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Anordnung zur digitalen Übertragung einer analogen Spannungs-
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größe Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur digitalen Übertragung
einer analogen Spannungsgröße, die einen Modulator zur Umsetzung der analogen Spannungsgröße
in eine Folge einheitlicher Impulse, ein Übertragungssystem fEr die Pulsfolge und
einen Demodulator zur Rückgewinnung der analogen Spannungsgröße aus der Folge der
übertragenen Impulse aufweist, wobei die analoge Spannungsgröße im Modulator diskontinuierlich
abgetastet wird und der bei einer Abtastung anstehende Wert der analogen Spannungsgröße
die zeitliche Folge der Impulse beeinflußt.
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Derartige Anordnungen zur digitalen Übertragung analoger Spannungsgrößen
sind handelsüblich und beispielsweise aus dem Elektronik-Lexikon", Franckhlsche
Verlagshandlung, Stuttgart 1974, Seite 413 entnehmbar. Bei der bekannten Pulsfrequenzmodulation
wird die Pulsfrequenz verändert. Die analoge Spannungsgröße wird dabei je nach Polarität
in eine Frequenz f0 + t f umgewandelt, wobei die Spannungsgröße proportional zu
a f ist. Am Ende der Übertragungsstrecke folgt die Demodulation durch einen Frequenz-Spannungswandler,
bei dem die Grundfrequenz f0 unterdrückt wird.
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Um die Welligkeit der Ausgangsgröße niedrig zu halten, muß das benötigte
Tiefpaßfilter entsprechend ausgebildet werden. Dadurch ergibt sich aber auch ein
schlechtes Einschwingverhalten, das gleichbedeutend mit einer relativ niedrigen
Grenzfrequenz ist.
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Bei der bekannten Pulsphasenmodulation wird die Phase des Grägerpulses
verändert. Dies bedeutet, daß der Trägerimpuls innerhalb der Periodendauer um eine
Mittellage entsprechend der zu übertragenden analogen Spannungsgröße verschoben
wird Diese digitale Ubertragung analoger Spannungsgrößen macht jedoch eine Synchronisation
für die einzelnen Periodendauern erforderlich.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung der eingangs
genannten Art anzugeben, die ein gutes Einschwingverhalten aufweist und ohne zusätzliche
Synchronisation auskommt.
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Die Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß jeder bei einer
Abtastung entstehende Impuls einen zeitlichen Abstand zum vorangehenden Impuls aufweist,
der gegen ii ber dem beim Wert Null der analogen Spannungsgröße vorhandenen Normalabstand
um eine zum im Abtastzeitpunkt vorhandenen Wert der analogen Spannungsgröße proportionale
Zeitspanne verkürzt oder verlängert ist. Damit wird im Modulator ein Tiefpaßfilter
überflassig. Die Ausgangsspannung kann nahezu ungeglättet weiterverarbeitet werden.
Es muß lediglich mit einer Totzeit gerechnet werden, die so groß ist wie die Periodendauer
der niedrigsten Übertragungsfrequenz. Ein Einschwingvorgang dauert höchstens doppelt
solange. Eine zusätzliche Synchronisation wie bei der Pulsphaaenmodulation zur Erkennung
der Phasenlage innerhalb der Periodendauer erübrigt sich, da die übertragene Information
in dem Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden einheitlichen Impulsen enthalten
ist und damit der vorangehende Impuls den zeitlichen Bezugspunkt liefert. Damit
liegt ein Unterschied sowohl zur Pulaphasenmodulation als auch zur Pulsfrequenzmodulation
vor. Bei der erstgenannten liegt die zu übertragende Information in der Lage eines
jeden Impulses innerhalb einer zeitlich starren Periodendauer, bei der letztgenannten
Modulationsart direkt in der Impulsfrequenz.
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In einer bevorzugten Ausfahrungsform des Modulators ist ein Vergleichsglied
vorgesehen, das die Ausgangaspannung eines Integrators mit der Ausgangsspannung
eines Summierverstärkers vergleicht, der die Summe einer konstanten Bezugsspannung
sowie der analogen
Spannungsgröße bildet, wobei das Vergleichsglied
jeweils bei erreichter Spannungs gleichheit der Spannungen einen Schalter betätigt,
der während einer vorgegebenen konstanten Zeitspanne das Zurücksetzen der Integratorspannung
auf den Wert Null sowie die Abgabe eines der einheitlichen Impulse bewirkt. Ein
solcher Modulator ist kostengünstig und mit geringem Aufwand aus wenigen handelsüblichen
Bauteilen zu erstellen.
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Es ist vorteilhaft, wenn der Schalter eine monostabile Kippstufe ist.
Die Dauer des instabilen Zustandes der Kippstufe bestimmt die Länge der einheitlichen
Impulse.
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Ferner kann der Schalter einen weiteren Schalter steuern, der den
Integrationskondensator des Integrators kurzschließt. Damit wird auf einfache Weise
das Zurücksetzen der Integratorspannung auf den Wert Null am Ende eines Abtastzyklus
erreicht und die Schaltung für den nächsten Abtaatzyklus vorbereitet.
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Es ist vorteilhaft, wenn die Eingangsspannung des Integrators mit
der konstanten Bezugsspannung tibereinstimmt. Damit ist beim Wert Null der analogen
Spannungsgröße die Rückstellschwelle durch dieselbe Spannungsquelle bestimmt, die
auch die Integrationssteilheit bestimmt. Toleranzen dieser Spannungen haben auf
diese Weise keinen Einfluß auf die Grundfrequenz des Integrators. Brequenzbestimmend
für diese Grundfrequenz sind allein die vom Widerstand und Kapazität des Integrators.
Diese lassen sich sehr genau realisieren.
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Bs ist ferner vorteilhaft, wenn als Übertragungssystem ein Opto-Koppler
dient. Damit ist es möglich, die analoge Spannungsgröße potentialfrei zu übertragen,
In einer bevorzugten AusfUhrungsform des Demodulators ist ein Integrator vorgesehen,
dessen Eingang alternativ über einen ersten Schalter an eine negative Ladespannung
oder über einen zweiten Schalter an eine positive Ladespannung anschließbar ist,
ist dem Integrator ein Momentanwertspeicher über einen dritten Schalter
nachgeschaltet,
ist ein vierter Schalter zur Überbruckung des Integrationskondensators vorgesehen,
bildet der Ausgang des Momentanwertspeichers den Demodulatorausgang und sind die
Schalter durch ein Steuerglied betätigbar, dessen Eingang die dem Übertragungasystem
entnehmbaren einheitlichen Impulse zugefahrt sind. So mit ist auch der Demodulator
aus wenigen handelstiblichen Bauteilen kostengünstig und mit geringem Aufwand erstellbar,
wobei Glättungsglieder überflüssig sind.
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Ein bevorzugtes Verfahren zum Betrieb eines Modulators besteht darin,
daß für einen Demodulationazyklus durch das Steuerglied mit der abfallenden Flanke
eines ersten der demodulatorseitig eingehenden einheitlichen Impulse der erste Schalter
für eine vorgegebene Hochlaufzeit geschlossen wird, wobei die Hochlaufzeit kürzer
ist als der durch den Modulationshub erreichbare kürzestmögliche Zeitabstand zwischen
zwei einheitlichen Impulsen und daß am Ende der Hochlaufzeit die Integratorspannung
größer als die benötigte maximale Ausgangsspannung des Demodulators ist, daß nach
Ablauf der Hochlaufzeit der erste Schalter geöffnet und der zweite Schalter für
eine Abintegrationszeit geschlossen wird, die mit dem Eintreffen der ansteigenden
Flanke des folgenden zweiten einheitlichen Impulses beendet wird, daß mit der abfallenden
Flanke des zweiten einheitlichen Impulses der dritte Schalter für eine Übertragungszeit
geschlossen wird, die mit der ansteigenden Flanke des folgenden dritten einheitlichen
Impulses endet und daß während der Dauer des dritten Impulses der vierte Schalter
zur Entladung des Integrationskondensators geschlossen wird und daß mit der abfallenden
Flanke des dritten Impulses ein neuer Demodulationazyklus eingeleitet wird. Die
demodulatorseitige Abtastfrequenz ist somit halb so groß wie die modulatorseitige
Abtastung der analogen Spannungsgröße. Am Ausgang des Momentanwertspeichers steht
die übertragene Spannungsgröße zur VerfUgung. Abweichend davon ist es auch möglich,
durch Einsatz eines schnelleren Speichers und gegebenenfalls Verlängerung der Dauer
der einheitlichen Impulse während der Dauer des zweiten einheitlichen Impulses die
Übernahme der am Integratorausgang anstehenden demodulierten Spannung und die Entladung
des Integrationskondensators durchzuftihren. Damit kann die demodulatorseitige Abtastfrequenz
ebenso hoch sein wie die des Modu-
lators. Dies kann auch durch
einen im Gegentakt arbeitenden Demodulator bewerkstelligt werden.
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Als Schalter im Demodulator sind vorteilhaft Halbleiterspeicher eingesetzt,
da diese lediglich eine geringe Steuerleistung und hohe Schaltfrequenzen ermöglichen.
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Eine bevorzugte Ausführungsform des Demodulators zur Durchfahrung
des Verfahrens besteht darin, daß das Steuerglied den Eingang des Demodulators bildet,
daß das Steuerglied ein erstes und ein zweites JK-Speicherglied aufweist, wobei
die vom Übertragungssystem übertragenen einheitlichen Impulse dem dynamischen Eingang
des zweiten JK-Speichergliedes und über ein Invertierglied den dynamischen Eingang
des ersten JK-Speichergliedes zugeführt sind, daß die antivalenten Ausgänge des
ersten JK-Speichergliedes auf die entsprechenden Vorbereitungseingänge des zweiten
JE-Speichergliedes zurückgefahrt sind, daß der eine Ausgang des zweiten JK-Speichergliedes
mit dem Eingang einer monostabilen Kippstufe verbunden ist, deren Ausgang mit dem
ersten Schalter in Verbindung steht, daß der eine Ausgang des ersten JK-Speichergliedes
sowie der invertierte Ausgang der Kippstufe konjunktiv verknüpft mit dem zweiten
Schalter verbunden sind, daß der andere Ausgang des zweiten JK-Speichergliedes mit
dem dynamischen Eingang des ersten JK-Speichergliedes konjunktiv verknüpft dem Steuereingang
des dritten Schalters und daß der andere Ausgang des zweiten JK-Speichergliedes
mit dem dynamischen Eingang des zweiten JK-Speichergliedes konjunktiv verknüpft-dem
Steuereingang des vierten Schalters zugeführt sind.
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Im folgenden wird die Erfindung anhand eines Ausführungsbeispiels
in den Figuren 1 bis 6 näher erläutert. Dabei zeigt: Figur 1 ein Schaltbild des
Modulators sowie den modulatorseitigen Teil des Übertragungssystems, Figur 2 den
Zusammenhang zwischen Meßspannung und dem Abstand zwischen den am Modulatorausgang
anstehenden einheitlichen Impulsen,
Figur 3 den eigentlichen Demodulator,
Figur 4 das zum Demodulator gehörige Steuerglied sowie den demodulatorseitigen Teil
des Übertragungsaystems, Figur 5 ein Impulsdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise
des Steuergliedes und Figur 6 den zeitlichen Verlauf der Spannung am Integrator
des Demodulators.
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Der in Figur 1 dargestellte Modulator 1 stellt im wesentlichen einen
Sägezahngenerator dar. Er umfaßt einen aus einem Operationsverstärker 3 sowie einem
Widerstand R7 und einem Kondensator C1 bestehenden Integrator 2, einen aus einem
Operationsverstärker 5 sowie den Widerständen R2, R3 und R4 bestehenden Summierverstärker
4, ein Vergleichsglied 7, dem die Ausgangsspannung U2 des Integrators 2 sowie die
Ausgangsspannung U4 des Summierverstärkers 4 zugeführt ist und einen dem Vergleichsglied
7 nachgeschalteten Schalter 8, der als monostabile Kippstufe ausgeführt ist. Der
Ausgang der monostabilen Kippstufe bildet den Ausgang 9 des Modulators.
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Die monostabile Kippstufe 8 betätigt einen als elektronischen Schalter
ausführbar'en weiteren Schalter S11, der zum Kurzschließen des Integrationskondensators
Cl des Integrators 2 dient. Den Eingang des Modulators, an den die zu wandelnde
analoge Spannungsgröße Umeß anzulegen ist, bildet die Klemme 6. Die Klemme 6 ist
über den Widerstand R2 mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers
5 verbunden. Eine negative konstante Bezugsspannung -Ug ist dem Widerstand R1 des
Integrators sowie über den Widerstand R3 dem Summierverstärker 4 zugeführt.
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Der Summierverstärker 4 bildet die Summe aus der negativen konstanten
Bezugsspannung UB sowie der an der Eingangsklemme 6 anliegenden analogen Spannungsgröße
Umeß und stellt diese ausgangsseitig als U4 zur Verfügung. Die negative Bezugsspannung
UB dient gleichzeitig dazu, um den Kondensator Cl des Integrators 2 aufzuladen.
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Die Ausgangsspannung U2 des Integrators 2 entspricht während des Ladevorgangs
der ansteigenden Flanke eines Sägezahnimpulses. Bei Gleichheit der Ausgangsspannung
U2 des Integrators 2 sowie der Ausgangsspannung U4 des Summierverstärkers 4 gibt
das Vergleichsglied 7 an die monostabile Kippstufe 8 ein Steuersignal ab, worauf
die
monostabile Kippstufe 8 für die Zeitdauer TR in den instabilen Zustand übergeht
und somit einen der einheitlichen Impulse In abgibt, der am Ausgang 9 des Modulators
zur Verfügung steht.
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Gleichzeitig wird während der Dauer dieses einheitlichen Impulses
der weiterc Schalter Sil geschlossen, wodurch der Kondensator C1 des Integrators
2 entladen wird und am Ausgang des Integrators 2 die Spannung U2 auf Null xurückfällt.
Der durch den Schalter S11 geschlossene Entladekreis für den Kondensator C7 ist
so bemessen, daß mit Sicherheit während der Dauer TR eines der einheitlichen Impulse
der Kondensator C1 entladen ist. Die Integratorausgangsapannung U2 läuft somit repetitiv
immer wieder hoch, bis der Wert der Ausgangsspannung U4 des Summierverstärkers 4
erreicht ist, worauf jeweils einer der einheitlichen Impulse In abgegeben wird.
Die Ausgangsspannung U4 des Summierverstärkers 4 schwankt in Abhängigkeit von der
Größe der zu übertragenden analogen Spannungsgröße Umeß an der Eingangsklemme 6
des Modulators 1. Nimmt die an der Eingangsklemme 6 anliegende analoge Spannungs
größe Umeß den Wert Null an, steht ausgangsseitig am Summierverstärker 4 der durch
die negative Beeugsspannung-Ug vorgegebene Spannungswert U40 an. Der Integrator
2 benötigt zum Hochlauf auf diese Spannung U40 eine Zeit 0. Bei erreichter Spannungsgleichheit
steht am Ausgang 9 des Modulators die ansteigende Flanke eines der einheitlichen
Impulse zur Verfügung. Der Abstand zu der abfallenden Flanke des vorangehenden einheitlichen
Impulses beträgt somit 20 (Normalabstand).
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Nimmt die an der Eingangsklemme 6 anstehende analoge Spannungsgröße
Umeß einen positiven Spannungswert an, steht ausgangsseitig am Summierverstärker
4 eine gegenüber der Spannung U40 verkleinerte Spannung U4 an. Diese verringerte
Spannung U4 wird beim Hochlauf der Ausgangsspannung U2 des Integrators 2 früher
erreicht, so daß der Abstand der ansteigenden Flanke des nummehr abzugebenden einheitlichen
Impulses zu der abfallenden Flanke des vorangehenden einheitlichen Impulses gegenüber
der Zeitdauer 20 um die Zeitspanne d T verkuerzt ist. Nimmt die analoge Spannungsgröße
Umeß negative Spannungswerte an, weist der bei einem Abtastzyklus ent-
stehende
einheitliche Impuls In zum vorangehenden Impuls In 1 einen gegenüber dem Normalabstand
20 vergrößerten Abstand auf.
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Die Abstandsvergrößerung bzw. Abstandsverkleinerung gegenüber dem
Normalabstand weist eine strenge Linearität zur Meßspannung Umeß auf. Dadurch daß
die negative konstante Bezugsspannung UB sowohl zur Bildung des Normalabstandes
D0 als auch zur Ableitung des Ladestroms ftir den Integrator 2 und damit die Integrationssteilheit
herangezogen wird, haben Toleranzen dieser Spannung keinerlei Einfluß auf die Hochlaufzeit
des Integrators 2 und damit auf die Grundfrequenz des Sägezahngenerators. Frequenzbestimmend
für die Grundfrequenz sind allein die Komponenten R1 und C1 des Integrators 2. Durch
geeignete Bemessung dieser Komponenten ist die Hochlaufzeit in weiten Grenzen variierbar
und somit ohne Aufwand die notwendige Anpassung an die Änderungsgeschwindigkeit
und damit die Abtastungspräzision der analogen Spannungsgröße Umeß zu erreichen.
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Mit der Ausgangsklemme 9 des Modulators 1 ist der modulatorseitige
Teil des Übertragungssystems 10 verbunden. Dieser Teil dieses Übertragungasystems
10 besteht im Ausführungsbeispiel aus einer Leuchtdiode 11,die über einen Widerstand
R5 an positiver Spannung liegt. Der am Ausgang 9 des Integrators 1 jeweils am Ende
eines Modulationszyklus anstehende einheitliche Impuls bewirkt bei diesem Übertragungasystem
die Abgabe eines gleichgestaltigen Lichtimpulses, der von dem demodulatorseitigen
Teil des Übertragungssystems 10 in Form eines Lichtempfängers aufgenommen wird.
Zur Übertragung des optischen Signals über größere Entfernungen können beispielsweise
Lichtleiter eingesetzt werden. Soll lediglich eine Potentialtrennung von Modulator
und Demodulator erreicht werden, kann als Ubertragungssystem ein Opto-Koppler verwendet
werden. Alternativ zur optischen Signalübertragung ist in den Fällen, in denen eine
Potentialtrennung unerheblich ist, selbstverständlich auch eine elektrische Signalübertragung
möglich.
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Figur 2 zeigt den Arbeitsbereich des Modulators 1, wobei als Koordinate
die Ausgangsspannung des Summierverstärkers 4, als Abzisse der zeitliche Abstand
zwischen Je zwei aufeinanderfolgenden der einheitlichen Impulse aufgetragen ist.
Es ist ersichtlich, daß
durch die Funktion des Modulators 1 die
Ausgangsspannung U4 und damit natürlich auch die zu übertragende analoge Spannungsgröße
Umeß in eine Impulsfolge umgewandelt wird, wobei der Abstand zwischen jeweils zwei
Impulsen die zu übertragende Information beinhaltet. Nimmt die Ausgangsspannung
U4 für den Wert der analogen Spannungsgröße Umeß gleich Null den Wert U40 an, weist
der Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden einheitlichen Impulsen den Normalabstand
20 auf. Von Null abweichende Werte der analogen Spannungsgröße Umeß bewirken Abweichungen
der Ausgangsspannung U4 vom Wert U40, wobei positive Werte der analogen Spannungsgröße
Umeß eine Verkleinerung von U4 um k . Umeß, negative Werte der analogen Spannungsgröße
Vergrößerung der Ausgangsspannung um den Wert k . Umeß gegenüber dem Wert U40 bewirken.
Der Wert von k ist durch die Größe der Widerstände des Summierverstärkers 4 gegeben.
Somit wird jeder Wert der analogen Spannungsgröße Umeß in einen entsprechenden proportionalen
Abstand zum vorangehenden einheitlichen Impuls umgewandelt. In Figur 2 ist davon
ausgegangen, daß die analoge Spannungsgröße Umeß zwischen den Extremwerten +Umeß
max und Umeß mag schwanken kann. Damit ist für die Ausgangsspannung U4 des Summierverstärkers
4 eine maximale Schwankung von + k . Umeß max um den Wert U40 möglich. Dieser maximale
Spannungshub wird durch den Modulator in einen maximalen zeitlichen Hub umgesetzt,
der den Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden einheitlichen Impulsen zwischen
T0 - ATmax und 20 + ATmax bewirkt.
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Figur 3 zeigt den eigentlichen Demodulator 12, der jedoch - um wirksam
zu werden - durch das in Figur 4 dargestellte Steuerglied 13 zu ergänzen ist. Der
eigentliche Demodulator besteht aus einem Integrator 14 sowie einem dem Integrator
14 nachgeschalteten Momentanwertspeicher 16, dessen Ausgang 18 den Ausgang des Demodulators
12 bildet. An diesem Ausgang 18 steht ein genaues Abbild der analogen Spannungsgröße
Umeß in Form der Ausgangsspannung Ue eB zur Verfügung. Der Integrator 14 besteht
aus einem Operationsverstärker 15, einem Kondensator C2 sowie den Widerständen R6
und R7, die mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 15 verbunden
sind.
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Der Widerstand R6 liegt an der negativen konstanten Spannung -URb
der Widerstand R7 an der positiven Spannung +UR. Durch den steuer-
baren
elektronischen Schalter S1 ist der invertierende Eingang des Operationsverstärkers
15 an die negative Spannung UR anschaltbar, durch den steuerbaren Schalter S2 kann
der invertierende Eingang des Operationsverstärkers 15 mit der positiven Spannung
+UR verbunden werden. Der Kondensator C2 des Integrators 14 kann durch einen vierten
steuerbaren elektronischen Schalter S4 überbrückt werden. Der Ausgang 19 des Operationsverstärkers
15, der den Ausgang des Integrators 14 bildet, steht zu dem nachgeschalteten Momentanwertspeicher
16 in Verbindung, wobei der Momentanwertspeicher 16 einen Operationsverstärker 17,
einen Kondensator C3 sowie die Widerstände R8, R9 und RiO umfaßt. Die am Ausgang
19 des Integrators 14 anstehende Spannung kann nach Schließen eines dritten Schalters
S3, der als steuerbarer elektronischer Schalter ausgeführt ist, an den invertierenden
Eingang des Operationsverstärkers 17 angelegt werden.
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Durch geeignete Steuerung der Schalter S1, S2 und S4 wird die in dem
zeitlichen Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden einheitlichen Impulsen enthaltene
Information wieder in eine analoge Spannungsgröße im Integrator 14 umgewandelt.
Das am Integratorausgang * anstehende Abbild der analogen Spannungsgröße Umeß wird
durch zeitgerechtes Schließen des dritten Schalters S3 in den Momentanwertspeicher
16 übernommen und steht an der Ausgangsklemme 18 zur Verfügung.
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Die zeitliche Steuerung der Schalter S1 bis S4 erfolgt durch das in
Figur 4 dargestellte Steuerglied. Im linken Teil der Figur ist der demodulatorseitige
Teil des Übertragungssystems 10 wiedergegeben.
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Ein Fototransistor 20 wandelt die übertragenen einheitlichen Lichtimpulse
in gestaltgleiche elektrische Impulse um. Der Kollektor des Fototransistors 20 ist
mit dem Emitter eines Ansteuertransistors 21 verbunden, dessen Kollektor ueber einen
Widerstand R12 an positiver Spannung liegt. Diese Emitteransteuerung des Fototransistors
20 dient der Erhöhung der Schaltgeschwindigkeit. Die vom modulatorseitigen Teil
des Übertragungssystems 10 eingehenden optischen einheitlichen Impulse stehen an
der Klemme 30 des Übertragungssystems als gestaltgleiche elektrische Impulse mit
proportional zur analogen Spannungsgröße Umeß varlierendem Abstand zur verfügung.
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Die Ausgangsklemme 30 des Übertragungssystems 10 ist mit der Eingangsklemme
31 des Steuergliedes 13 des Demodulators 12 verbunden.
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Im Steuerglied 13 wird ein Zeitraster zur Steuerung der Schalter S1
bis 54 des Integrators sowie des Momentanwertspeichers 16 des Demodulators lr abgeleitet.
Zu diesem Zweck wird das an der Ein gangsklemmme 31 anstehende Signal UD über ein
Invertierglied 24 dem dynamischen Eingang eines ersten JK-Speichergliedes 22 sowie
direkt dem dynamischen Eingang eines zweiten JK-Speichergliedes 23 zugeführt. Der
Ausgang Q des ersten JK-Speichergliedes 22 ist auf den Vorbereitungseingang J des
zweiten JK-Speichergliedes, der Ausgang 5 dem Vorbereitungseingang E des JK-Speichergliedes
23 zugeführt. Der Ausgang Q des zweiten JK-Speichergliedes 23 steht mit dem Eingang
einer monostabilen Kippstufe 25 in Verbindung. Die Zeitdauer des instabilen Zustandes
der monostabilen Kippstufe 25 ist durch einen Kondensator C4 sowie einem Widerstand
R11 vorgegeben.
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Das Ausgangssignal der monostabilen Kippstufe 25 ist über ein Invertierglied
26 dem Steuereingang des ersten Schalters S1 im Integrator 14 zugeführt. Der Ausgang
Q des ersten JK-Speichergliedes 22 ist zusammen mit dem Ausgang des Invertiergliedes
26 einem NAND-Gatter 27 zugeführt, dessen Signal dem zweiten Schalter 22 zugeleitet.
Der Ausgang Q des zweiten JK-Speichergliedes 23 sowie der Ausgang des Invertiergliedes
24 sind mit den Eingängen eines NAND;Gatters 28 verbunden, dessen Ausgang am Steuereingang
des dritten Schalters S3 des Demodulators 12 ansteht. Ferner ist ein weiteres NAND-Gatter
29 vorgesehen, das eingangsseitig mit der Klemme 31 sowie dem Ausgang 4 des zweiten
JK-Speichergliedes verbunden ist, und dessen Ausgang mit dem Steuereingang des vierten
Schalters S4 des Demodulators 12 verbunden ist. Die an den Ausgängen des Steuergliedes
13 entnehmbaren Signale ! T2, 2 und URe8 werden in den Schaltern S1 bis S4 invertiert
und dienen als Signale 11 I22 S und Tores zur Steuerung der Schalter.
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Die Wirkungsweise des Demodulators wird in dem in Figur 5 dargestellten
Impulsdiagramm veranschaulicht. Das am Eingang 31 des Steuergliedes 13 anliegende
Signal UD stellt den im Modulator 1 gebildeten Impulszug, bestehend aus den Impulsen
In In+1, In+2, dar. Dies sind die im Modulator 1 gebildeten einheitlichen Impulse,
deren
Dauer TR durch die monostabile Kippstufe 8 vorgegeben ist.
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Der Abstand zwischen der abfallenden Flanke des Impulses In sowie
der ansteigenden Flanke des Impulses In+1, der mit Tn bezeichnet ist, enthält die
im Modulator 1 verschlüsselte Information leber den Wert der analogen Spannungsgröße
Umeß, während des mit der abfallenden Flanke des Impulses In beginnenden Abtastzyklus.
Dies gilt analog ebenfalls ftir die mit Ion+1 Tn+2bezeichneten Zwischenräume, wobei
der letztere dem Normalabstand TO zwischen zwei Impulsen entspricht, der im Modulator
1 zustandekommt, wenn die analoge Meßspannung Umeß den Wert Null aufweist.
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Aus dem Signal UD wird im Steuerglied 13 durch die beiden JE-Speicherglieder
22 und 23 am Ausgang Q des JK-Speichergliedes 22 die mit 22Q bezeichnete Impulsfolge,
am Ausgang Q des JK-Speichergliedes 23 die mit 23Q bezeichnete Impulsfolge abgeleitet.
Das am Ausgang Q des JK-Speichergliedes 23 anstehende Signal löst an der monostabilen
Kippstufe 25 das Signal T1 aus, dessen Dauer TK durch die Komponenten Ril, C4 der
Kippstufe 25 vorgegeben ist. Damit wird im Modulator 12 für die Dauer TK der Schalter
S1 geschlossen, so daß der Hochlauf der Integratorspannung U19 beginnt. Die Integratorspannung
U19 kann an der Klemme 19 abgegriffen werden. Der Spannungsverlauf an der Klemme
19 ist im Impulsdiagramm ganz unten dargestellt. Die Zeitdauer TK ist so bemessen,
daß sie kleiner als der kleinat-mögliche Abstand zwischen zwei einheitlichen Impulsen,
also kleiner als T0 - Gmax ist. In dieser Hochlaufphase des Integrators 14 wird
ein Spannungawert UH erreicht, der größer ist als die benötigte maximale Ausgangsspannung
des Integrators 14. Nach Ablauf der Zeitspanne TK wird der Schalter S1 wieder geöffnet,
der Schalter S2 jedoch durch den Impuls 22 des Steuergliedes 13 geschlossen. Damit
liegt nunmehr die positive Spannung UR über den Widerstand R7 am invertierenden
Eingang des Operationsverstärkers 15, wodurch die an der Klemme 19 anliegende Integratorspannung
U19 abzusinken beginnt.
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Die ansteigende Flanke des Impulses In+1 führt zum Abfall des Signals
T2, wobei der Schalter S2 wieder geöffnet wird. Die Abintegration des Integrators
14 ist somit beendet. An der Integratorausgangsklemme 19 des Demodulators 12 steht
somit ein Spannungswert an, der ein Abbild der am Eingang des Modulators 1 anstehenden
analogen
Spannungsgröße Umeß darstellt. Mit der abfallenden Flanke
des Impulses 1n+1 steht am dritten Schalter S3 ein von dem Steuerglied 13 abgeleitetes
Signal S zur Verfügung, wodurch der an der Integratorklemme 19 anstehende Spannungswert
in den Momentanwertapeicher 16 übernommen wird, so daß an dessen Ausgangsklemme
18 das Abbild Umeß der analogen SpannungsgröBe Umeß verlegbar ist. Ftir die Dauer
TR des folgenden Impulses In+2 steht dem vierten Schalter S4 des Demodulators ein
Betätigungssignal zur Verfügung, wodurch der Kondensator C2 des Integrators entladen
und damit die Spannung an der Klemme 19 des Integrators auf Null zurtickgesetzt
wird. Mit der abfallenden Flanke des Impulses In+2 beginnt ein neuer Demodulationszyklus.
Da in diesem Fall der Abstand zum nächstfolgenden Impuls In+3 dem Normalabstand
T0 entspricht, der nur beim Wert Null der analogen Spannungsgröße Umeß am Modulator
1 zustandekommt, steht in diesem Fall am Ausgang 19 des Integrators 14 am Ende des
Integrationszyklus der Spannungswert Null an. Die Abtastfrequenz des Demodulators
12 ist somit halb so groß wie die Abtastfrequenz des Modulators 1. Der für die vom
Spannungswert UH ausgehende Abintegration im Rahmen eines Demodulationszyklus wirksame
Integratorstrom ist so gewählt, daß beim Vorliegen des Normalabstandes T0 zwischen
zwei einheitlichen Impulsen die Spannung an der Ausgangsklemme 19 des Integrators
14 den Wert Null annimmt.
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Figur 6 veranschaulicht den Arbeitsbereich des Demodulators. Im Zeitpunkt
Null eines jeden Demodulationszyklus beginnt der Hochlauf des Integrators 14 durch
Schluß des Schalters S1 ftir die Zeitspanne TK ausgelöst durch das Signal T1. Unmittelbar
anschließend beginnt sofort die Abintegration die durch den Eingang der ansteigenden
Flanke des nächsten einheitlichen Impulses gestoppt wird. Der frühestmögliche Eingang
des nächsten einheitlichen Impulses kann nach Verstreichen der Zeitspanne T0 - AT
mmaX erfolgen. Dies führt zur may maximalen positiven Ausgangsapannung Umeßmax an
der Klemme 19 des Integrators 14. Dem entspricht, daß dieser kErzestmögliche Abstand
zwischen zwei einheitlichen Impulsen am Modulator durch den maximal zulässigen positiven
Wert der analogen Meßspannung Umeß hervorgerufen wird. Besteht im Rahmen eines Demodulationszyklus
zwischen zwei einheitlichen Impulsen der Normalabstand T,, weist auch die
Ausgangsklemme
19 des Integrators 14 den Spannungswert Null auf, wie die am Eingang des Modulators
1 anstehende analoge Spannungsgröße Umeß. Besteht zwischen zwei aufeinanderfolgenden
einheitlichen Impulsen der maximal mögliche Abstand lo + A TmaX führt die Abintegration
durch einen lang andauernden Schluß des zweiten Schalters S2 zur maximal möglichen
negativen Ausgangsspannung Umeßmax an der Ausgangsklemme 19 des Integrators 14.
Diese an der Klemme 19 anliegenden Spannungswerte werden in den Momentanwertspeicher
16 übernommen und können an dessen Ausgangsklemme 18, die den Ausgang des Demodulators
12 bildet, abgegriffen werden.
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Zusammenfassend läßt sich feststellen, daß durch die erfindungsgemäße
Anordnung ein System zur digitalen Übertragung analoger Spannungsgrößen zur VerfUgung
steht, das mit geringem Aufwand eine präzise Übertragung der analogen Meßspannung
gestattet.
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6 Figuren 10 Patentansprüche