektor bekannten Schaltung. Bei diesen Schaltungen hängt die Signalgewiiiiuing von der Feststellung der Änderung der Phase zweier elektrischer Spannungen ab, wobei die Phasenänderung von der Abweichung eines Trägers von einer M iltelfrequenz herrührt.

Die Erfindung bezieht sich auf eine Phasenvergleielisschaltung, bei welcher die Phase der Signale ao einer ersten SignaU|uelle mit der Phase der Signale einer zweiten Signalquelle verglichen wird. Die crfuidungsgeniäße Schaltung erlaubt eine beträchtliche Vereinfachung des Schaltungsaufbaues 1>ci den oben bekannten Anwendungen ohne Einbuße an Genauigkeit oder (lute der Wirkungsweise.

(iemäl.1 der Krfindung wird ein Halbleiter mit zwei gleichwertigen Elektroden und einer dritten Elektrode verwendet, wobei die erste Signalquelle zwischen die dritte Elektrode und eine der beiden gleichwertigen Elektroden und die zweite Signalquelle zwischen die beiden gleichwertigen Elektroden eingeschaltet ist.

Mehrere im folgenden beschriebene Ausführungsbeispiele veranschaulichen die Anwendung der Errindung auf die Phasenmessung, auf die selbsttätige Frequenzsteuerung und auf Demodulatoren für frequenzmodulierte Signale. Andere Anwendungsbeispiele ergeben sich aus den beschriebenen Ausführuiigsfornien.

Die Erfindung bezweckt somit die Schaffung verbesserter und sehr einfacher Phasenvergleichsschaltungen, welche die (!reiße und das Vorzeichen eines zwischen elektrischen Signalen bestehenden Phasenunterschieds anzeigen kann. Die erfmdungsgemäßen Schaltungen lassen sich also auch zur Demodulation winkelmodulierter Spannungen verwenden und ferner auch zur selbsttätigen Frequenzsteuerung.

Schließlich ist die Erfindung auch auf die selbsttätige Frequenzsteuerung einer Ablenkschaltung für Fernschzwecke anwendbar.

Fig. 1 ist ein Schaltbild einer erfmdungsgemäßen Phasen vergleichsschaltung;

Fig. 2 zeigt den Verlauf der Ausgangsspannungen der Schaltung nach Fig. 1 unter verschiedenen I 'haseiiverhältnissen;

Fig. 3 zeigt eine teilweise als Blockschaltbild dargestellte Schaltung für einen erfindungsgemäßeii I )eniodulator für Frequenzmodulation ; fio Fig. 4 zeigt eine teilweise als Blockschaltbild dargestellte Schaltung für eine Fernseliempfangseiiiriclitung mit einer erlüiduiigsgemäßen selbsttätigen Frequenzsteuerung für die Zeüensynchroiiisierung; Fig. 4a zeigt verschiedene mögliche Phasenlagen zwischen den in der Schaltung nach Fig. 4 miteinander verglichenen Signalen.

Die Wirkungsweise der Erfindung soll zunächst an Hand der einfachen Ausführungsform nach Fig. 1 erläutert werden. In dieser sind zwei Wechselstromquellen mit 31 und 33 bezeichnet. Es sei angenommen, daß sic dieselbe Frequenz besitzen, daß aber ein etwaiger Phasenunterschied nach Größe und Richtung festgestellt werden soll. Ein Großflächeiitransistor 10, und zwar ein P-N-P-Transistor, enthält einen Halbleiterkörper ζ. B. aus Germanium oder Silizium mit zwei 1'-Zonen 11 und 15, die durch eine dazwischenliegende N-Zone 13 getrennt sind. An den Flächen 17 und 19 treten elektrische Sperrschichten auf. Die Elektroden 21, 23 und 25, über welche die äußeren Anschlußleitungen mit den Zonen 11, 13 und 15 verbunden sind, stellen Ohmsche, d. h. nicht gleichrichtende Kontaktstellen mit den verschiedenen Zonen dar. Wie üblich wird die Elektrode 21 als Emittor-, die Elektrode 23 ails Basis- und die Elektrode 25 als Kollektorelcktrode bezeichnet. Die Erfindung macht Gebrauch von der Eigenschaft eines Großflächentransistors, unter geeigneten Bedingungen zwischen der Emitterelektrode und der Kollektorelektrode in beiden Richtungen einen go Strom führen zu können. Wegen dieser beiden möglichen Stromrichtungen ist also die Bezeichnung der Elektrode 21 als Emitterelektrode und der Elektrode 25 als Kollektorelcktrode willkürlich und bedeutet keine Beschränkung bezüglich der Funktion dieser Elektrode.

Die Emitterelektrode 21 des Transistors 10 liegt an einem festen Potential, beispielsweise an Erde. Zwischen der Emittorelektrode 21 und der Basiselektrode 23 liegt eine Signalquelle31 und zwischen der Kollektorelektrode 25 und der Emittorelektrode eine weitere Signalquelle 33. Mit dieser ist noch ein Ausgangswiderstand 35 in Reihe geschaltet, an dem die Ausgangsklemmen A und A' liegen.

Während jeder zweiten Halbwelle der Spannung der Quelle 31 ist das Potential an der Basiselektrode 23 positiver als an der Emittorelektrode. Zwischen diesen beiden Elektroden besteht somit dann eine Sperrspannung, und ein Strom geht innerhalb des Halbleiters von der Basiselektrode zur Emittorelektrode über, wenn man als Stromrichtung (im folgenden »klassische Stromrichtung« genannt) diejenige Richtung bezeichnet, die in einem äußeren Belastungskreis einer Batterie vom positiven zum negativen Pol der Batterie durch die Belastung führt. Der Halbleiter besitzt dabei einen verhältnismäßig hohen Widerstand für diesen Strom. Dieser Stromfiuß kann dabei sogar verschwindend klein sein. Man kann somit sagen, daß während der positiven Halbwellen der Signalquelle iao so gut wie kein Strom im Ausgangswiderstand und so gut wie keine Spannung zwischen den Klemmen A und A' auftritt.

Während der negativen Ilalbwellen der Wechselspannungsquelle 31, bei denen die Basiselektrode 23 negativ gegenüber der Emittorelektrode ist, besteht

562/61

R 12917 VIII a/21a'

eine in der Durchlaßrichtung liegende Vorspannung zwischen diesen beiden Elektroden. Die Richtung des klassischen Stroms zwischen diesen beiden Elektroden verläuft während dieser negativen HaIbwellen von der Emitterelektrode zur Basiselektrode durch den Halbleiterkörper. Dies ist die sogenannte Durchlaßrichtung, bei der der Halbleiterkörper einen sehr geringen Widerstand hat. Ferner fließt bei solchen Halbleitern ein erheblicher Strom ίο zwischen der Emitterelektrode und der Kollektorelektrode durch den Halbleiter, wenn der Strom zwischen der Basiselektrode und der Emitterelektrode in der Durchlaßrichtung liegt. Die Größe und die Richtung des über die Emitterelektrode und die Kollektorelektrode fließenden Stroms hängt von der Größe und der Polarität der Potentialdifferenz zwischen der Emitterelektrode und der Kollektorelektrode ab. Somit fließt während der negativen Halbwellen und Spannungsquelle 31 durch den Ausgangswiderstand 35 ein Strom, dessen Größe und Richtung sich aus der jeweiligen Spannung der Spannungsquelle 33 innerhalb dieser negativen Halbwellendauer bestimmt. Die Größe und Polarität der Spannung an den Klemmen A und Ä fällt also entsprechend aus.

Man sieht nun, daß der Mittelwert der Gleichspannung und ihre Polarität an den Klemmen A, A' von dem Phasenunterschied der beiden Wechselspannungen abhängt. Dies sei an Hand der Fig. 2 erläutert, welche die Ausgangsspannung an den Ausgangsklemmen A, A' bei verschiedener Phasenlage der beiden Wechselspannungen zueinander zeigt. Die mit ο bezeichneten Linien bedeuten in Fig. 2 das Potential .der Klemme A als Bezugspotential. Die in der negativen Richtung aufgetragenen Spannungen bedeuten also, daß die Klemme Ä negativer ist als die Klemme A, während die in der positiven Richtung aufgetragenen Spannungswerte eine positive Polarität der.. Klemme Ä gegenüber der Klemme A andeuten. Der Einfachheit halber wird dabei vorausgesetzt, daß die Spannung der Quelle 33 sinus^ form ig sei.

Wenn die Spannung der Quelle 33 in Phase mit der Spannung der Quelle 31 ist, so liegt eine negative Halbwelle dieser Spannung (bei der der Kollektor 25 negativ gegenüber der Emitterelektrode 21 ist) gleichphasig mit der negativen HaIbwelle der Quelle 31. Somit ist während dieser Zeitspanne der Stromweg zwischen der Emitterelektrode und der Kollektorelektrode durchlässig, und es fließt Strom in einer Richtung durch den Ausgangswiderstand 35. Die Ausgangsspannung an den Klemmen A, Ä hat die Form einer vollen negativen Halbwelle, wie durch die Kurve α in Fig. 2 angedeutet.

Wenn die Ausgangsspannung der Quelle 33 der Spannung der Quelle 31 um 90⁰ nacheilt, fallen auf die negative Halbwelle der Spannung 31 gleich große positive und negative Teile der Spannung 33, während zwischen der Emitterelektrode und der Kollektorelektrode des Transistors 10 Strom übergeht. Der Ausgangswiderstand 35 wird also dann nacheinander von Strömen verschiedener Richtung durchflossen. Die Ausgangsspannung an den Klemmen A, Ä enthält eine positive Viertelperiode, auf welche eine ■ negative Viertelperiode folgt, wie in Kurve b dargestellt.

Wenn die Spannung 33 nun i8o° gegen die Spannung 31 verschoben ist, findet während der Stromdurchlaßzeit des Emittorelektroden-Kollektorelektrodenzweiges eine volle positive Halbwelle der Spannung 33 statt. Der Strom im Widerstand 35 hat dann wieder stets die gleiche Richtung, aber verläuft umgekehrt wie der Strom für den zuerst besprochenen Fall der Phasengleichheit. Die Ausgangsspannung an den Klemmen A, A' ist eine positive Halbwelle gemäß Kurve c.

Wenn die Spannung 33 der Spannung 31 um 270⁰ nacheilt, fallen auf die Stromdurchlaßperiode des Emittorelektroden-KollektOTelektrodenzweiges gleich große Teile der negativen und der positiven Halbwelk der Spannung 33. Der Strom durch den Ausgängswiderstand 35 verläuft wieder in beiden Richtungen. Die Ausgangsspannung an den Klemmen A, A' setzt sich aus einer negativen Viertelperiode und aus einer darauffolgenden positiven Viertelperiode gemäß Kurve d zusammen.

Der Verlauf der Ausgangsspannung für Phasenwinkel zwischen, den vier obengenannten Fällen läßt sich aus Fig. 2 leicht ableiten. Wenn die Spannung 33 der Spannung 31 um einen Winkel von weniger als 90⁰ nacheilt, enthält die Ausgangsspannung ungleiche Teile der positiven und der negativen Halbwelle. Dabei ist der negative Teil langer als der positive Teil. Das Verhältnis der Dauer des Teils der positiven Halbwelle zum Teil der negativen Halbwelle nimmt bei einer Änderung des Phasenwinkels von ο bis 90 ° von ο auf 1 zu.

Wenn die Spannung 33 der Spannung 31 um einen Winkel von weniger als 180 °, aber mehr als 90⁰ nacheilt, besteht die Ausgangsspannung aus ungleichen Teilen der positiven und der negativen Halbwelle, wobei der negative Teil kürzer ist als der positive. Das Verhältnis der Dauer des positiven Teils zum negativen Teil nimmt bei Zunahme des Wirikels von 90 auf 180 ° von 1 auf Unendlich zu.

Wenn die Spannung 33 der Spannung 31 um einen Winkel von weniger als 270⁰, aber mehr als i8o° nacheilt, enthält die Ausgangsspannung ungleiche Teile der negativen und der positiven Halbwelle, wobei der positive Teil langer ist als der vorhergehende negative Teil. Das Verhältnis der Dauer des positiven Teils zum negativen Teil nimmt bei Vergrößerung des Winkels von 180 auf auf ι ab.

Wenn die Spannung 33 der Spannung 31 um einen Winkel von mehr als 270⁰, aber weniger als nacheilt, besteht die Ausgangsspannung aus ungleichen Teilen der negativen und der positiven Halbwelle, wobei der positive Teil kurzer ist als der vorhergehende negative. Das Verhältnis der Dauer des positiven Teils ■ zum negativen Teil nimmt bei Zunahme des Winkels von 270 auf 360⁰ von ι auf ο ab.

509 562/61

R 12917 VIIIal21a"

Im vorstellenden ist der Verlauf der Ausgangs-S|)aniiui)g in Abhängigkeit von dem Nacheilungswinkel der Spannung 33 erläutert worden. Man kann natürlich auch von einem Yorellungswinkel der Spannung 33 sprechen, da jeder gegebene Phasenwinkel als ein Voreilungswinkel bezeichnet werden kann oder als ein Xacheilungswinkel um den Komplementiirbetrag zu 3^>o°. So wird z. B. die Ausgaugsspannung b nicht nur bei einer Nachellung der Spannung 33 gegenüber der Spannung 31 um 270" erhalten, sondern auch l>ei einer Voreilung der Spannung 33 gegenüber der Spannung 3 1 und t)O°.

Der l'hasenunlerschied, welcher in der Ausgangsspannung und dem'Ausgangsstrom der Schaltung nach I^1-Ig. 1 /um Ausdruck kommt, kann auf verschiedene Weise nutzbar gemacht werden. Beispielsweise kann man die Ausgangsspannung oder den Ausgangsstrom mittels einer Kathodenstrahlröhre darstellen. Mau kann dann den Phasenwinkel im ganzen Hereich bis zu 360'' unmittelbar beobachten und nach geeigneter Kichung durch Messung des Verhältnisses von zwei Längen oder durch Messung des Verhältnisses zweier Amplituden genau bestimmen.

Ihtikt kann man durch geeignete Filterung oder Integrieruiig der Ausgangsspannung, deren Wechsolstronikomponente entfernen und den Phasenwinkel einfach und genau bis zu iSo° in einem Meßinstrument, beispielsweise einem Instrument mit in der Mitte liegendem Nullpunkt, welches die (jröl.le und Polarität der Gleichstromkomponente wiedergibt, anzeigen.

Ks ist aber zweckmäßig, aber nicht unbedingt notwendig, daß der Transistor 10 ein sogenannter symmetrischer Transistor ist, d. h. daß seine Kennlinien für beide Richtungen des Stromflusses im Kmitturelektroden-Kollektorelektrodenzweig nahezu symmetrisch verlaufen. Diese Hedingung ist nicht bei allen (!roßilächentransistoren erfüllt, sondern infolge des bei der Herstellung verwendeten Verfahrens tritt bei manchen (iroßflächentraiisistoren ein erheblich größerer Widerstand für den Stromlluß in einer bestimmten Richtung zwischen den äußeren Zonen auf, und zwar für gegebene Vorspannungen, als für den Stromfluß in der umgekehrten Richtung bei den entsprechenden Vorspannungen.

Ks können zwar viele Kaktoren zu einer solchen Unsymmetrie führen, jedoch dürfte, wenn die spezifischen Widerstände der beiden äußeren Zonen annähernd gleich sind und wenn die beiden Sperrschichten symmetrisch sind (d. h. gleiche Flächengröße haben).ein ausreichender (!rad von Symmetrie bestehen, um von einem symmetrischen Transistor sprechen zu können.

Die Schaltung nach Fig. 1 arbeitet natürlich dann mit der größen Genauigkeit und fällt am einfachsten aus, wenn der Transistor 12 ein synimefio Irischer Transistor ist. In diesem Zusammenhang sei noch bemerkt, daß man durch Parallelschaltung zweier asymmetrischer Transistoren, wobei sich deren Asymmetrien gegenseitig aufheben, zu einer Anordnung mit einem sehr gut symmetrischen Verlauf der Gesamt-Kennlinie kommen kann.

Man sieht, daß die Erfindung auf die Ermittlung des Phasenunterschieds von elektrischen Signalen gleicher Periodendauer unabhängig von ihrer Kurvenform anwendbar ist. So kann beispielsweise die Spannung 31 in Fig. 1 reclUeckförmig sein. Der Verlauf der Ausgangsspannung ist dann, wie in Fig. 2 dargestellt, im wesentlichen sinusförmig. !Ferner kann die Spannung 31 selbst sinusförmig sein, wobei dann der Spannungsverlauf von der in Fig. 2 dargestellten Form wegen der Änderung des Widerstandes des Emittorelektroden-Kollcktorclektrodenzweiges während jeder Stromdurchlaßperiode von der Sinusform etwas abweichen wird. Auf das oben Gesagte bezüglich der Proportionalität der negativen und positiven Teile der Ausgangsspanniing, auf die Größe und Polarität der Gleichstromkomponente usw. hat dies jedoch keinen Einfluß.

Ein Beispiel für die Benutzung der Erfindung zur Ermittlung des Phasenunterschieds zwischen zwei elektrischen Spannungen von sinusförmigem Verlauf soll an Hand eines Frequenzmodulationsgleichrichters in Fig. 3 gegeben werden. Die Fig. 4 soll dann zeigen, wie der Phasenwinkel zwischen einem impulsförmigen und einem einer sägezahnförmigen Spannung zur Zeilensynchronisierung beim Fernsehen benutzt werden kann.

In Fig. 3, in welcher also ein Demodulator oder eine Gleichrichtung von frequenzmodulierten Signalen dargestellt ist, ist eine frequenzmodulierte Signalquelle mit 41 bezeichnet. Diese kanu beispielsweise der Zwischenfrequenzverstärker eines Frequenzmodulationsempfängers sein. Diese Signalquelle ist über einen Kopplungskondensator 43 an die Basiselektrode 23 eines P-N-P-Großflächcntransistors angeschlossen, während ihre untere Klemme geerdet ist. Die Emitterelektrode 21 ist ebenfalls geerdet.

Die Primärspule 45 eines Transformator« 44 liegt an den beiden Ausgangsklemmen der Signalquelle 41. Die Sekundärspule 47 ist mittels eines Kondensators 49 überbrückt, wobei diese Parallelschaltung bei der Mittelfrequenz oder Ruhefrequenz der frequenzmodulierten Signale auf Resonanz abgestimmt ist. Das eine Ende der Sekundärspule 47 ist mit dem Kollektor 25 verbunden, während das no andere Ende über einen Ausgangswiderstand 50 geerdet ist.

Die Ausgangsspannung der Quelle 41 liegt zwischen der Basiselektrode und der Emitterelektrode wie die Spannung3 t in Fig. 1. Während jeder positiven Halbwelle des frequenzmodulierten Signals, innerhalb deren die Basiselektrode also positiv gegenüber der geerdeten Emitterelektrode ist, ist der Stroniweg zwischen der KoI Ick torelektrode und der Emitterelektrode unterbrochen, und es fließt kein Strom durch den Ausgangswiderstand 50. Während einer negativen I ialbwclle des freciuenzmodulierten Signals ist die Basiselektrode negativ gegenüber der geerdeten Sende-elcktrodc, und zwischen der Emitterelektrode und der Kollektorelektrode geht daher Strom über. Die Größe

562/61

R 12917 Vlllal21a'

und Richtung des Stromflusses über die Emitterelektrode und Kollektorelektrode hängt jedoch von der Größe und Polarität der Signalspannung zwischen diesen beiden Elektroden ab.
.5 Um den Verlauf des Stromes und der Spannung am Widerstand 50 ::u bestimmen, muß zunächst der Verlauf des an der Emitterelektrode und Kollektorelektrode liegenden frequenzmodulierten Signals untersucht werden. Man sieht, daß diese Signale nicht in Phase mit den frequenzmodulierten Signalen zwischen der Basis- und der Emitterelektrode sind. Daß ein Phasenunterschied zwischen beiden Signalen besteht, ergibt sich aus folgendem: Bekanntlich ist der Strom in der abgestimmten Sekundärwicklung eines Transformators um 90⁰ gegenüber dem Primärstrom verschoben, wenn die Speisefrequenz des Transformators gleich der Resonanzfrequenz ist. Dementsprechend ist die Spannung an der abgestimmten Sekundärwicklung ao um 90⁰ gegen die Spannung an der Primärwicklung verschoben, wenn der Transformator mit der Resonanzfrequenz gespeist wird. Ob der Phasenwinkel von 90⁰ nacheilend oder voreilend ist, hängt natürlich davon ab, ob die Spulen entgegengesetzt gewickelt sind oder nicht und ob die Spulenanschlüsse im Primär- und Sekundärkreis entsprechend gewählt sind.

Wenn man den Wicklungssinn und die Anschlußrichtung so annimmt, daß die Selcumdärspannung bei Resonanz der Primärspannung um 90⁰ nacheilt, so gilt folgendes: Wenn die Speisefrequenz über der : Resonanzfrequenz der abgestimmten Sekundärwicklung liegt, so eilt die Sekundärspannung der Primärspannung um einen Winkel von weniger als 90⁰ nach, wobei die Differenz gegen 90⁰ proportional der Differenz der Speisefrequenz und der Resonanzfrequenz ist. Wenn die Speisefrequenz niedriger als die Resonanzfrequenz der Sekundärwicklung ist, so· eilt die Sekundärspannung der Primärspannung um einen Winkel von mehr als 90⁰ nach, wobei der Differenzbetrag gegen 90⁰ proportional der Abweichung der Speisefrequenz von der Resonanzfrequenz ist.

Wenn man den Wicklungssinn und die An-Schlußrichtung so annimmt, daß die Sekundärspannung der Primärspannung bei Resonanz um 90⁰ voreilt, so gilt folgendes: Wenn die Speisefrequenz höher ist als die Resonanzfrequenz der Sekundärwicklung, so eilt die Sekundärspannung derPrimärspannung um einen Winkel von mehr als 90⁰ vor, wobei der Differenzbetrag gegen 90⁰ proportional der Höhe der Speisefrequenz über der Resonanzfrequenz ist. Wenn die Speisefrequenz niedriger als die Resonanzfrequenz ist, so eilt die Sekundär? spannung der Primärspannung um einen Winkel von weniger als 90⁰ vor, wobei die Differenz des Voreilungswinkels gegen 90⁰ proportional der Lage der Speisefrequenz unterhalb der Resonanzfrequenz ist; ' . '

Man erkennt somit, daß bei jeder Wahl der Anschlüsse des Transformators die Phase der Sekundärspannung entsprechend der Frequenz der Signale an der Primärwicklung eine andere ist und daß entgegengesetzte Änderungen bzw. Abweichungen, von der Resonanzfrequenz Abweichungen in entgegengesetztem Sinne von dem rechten Winkel zwischen der Primärspannung und der Sekundärspannung zur Folge haben. Dies gilt auch für die Phasenwinkel zwischen dem Primärstrom und dem Sekundärstrom.

Die besprochenen bekannten Gesetzmäßigkeiten für einen Transformator mit abgestimmter Sekundärwicklung sollen nun auf die Ausführungsform nach Fig. 3 angewendet werden. Zunächst sieht man, daß das Signal an der Primärwicklung 45 stets annähernd in Phase mit dem Signal zwischen der Basiselektrode und der Emitterelektrode des Transistors 10 ist. Die Phase dec Signals zwischen der Emitterelektrode und der Kollektorelektrode hängt jedoch von der jeweiligen Frequenz der Spannungsquelle 41 ab, da sich die Phasenlage an der abgestimmten Sekundärwicklung 47 in der oben erläuterten Weise ändert. Die Kurvenform des Stromes durch den. Widerstand 50 und die Spannung an diesem Widerstand sowie die Größe und Polarität der Gleichstromkomponenten von Strom und Spannung, die alle von dem Phasenunterschied zwischen den beiden Signalen abhängen, geben also ein Maß für die Frequenz der Ausgangssignale der Quelle 41.

Wenn das Ausgangssignal der Quelle 41 bei der Mittelfrequenz oder Ruhefrequenz liegt, ist die Spannung an der Wicklung 47 um 90° gegenüber der Spannung an der Primärwicklung 45 verschoben, und die Gleichstromkomponente der Spannung am Widerstand 50 ist daher Null, d. h., der Mittelwert der Ausgangsspannung ist annähernd Null. Die Ausgangsspannung hat dann einen Verlauf, bei welchem die positiven und negativen Teile annähernd gleich sind.

Wenn man beispielsweise annimmt, daß der Anschluß des Transformators 44 so gewählt ist, daß die Sekundärspannung der Primärspannung nacheilt und die Modulation einer Erhöhung der Signalfrequenz gegenüber der Mittelfrequehz bewirken möge, so eilt die Spannung zwischen der Emitter- und der Kollektorelektrode der Spannung zwischen der Basis- und der Emitterelektrode um weniger als 90⁰ nach. Während jeder Durchlaßperiode des Transistors tritt also ein größerer Teil des negativen Signals und ein kleinerer Teil des positiven Signals an der Wicklung 47, d.h. zwischen ν der Emitterelektrode und der Kollektorelektrode auf. Infolgedessen, enthält die Ausgangsspannung am Widerstand 50 eine Gleichstromkomponente von positiver Polarität gegen Erde, und die Größe dieser Gleichstromkomponente ist proportional der Erhöhung der Signalfrequenz gegenüber der Mittelfrequenz.

Wenn umgekehrt durch die Modulation der Signalfrequenz unter die Mittelfrequenz abgesenkt wird, wird der Nacheilungswinkel der Signale zwischen, der Emitterelektrode und der Kollektorelektrode gegenüber dem Signal zwischen der Basis- und der Emitterelektrode größer als 90⁰. Auf die Stromdurchlaßperiode zwischen der Emit-

509 562/61

R12917VIIIa/21a^l

torelektrode und der Kollektorelektrode fällt also ein größerer Teil des positiven Signals an der Wicklung 47 und ein kleinerer Teil des negativen Signals an dieser Wicklung. Infolgedessen enthält die Spannung am Widerstand 50 eine Gleichstromkoinponeiile vt u negativer Polarität, wobei deren Größe proportional dir Absenkung der Signalfriqucnz unter die M ittelfre(|uen/. ist.

VVenn also das Ausgangssignal der Quelle 41 um eine Mittclfrequenz entsprechend tier Modulation schwankt, so enthält die Spannung am Widerstand 50 eine nach Größe und Richtung entsprechend der Modulation veränderliche Gleichstromkomponente. Wenn man den Ausgangswiderstand 50 an ein Tiefpaßlilter 51 anschließt, welches für die Modulationssignale durchlässig ist, jedoch die Trägerfrequenz sperrt, so sind an den Ausgangsklemmen o, o' dieses Filters nur mehr die Modulationssignale vorhanden.

F.in wichtiger Vorteil eines derartigen Frequenzdeniixlulators besteht aul.ier in seiner Einfachheit und Genauigkeit in seiner Unempiindlichkeit gegenüber Amplitudenmodulationen des frequenzmodulierten Signals. Wenn nämlich unerwünschte Amplitudenmodulationen die Signalamplitude erhöhen, so nimmt der Widerstand /.wischen der Eniiltor und der Kollektorelektrode ab, und bei Abnahme der Signalamplitude steigt der Widerstand zwischen der Emittorelektrode und der KoI-lektorelektrode. l)ie Belastung der Sigiialquelle ändert sich also mit der Signalamplitude, so daß diese Signalquelle an ihren Ausgangsklemmen eine Spannung zeigt, die annähernd unabhängig von der Amplitudenmodulation der frequenzmodulierten Signale ist,

Fig. 4 zeigt eine Anwendung des erfmdungsgeinäßen l'haseiidetektors auf die selbsttätige Frequenzregelung der Zeilenablenkung in einem Fernsehempfänger. Ein üblicher sogenannter Empfangsteil 61 dient zum Empfang und zur Demodulation einer Fernsehträgerwelle. Dieser Empfangste.il kann einen Trägerfrequenzverstärker, einen Frequenzwandler und einen Signaldetektor enthalten, so daß zusammengesetzte Fcrnse'hsignale, bestehend aus Ί5 Videosignalen und Steuersignalen, z. 15. Synchrouisierimpulsen, aus dem modulierten Träger gewonnen werden. Mittels eines üblichen Videoverstärkers O3 wird das zusammengesetzte Signal noch verstärkt.

Der Videoverstärker liegt an einer Bildwidergaberöhre 04, welche in üblicher Weise mit Zeilenableiikspulen 69// und Vertikalablenkspulen 69 V sowie einem Strahlerzeuger mit Kathode 65 und Steuergitter 67 ausgerüstet ist.

An die Ausgangsseite des Videoverstärkers 63 ist eine Trennstufe 7 1 für die Synchronisiersignale angeschlossen. Diese Trennstufe 71 trennt die Synehronisierinipulse vom Videosignal und trennt außerdem die horizontalen und vertikalen Synehronisieriinpulse voneinander. Die vertikalen Synchrouisierimpulse an der Klemme/' liegen an einem vertikalen Ablenkgenerator 73, der die Spulen 69 F speist.

Die horizontalen Ablenkspulcn 69 H werden mit Sägezähnen der Zeilenfrequenz von beispielsweise '5 75⁰Hz vom Iforizontalablenkgencrator 95 gespeist, der seitens eines sogenannten Horizontaloszillators 93 gesteuert wird. Die genaue Schwingungsfrequenz des Oszillators93 wird mittels eines veränderlichen Scheinwiderstandes 91 beeinflußt, der einen Teil des frequenzbestimmenden Kreises des Oszillators 93 bildet. Die Zeilenablenkfrequcnz wird mittels dieses veränderlichen Scheinwiderstandes 91 und mittels eines Phasendetektors gemäß der Erfindung gesteuert, wie sich aus der folgenden Beschreibung ergibt.

F.S ist wieder ein Großflächentransistor 10 der P-X-]'-Type mit Emittorelektrode 21, Basisclektrode 23 und Kollektorelektnxk· 25 vorgesehen. Die Emittorelektrode 21 ist geerdet. Die abgetrennten Zeilenimpulse P von negativer Polarität gelangen über einen Kondensator 75 und einen Widerstand yj zur Basiselektrode 23, so daß zwischen dieser Basiselektrode und der Emittorelektrode periodisch ein Strom in der Durchlaßrichtung fließt. Der Eniittorelektroden-Kollektorelektrodenzwcig wird also bei jedem solchen Impuls/¹ stromdurchlässig. Die Zeilenrücklaufimpulse /^;, die in üblicher Weise von den Zeilenablenkspulen 69// abgenommen werden, liegen an einem Integrationskreis, bestehend aus dem Widerstand 81 und dem Kondensator S3. Die Sägezahnspannung S, die am Kondensator 83 auftritt, liegt über einen Kondensator 85 an der Kollektorelektrode 25.

Der Transistor 10 besitzt einen Ausgangskreis zwischen der Kollektorelektrode 25 und der geerdeten Emittorelektrode 21, der eine lutcgrationsschaltung, bestehend aus dem Widerstand 87 und dem Kondensator 89 und ferner als Belastung parallel zum Kondensator 89 den veränderlichen Scheinwiderstand 91 enthält.

Wegen der kapazitiven Kopplung mit der Kollektorelektrode 25 erscheint die Sägezahnkurve S an dem Kollektor 25 ohne eine Gleichstromkomponente. Solange keine Impulse/³ an der Basiselektrode 23 liegen, ist die am Kondensator 89 auftretende und somit am Scheinwiderstand 91 liegende Spannung annähernd Null. Da jedoch durch die Impulse P an der Basiselektrode 23 der Stromweg von der Emittorelektrode zur Kolbenelektrode stromdurchlässig gemacht wird, und somit die Kollektorelektrode periodisch auf Erdpotential gelegt wird, so wird dem Sägezahn eine Gleichstromkomponente überlagert, die am Kondensator 89 auftritt. Die Größe und Polarität dieser Gleichstromkomponente hängt davon ab, welcher Teil des Sägezahns .S* am Kollektor 25 bei den kurzen Impulsen P gerade vorhanden ist, d. h., hängt von der Phasenlage des Sägezahns zu den Impulsen P ab.

Ein Teil der Sägezahnkurve S ist in Fig. 4a. vcr- i2u größert dargestellt. Diese Figur zeigt drei verschiedene Möglichkeiten der Phasenlage des Impulses P zur Sägezahnkurve.

Wenn der Impuls/-* an die Stelle χ fällt, tritt im F.mittorelektroden-Kollektorelektrodenzweig innerhalb der kurzen Dauer des Impulses /' ein Strom in

562/61

R 12917VIIIa/'21 a¹

beiden Richtungen auf, und es entsteht keine Gteichspannungskomponente, die sich zur Sägezahnspannung addiert. Wenn der Impuls P an der Stelle y Hegt, so verläuft der Strom zwischen der Emitter- und der Kollektorelektrode des Transistors io nur in einer Richtung, ist also ein klassischer Strom von der Kollektorelektrode zur Emitterelektrode, und zum Sägezahn wird eins Gleichspannungskomponente addiert, welche den veränderlichen Scheinwiderstand 91 in einer bestimmten Richtung ändert. Wenn andererseits der Impuls P an der Stelle ζ liegt, so fließt der Strom zwischen der Emitter- und der Kollektorelektrode ebenfalls nur in einer Richtung, aber in umgekehrtem Sinne wie bei der Lage des Impulses P an der Stelle y, d. h., es fließt ein klassischer Strom von der Emitterelektrode zur Kollektorelektrode, und es tritt eine Gleichspannungskomponente von umgekehrter Polarität zu dem Sägezahn hinzu, so daß sich der Scheinwiderstand 91 auch in umgekehrter Richtung ändert.

Wenn also der Oszillator 93 mit der richtigen Frequenz und Phase schwingt, so liefert der Phasendetektor keine Gleichspannung, und der Scheinwiderstand 91 bleibt unbeeinflußt, solange . keine Änderung der Phasenverhältnisse eintritt.

Wenn der Oszillator 93 gegenüber den ankommenden Synchronimpulsen langsamer zu schwingen beginnt (wobei es gleichgültig ist, ob bei konstanter Frequenz der Synchronimpulse die Schwingungsfrequenz des Oszillators abnimmt oder bei konstanter Frequenz dieses Oszillators die Synchronimpulse mit höherer Frequenz eintreffen), so eilen die Synchronimpulse gegenüber dem Sägezahn 5* vor, so daß jeder Synchronimpuls innerhalb der ersten Hälfte des Rücklaufs des Sägezahns, also etwa an der Stelle y liegt. Ohne eine Korrektur würde nun der Phasenwinkel immer weiter zunehmen, und die Impulse P würden innerhalb jedes folgenden Sägezahnrücklaufs zu einem früheren Zeitpunkt auftreten. Wenn jedoch durch die erfindungsgemäße Schaltung eine Gleichspannung am Kondensator 89 entwickelt wird und sich daher die Größe des Scheinwiderstandes 91 im richtigen Sinne verändert, so nimmt die Schwingungsfrequenz des Oszillators 93 zu, so· daß der Zustand der Phasengleichheit wieder angenähert wird und die Gleichspannung am Kondensator 89 auf Null zurückgeht.

Wenn andererseits der Oszillator 93 schneller zu schwingen beginnt, wobei es gleichgültig ist, ob bei konstanter Frequenz der Synchronimpulse die Frequenz des Oszillators zunimmt oder bei konstanter Oszillatorfrequenz die Frequenz der Synchronimpulse abnimmt, so eilen die abgetrennten Synchronimpulse der Sägezahnspannung nach und fallen etwa auf die Stelle ζ in Fig. 4 a. Wenn keine Phasenregelung vorhanden wäre, würde sich dieser Phasenunterschied bei jedem folgenden Sägezahn noch vergrößern. Da jedoch bei der erfindungsgemäßen Schaltung am Kondensator 89 eine Spannung entsteht, deren Polarität die entgegengesetzte ist wie im vorher besprochenen Falle, ändert sich die Größe des Scheinwiderstandes 91 im richtigen Sinne, um die Schwingungsfrequenz des Oszillators 93 abnehmen zu lassen. Während diese Schwingungsfrequenz wieder auf ihren richtigen Wert zurückgeht, wandern die Synchronimpulse P wieder in die der Phasengleichheit entsprechende Lage, und die Gleichspannung am Kondensator 89 verschwindet wieder.

Die verschiedenen Bestandteile der Fernsehschaltung in Fig. 4, die nur durch Rechtecke dargestellt sind, können in üblicher Weise ausgeführt werden oder auch mit Halbleitern arbeiten.

Der Zeilensägezahngenerator 95 kann z. B. einen Transistor enthalten, so daß die Sägezahnströme in den Ablenkspulen dadurch erzeugt werden, daß ein Transistor als elektronischer Schalter benutzt wird, der eine in Reihe mit den Ablenkspulen liegende Spannungsquelle¹ periodisch anschließt und abtrennt.

An Stelle der in den beschriebenen Ausführungsbeispielen verwendeten P-N-P-Transistoren kann man auch N-P-N-Transistoren. benutzen. Außerdem fallen auch Schaltungen mit sogenannten Punktkontakttransistoren unter die Erfindung. Sofern Punktkontakttransistoren bei einer Schaltung mit Basiselektrode als Eingangselektrode zu Instabilitäten neigen sollten, sind Großfläehentransistoren vorzuziehen.

Schließlich soll nochmals betont werden, daß man zwar asymmetrische Transistoren für die Zwecke der Erfindung benutzen kann, daß aber bezüglich der Genauigkeit und der Einfachheit bei symmetrischen Transistoren noch größere Vorteile erzielt werden.

Claims (11)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung mit einem Halbleiter, der zwei Zonen eines ersten Leitungstyps und zwischen ihnen eine Zone des entgegengesetzten Leitungstyps enthält, bei dem ferner alle drei Zonen mit Elektroden versehen sind und bei dem außerdem eine erste Wechselstromsignalquelle zwischen einer der Außenzonen und der mittleren Zone und eine zweite Wechselstromsignalquelle zwischen den beiden Außenzonen liegt, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Außenzonen von gleicher Größe und gleicher Leitfähigkeit sind und bei gleicher Spannung gleiche Ströme in die Mittelzone liefern und daß ein der Phasendifferenz der Signale entsprechender Strom zwischen den Außenzonen den Halbleiter durchsetzt und ausgewertet wird.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswertungseinrichtung einen Widerstand zwischen den beiden Außenzonen enthält.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselstromsignale so zugeführt werden, daß zwischen den beiden Außenzonen ein Strom mit einer Gleichstromkomponente fließit, dessen Größe und Richtung von der Größe und dem Sinn

509 562/61

R 12917 Villa/21a¹

der I'hasendifU'renz zwischen den lx?iden Wechsel st π misignalcn abhängt.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Auswerfeinrichtung eine Integriereinrichtung zur Glättung der (ileichstronikoinponente verbunden ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, da!.! eine Kopplung zwischen der Auswerteinrichtung und einer der Signalquellen zur Frequenzregelung derselben besteht.

(). Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dal.l beide Signalquellen die gleiche frequenzniodulierte Spannung liefern und daß die Signale der einen Quelle den Außenzonen über eine l'hasendreheinrichtung zugeführt werden, welche eine dem Augenblickswert der l'requenz entsprechende 1 'hasendrehung hervorruft.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die frequenzmodulierte Spannung eine bestimmte Mittelfrequenz besitzt, daß die Phasendreheinrichtung einen Transformator mit Primär- und Sekundärwicklung aufweist, daß die frequenzmodulierte Spannung an der Primärwicklung liegt, und daß die auf die Mittelfrequenz abgestimmte Sekundärwicklung zwischen den beiden Außenzonen des I lalbleiters liegt.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Signalquelle Synchronimpulse liefert und die zweite Signalquelle Ablenkströme, daß die zweite Signalquelle eine frequenzbestimmende Schaltung enthält und daß eine Verbindung von der Auswerteinrichtung zu dieser frequenzbestimmenden Schaltung besteht, über welche ein der Phasendifferenz zwischen den Synchronisiersignalen und den Ablenkströmen entsprechendes Signal an die frequenzbestimmende Schaltung zur Steuerung der Frequenz der AblenkstrÖmc gelangt.

9. Schaltung nac'h einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Halbleiter ein Flächen'halbleker ist. 4-5

10. Schaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Signalquellen gemeinsame Zone geerdet ist.

11. Schaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Halbleiter mit zwei Außenzonen und einer dritten Zone vorhanden ist und die Zonen des ersten und zweiten Halbleiters so miteinander verbunden sind, daß sich die bei den einzelnen Halbleitern vorhandenen Unsyinmetricn durch die Parallelschaltung der beiden Halbleiter gegeneinander aufheben.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

© 509 562/61 9.55