DE1960532A1 - Deltamodulationssystem - Google Patents

Description

WESTERN ELECTRIC COMPANY Incorporated Kotch-Slana 1-8

New York, N, Y., 10007, VStA

Deltamodulation system

Die Erfindung betrifft einen verbesserten Integrator für Deltapulscodemodulationssysteme. Derartige Integratoren werden verwendet, um diskrete Ladungsmengen unter dem Einfluß jedes Deltapulscodemodulationsimpulses zur Umwandlung dieser Impulse in eine analoge Spannung zu integrieren.

Unter den zahlreichen Anordnungen, die zur Darstellung analoger Signale in digitaler Form zur Verfügung stehen, hat die Deltamodulation den Vorteil, die Verwendung der einfachsten Codier- und Decodierschaltungen zuzulassen. Allgemein gesprochen erfordert diese Anwendung eine Quantisierung von Signalpegeländerungen, d. h. die Darstellung durch einen von zwei diskreten Werten oder Quantenpegeln der Differenz zwischen einer Signalabtastprobe, die irgendeine Amplitude in einem fortlaufenden Bereich haben kann,und einem Referenzpegel, der durch die vorher übertragene Signalprobe bestimmt ist.

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Bei einer einfachen Form der Deltamodulation werden die übertragenen Impulse an gleiche Ihtegrierschaltungen im Sender und im Empfänger angelegt. Der Ihtegratorausgang im Sender liefert einen Referenzpegel, der mit dem ursprünglichen Signal oder dem Nachrichten eingangs signal mit einer Geschwindigkeit verglichen wird, die durch die Abtastfrequenz bestimmt ist. Wenn die Augenblicksamplitude des Eingangssignals höher als der Ausgangsreferenzpegel des Integrators zu Beginn eines Abtastintervalls ist, wird während des Abtastintervalls ein Ausgangsimpuls mit positiver Polarität übertragen. Dieser Ausgangsimpuls erzeugt seinerseits den Quantenpegel, der den Ihtegratorausgang vergrößert, um einen höheren Referenzpegel für die nächste Abtastperiode zu liefern. Wenn dagegen die Augenblicksamplitude des Eingangssignals geringer als der Ausgangsreferenzpegel des Integrators ist, wird kein Ausgangsimpuls übertragen, wobei der Ausgangsreferenzpegel des Integrators während des folgenden Abtastintervalls abnimmt. Die Dichte des entstehenden Ausgangsimpulszugs entspricht damit der Neigung des Eingangs signals.

Bei einem Deltamodulation system gibt die Amplitudenquantisierung Anlaß zu Abweichungen der Signalspannung, die im

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Empfänger aus der anfänglichen Signalspannung wiedergegeben wird, die zum Sender geliefert wird. Solche Abweichungen werden als Quantisierungsrausch bezeichnet. Sie können durch Verwenden einer hohen Abtastfrequenz und/oder eines kleinen Amplitudenquants kontrolliert werden. Wenn das Amplitudenquant ein fester Wert ist, kann dieser Rauschfaktor bei geringen Signalpegeln unzulässig werden, wenn das Amplitudenquant nicht ebenfalls sehr klein ist. Jedoch kann die Überwindung der Probleme bei kleinem Signal durch einfaches Verwenden eines kleinen, festen Amplitudenquants die naturgetreue Verfolgung der Signalform in ihrem dynamischen Bereich verhindern. Daher kann diese Lösung nur mit einer übermäßigen Vergrößerung der Abtastfrequenz, d. h. einer Vergrößerung der Übertragungsbandbreite durchgeführt werden, die sich für kommerzielle Anwendungen als undurchführbar erweisen kann.

Erfindungsgemäß werden diese Probleme durch Verwenden einer überraschend einfachen Anordnung gelöst, die einen sehr genauen Aufbau und eine genaue Wiedergabe der übertragenen Signale, wie auch eine beträchtliche Verringerung des Quanti-

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sierungsrauschs ermöglicht, ohne daß eine Vergrößerung der

Abtastfrequenz notwendig wird. Der Sender besteht aus dem herkömmlichen Komparator und Abtaster, wobei die Ausgangsimpulse des Abtasters Quantenpegel erzeugen, die integriert und dem Komparator zum Vergleich mit den Eingangssignalen zugeführt werden.

Erfindungsgemäß wird ein Integrator geschaffen, der unter dem Einfluß von Deltapulscodemodulationsimpulsen einer vorbestimmten Art mit diskreten Ladungsmengen beliefert wird, -um die Deltapulscodemodulationsimpulse in eine analoge Span- * nung umzuwandeln. Ein Schrittregister oder Auf-und Abwärtszähler ist vorgesehen, der unter dem Einfluß der Deltapulscodemodulations impulse weiters ehaltet, ferner eine Einrichtung, die auf das Schrittregister anspricht, um die Größe der Ladung zu ändern, die unter dem Einfluß jedes Impulses durch die Einrichtung erzeugt wird, um die diskreten Ladungeinengen zu erzeugen.

Bei einem speziellen Aueführungsbeispiel wird ein binärer "Aufwärts-Abwärts¹¹-Zähler verwendet, um die gewünschten Quantenpegel zu erhalten. So ergibt eine Folge von Abtaster«

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ausgangsiznpulsen des einen Typs eine zunehmende Zählung in der einen Richtung, während eine Folge des entgegengesetzten Typs eine zunehmende Zählung in der entgegengesetzten Richtung ergibt. Bei einer Anordnung hängt die Zählung in der entgegengesetzten Richtung von der Zählung ab, die bei der Umkehr erreicht ist, z. B. würde eine binäre Signalfolge von 1, 1, 1, 1, 0, 0, ... vom Abtaster einen Zählerausgang von 1, 2, 3, 4, -3 -2 ... ergeben. Bei einer anderen Anordnung beginnt die Zählung in der entgegengesetzten Richtung stets mit null, z.B. würde 1, 1, 1, 1, 0, 0, ... einen Zählerausgang 1, 2, 3, 4, -1 -2 ... ergeben. Der Zählerausgang steuert dann ausgewählte Bewertungskondensatoren so daß die gewünschten Quantenpegel am Integrator vorgesehen werden.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der beigefügten Zeichnungen beschrieben. Es zeigen

Fig. 1 ein Blockschema des Senders und des Empfängers eines Deltamodulationssystems entsprechend einem Ausführungsbeispiel der Erfindung;

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Fig, 2A und 2B. Zeitdiagramme, die die Arbeitsweise

bekannter Anordnungen erläutern;

Fig. 3 ein Zeitdiagramm, das die Arbeitsweise des in Fig. 1 dargestellten Deltamodulationssystems erläutert; und

Fig. 4-7 mit größeren Einzelheiten das Ausführungsbeispiel des Systems, das in Fig. 1 dargestellt ist.

Ih Fig. 1 ist ein Blockschema eines Ausführungsbeispiels der Erfindung dargestellt, das die Form der differentiellen Quantisierung eines Signals durchführt, die als Deltamodulation bekannt ist. Das Eingangssignal auf dem Leiter 10 im Sender geht zunächst zu einem Komparator oder einer Differenzschaltung 11, wo es mit dem Ausgang des Integrators 15 auf dem Leiter 16 verglichen wird. Der Ausgang des Komparators 11 auf dem Leiter 12 geht zu einem Signalabtaster oder Impulsmodulator 13, der einen binären Impuls "1" auf dem Leiter liefert, wenn das Differenzsignal positiv ist und einen binären Impuls ¹V" , wenn das Differenz signal negativ ist, und zwar jedesmal, wenn auf dem Leiter 19 ein Zeitgeberimpuls empfangen wird. Das "quantisierte" Signal auf dem Leiter 14 wird

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dann fiber den Leiter 18 zum Integrator 15 und zum Zähler 17 fibertragen. Der Ausgang auf dem Leiter 14 wird ferner zum Empfänger übertragen, wo er im Abtaster 20 abgetastet wird und fiber den Zähler 21 und die Integriere chaltung 22 geht, um ein Abbild des ursprünglichen Eingangs signals zu liefern. .

Diese grundsätzliche Arbeitsweise eines Deltamodulation senders ohne den Zähler 17 ist bekannt, sie ergibt, wie z.B. in der US-Patentschrift 2.817.061 von F. K. Bowers vom 17. Dezember 1957 dargestellt ist, ein deltamoduliertes Ausgangssignal des Abtasters 13, der in den Fig. 2A und 2B dargestellten Art. Zur Erläuterung sei ein Signal 36 betrachtet, das mit der entsprechenden Abtastgeschwindigkeit aufeinanderfolgende Amplituden aufweist, die im unteren Teil der Fig. 2A angegeben sind, Wenn immer die Spannung in der Sägezahnfigur 37, die den Ausgang des Integrators 15 darstellt, kleiner als die Spannung in der Kurve 36 ist, wenn ein Zeitgeberimpuls an den Abtaster 13 angelegt wird, z.B. im Punkt a der Fig, 2A,wird vom Abtaster 13 ein binärer Impuls "1" fibertragen, wie es durch eine ausgezogene Linie im unteren Teil der Fig. 2A angegeben ist. Dieser Impuls wird

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über den Leiter 14 zum zugehörigen Empfänger übertragen und ferner an den Eingang des Integrators 15 angelegt, sodaß die Spannung am Ausgang des Integrators 15 um einen vorbestimmten, festen Betrag, der ein Quantenpegel genannt wird, zum Punkt b zunimmt.

Während des Rests des Abtastintervalls nimmt die im Integrator 15 gespeicherte Spannung auf die Hälfte des Quantenpegels ab, sodaß beim Empfang des nächsten Zeitgeberimpulses am Abtaster 13 die Spannung in der Figur 37 am Punkt c angelangt sein wird, wobei die Spannung wiederum kleiner als die. Spannung in der Kurve 36 ist. Daher erzeugt zu diesem Zeitpunkt der Komparator 11 wiedtr ein positives Ausgangs signal, das das Zeitgebersignal moduliert, um einen binären Ausgang "1" des Abtasters 13 zu erzeugen. Dieses binäre Signal ^irl" dient wieder dazu, die Ladung im integrator 15 um einen Quantenpegel zu vergrößern. Dieses Mal bleibt jedoch die Spannung in der Figur 37 auf dem Pegel d, der die Spannung in der Kurve 36 am Anfang des nächsten Abtastintervalle übersteigt. Unter diesen Umständen liefert der Komparator 11 kein Ausgangssignal, wie es im unteren Teil der Fig. 2A durch eine

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ge strichelte Linie dargestellt ist. Dies dient dazu, den Ausgang des Abtasters 13 zu sperren, wobei eine Übertragung eines binären Signals "θ" zum zugehörigen Empfänger und eine weitere Abnahme des Integratorausgangs zum Punkt e ergibt. Dieser Prozeß setzt sich fort, wobei die Ausgangs spannung des Integrators um das durch die Kurve 36 dargestellte Eingangssignal schwankt, sodaß eine Annäherung des Eingangssignals entsteht, die am Empfänger benutzt werden kann, um das ursprüngliche Eingangssignal wiederzugeben, indem einfach die Abtast- und Integrier operationen wiederholt werden.

In diesem Fall ist es von Bedeutung zu bemerken, daß die bekannte Anordnung einen festen Quantenpegel benutzt, sodaß ohne Rücksicht auf die Neigung des Eingangssignals die Integratorausgangsspannung stets um denselben Betrag steigt, der durch den festen Quantenpegel bestimmt ist. Solang das Eingangssignal eine beträchtliche Amplitude aufweist, reicht die Abtastfrequenz, die durch die Ausgangssignale des Abtasters am unteren Teil der Fig. 2A dargestellt ist, aus, um eine Signalfigur zu liefern, die eine naturgetreue Wiedergabe

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des ursprünglichen Eingangssignals erlaubt. Wenn jedoch das _t Eingangssignal eine sehr kleine Amplitude hat, wie es in Fig. 2B dargestellt ist, erzeugt ein fester Quantenpegel eine Spannungsfigur ohne Rücksicht auf die Abtastfrequenz, die dem ursprünglichen Eingangssignal nicht mit ausreichender Genauigkeit folgen kann, um eine zufriedenstellende Wiedergabe des Eingangs signals im zugehörigen Empfänger zu ermöglichen. Das Eingangssignal 30 in Pig. 2B unterscheidet sich nur in der Amplitude von der in Fig. 2A dargestellten Kurve 36. In diesem Fall ist die Amplitude der Signalspannung wesentlich kleiner, z.B. um einen Faktor 10 kleiner als die Spannung in der Kurve 36, wobei die Spannung in der Kurve 3Q im 0, lVolt-Maßstab dargestellt ist, während die Spannung in der Kurve 36 in einem 1 Volt-Maßstab angegeben ist.

Als Ergebnis der Amplitudenquantisierung nimmt die Genauigkeit der Eingangs Signalwiedergabe infolge der Verwendung eines festen Quantenpegels zur Erzeugung der Ihtegratorausgangsspannung mit niedriger Amplitude ab. Aus Fig. 2B ergibt sich offensichtlich, daß ein genauer Aufbau der Eingangs spannung nicht unterhalb eines gegebenen Schwellenwerts übertragen wird. Die gestrichelt in Fig. 2B dargestellte Kurve 31 zeigt die

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niederfrequente Komponente der integrierten Spannungsfigur 32, die offensichtlich eine sehr rohe Annäherung des Eingangssignals darstellt. Überdies ist bei Sprachspannungen mit geringer Amplitude der Quantisierungerausch besonders störend, da dieser Rausch im Absolutwert eine Konstante ist, die von der Eingangsspannung unabhängig ist. Dies zeigt, daß das Verhältnis zwischen der Eingangespannung und dem Quantisierungsrausch mit Eingangs spannungen mit niedriger Amplitude abnimmt.

Die beiden Effekte, die insbesondere bei niedrigen Eingangs- Signalamplituden störend sind, d. h. eine ungenaue Wiedergabe und ein abnehmendes Verhältnis der Eingangsspannung zum Quantisierungsrausch bei niedrigeren Sprachamplituden werden erfindungsgemäß beseitigt. So wird, wie in Fig. 1 angegeben ist, jeder Ausgangsimpuls des Abtasters 13 bewertet, beruhend auf der Folge der vorherigen Impulse, d.h. der Zähler 17 wandelt einen ersten positiven Impuls in einen Spannungs schritt o~ um, den nächstfolgenden positiven Impuls in einen Schritt von 2 o-..... bis zu N oder mehr aufeinanderfolgenden Impulsen der Bewertung N er. Eine genau analoge Situation besteht für negative Impulse.

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Der Aufwärts-Abwärts zähler 17 im Integratorkreis liefert die gewünschte Bewertung der Ausgangsimpulse des Abtasters 13 zum Anlegen an den integrator 15. Offensichtlich hat daher das Integratorausgangssignal keinen festen Wert, stattdessen ändert es sich entsprechend der Signalbewertung, die vom Zähler 17 zugeführt wird, die ihrerseits vom Typ des im Komparator 11 empfangenen Eingangssignal abhängt. Auf diese Weise erzeugen Eingangssignale mit steigender Amplitude Integratorausgangsspannungen mit entsprechend steigender Amplitude und umgekehrt. Hierdurch wird es selbstverständlich dem Sender ermöglicht, dem Eingangs signal naturgetreu in seinem ganzen dynamischen Bereich zu folgen.

Die Ergebnisse können anhand der Fig. 2B und 3 betrachtet werden, in denen die Wirkung von Eingangs Signalen mit kleinem Pegel auf den Deltamodulationssender, der einen festen Quantenpegel, Fig. 2B, benutzt, mit der Wirkung der gleichen Eingangssignale auf einen Sender,entsprechend dem Ausführungsbeispiel der Erfindung Fig. 3, verglichen wird. In Fig. 2B umfaßt das Quant 0,4 Volt, ein Kompromißwert, der die Verfolgung von Signalen mit großer Amplitude nicht ernsthaft gefährdet.

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Trotzdem können Spannungen innerhalb dieses Bereichs nicht genau registriert werden. Es sei z. B. auf die Situation am Punkt f hingewiesen, wo ein Vergleich zeigt, daß die Spannung im ititegratorausgang 32 kleiner als die Spannung im Eingangssignal 30 ist. Ein Ausgangsimpuls des Abtasters steuert somit den Integrator so, daß eine augenblickliche Zunahme seiner Größe auf dem Punkt g entsteht, von wo aus er während des Rests des Abtastintervalls abnimmt, um am Punkt h zu Beginn des nächsten Abtastintervalls anzukommen. Da der Punkt h beträchtlich oberhalb der Augenblicksamplitude des Eingangssignals 30 liegt, erzeugt der Komparator jetzt keinen Ausgang des Abtasters, wobei der Ausgang des Integrators weiterhin während des folgenden Abtastintervalls eine Abnahme zeigt. So ist am Punkt j , der zu Beginn des nächstfolgenden Abtastintervalls auftritt, die Ausgangs spannung des Integrators wieder kleiner als die Spannung im abtastenden Signal zu dieser Zeit, sodaß ein weiterer vollständiger Quantenanstieg bewirkt wird. Dieser Vorgang setzt sich ohne Änderung des Ausgangssignals 31 fort, bis die Amplitude des Eingangs- · signals 30 um mehr als 0, 2 Volt oder einen halben Quantenspannungswert zunimmt. Offenbar kann daher keine Änderung

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der Amplitude des Eingangs signals registriert werden, so- ' lang das Signal in den Bereich der Hälfte des festen Quantenwerts fällt.

Der Vorteil bei der Benutzung eines veränderlichen oder bewerteten Quants gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nun offensichtlich. So ist in Fig. 3 das gleiche Eingangssignal 30 mit kleiner Amplitude wiedergegeben. In diesem Fall ist jedoch ein Quant cf von 0, 025 Volt verwendet. Dies ist möglich, weil der veränderliche Integratorausgang eine naturgetreue Verfolgung ohne Rücksicht auf die Eingangssignalamplitude erlaubt. Die .erfindungsgemäße Bewertung addiert den Quantenwert zu dem vorher registrierten Wert oder subtrahiert ihn von ihm, je nach dem vorher erhaltenen Abtasterausgang. So würde ein Abtasterausgangsimpuls zug 1, 1, 1, 1, 0, 0, ... Quantenschritte von or, 2 or, 3 or, 4 or, -3 c, -2 or, ... ergeben. Wenn man wiederum die Lage am Punkt f betrachtet, wo die Integrator ausgangs spannung geringer als die Spannung im Eingangssignal zu dieser Zeit ist, erlaubt der Komparator dem Abtaster, einen positiven Ausgangsimpuls zu liefern, der seinerseits einen bewerteten Spannungswert

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oder einen Spannungsschritt zum Integrator 15 leitet. Da das vorherige Ausgangssignal der erste positive Spannungsschritt σ war, erzeugt der derzeitige Ausgang des Abtasters 13 den zweiten Spannungs schritt 2 o*im Aufwärts-Abwärts -zähler 17. Daher steigt der Integratorausgang, der durch das Anlegen dieses Spannungsschritts 2 c entsteht, vom Punkt f um 2 σ , in diesem Fall um 0,05 Volt, zum Punkt g an. Bei diesem Ausführungsbeispiel sperrt der Integrator eine Entladung zwischen den Abtastimpulsen. Somit ist der Integratorausgang zur Zeit des Anlegens des nächsten Abtastimpulses am Punkt h, der auf oder etwas oberhalb der Augenblicksamplitude des Eingangssignals zu dieser Zeit liegt. In dieser Lage erlaubt der Komparator 11 dem Abtaster nicht, einen positiven Ausgangsimpuls zu liefern, wobei der Aufwärts-Abwärtszähler 17 einen Spannungs schritt mit negativem σ an den Integrator 15 anlegt, sodaß sein Ausgang abnimmt, um sich zu Beginn des nächsten Abtastintervalls am Punkt j zu befinden. Zu dieser Zeit ist selbstverständlich der Ausgang des Integrators 15 auf dem Leiter 16 geringer als der Signaleingang auf dem Leiter 10, sodaß der Komparator 11 wieder ein positives Ausgangs signal liefert, das über den Abtaster

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synchronisiert wird, umim Aufwärts-Abwärtszähler 17 den ersten Spannungsschritt o* zu erzeugen.

Dies ist dann die Figur, die so lang verfolgt wird wie eine flache Kurve zu verfolgen ist. Wenn die Neigung jedoch stärker wird, wie zwischen den Punkten k und ρ der Kurve in Fig. 3 zu sehen ist, wird die Fähigkeit der Anordnung gemäß der Erfindung des genauen Verfolgens offensichtlich. So steigt, beginnend am Punkt k, der lhtegratorausgang mit Hilfe des einfachen positiven Spannungsschritts σ , der durch den Aufwärts-Abwärtszähler 17 an dem Integrator 15 angelegt wird, auf den am Punkt 1 angegebenen Pegel. Da der Punkt 1 noch unterhalb der Kurve liegt, gibt der Abtaster 13 ein zweites positives Signal ab. Dies ergibt seinerseits einen positiven Spannungs schritt von 2 o% der durch den Aufwärts-Abwärtszähler 17 erzeugt wird, und der seinerseits einen stärkeren, Anstieg des Ausgangs des Integrators 15 bewirkt und einen . entsprechend größeren Sprung zwischen den Punkten 1 und m. Trotzdem wird der Integratorausgang wieder zu einem Punkt unter dem Eingangssignal am Punkt m gebracht, sodaß ein positiver Spannungs schritt von 3 o* zu dieser Zeit an dem Inte-

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grator 15 angelegt wird. Der sich ergebende Sprung zum Punkt η reicht schließlich aus, um das Eingangssignal zu übersteigen. Da der positive Spannungsschritt vor der Umkehr eine Größe von 3 o* hat, besitzt der erste negative Schritt eine Größe von 2 o*, wobei der Ausgang auf einen Pegel am Punkt ρ gebracht wird, der unterhalb des Eingangssignals liegt. Somit erlaubt die vorliegende Anordnung eine getreuere Verfolgung des Eingangssignals, wenn starke Amplitudenänderungen auftreten, als es bei den in der Steigung begrenzten bisherigen Anordnungen möglich war, wie sie in Fig. 2A dargestellt sind.

Bei diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung bestehen die Aufwärts-Abwärtszähler 17 und 21 aus der in Fig. 4 dargestellten Schaltung, während die Integratoren 15 und 22 aus den in Fig. 5 dargestellten Schaltungen bestehen. Der hier verwendete Zähler zeigt die "Bewertung" eines ankommenden Impulses den Integratoren 15 und 22 an. Somit ist ein Aufwärts-Abwärtszähler notwendig, bei dem zu Beginn jeder Sprechverbindung ein Impuls mit der Einheitsbewertung er geliefert wird. Dies erfordert selbstverständlich eine Synchronisierung zwischen den Zählern im Sender und Empfänger, damit ein Impuls, der

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mit einer Bewertung σ Übertragen wird« stets im Empfänger _t als solcher interpretiert wird. Um diese Synchronisierung zu erhalten, muß in die Zähler im Sender und Empfänger eine Rückstellmöglichkeit eingebaut sein.

Grundsätzlich bestehen die Aufwärts-Abwärtszähler 17 und 21 jeweils aus einem vielstufigen Flip-Flop-Zähler, der in der Lage ist, bis zum maximalen Signalpegel zu zählen, für den in einem gegebenen System ein bewerteter Ausgang erforderlich sein kann. Ih Fig. 4 ist ein dreistufiger Zähler dargestellt, dessen Stufen 401, 402 und 403 aus bekannten, bistabilen Flip-Flop-Schaltungen bestehen. Das Eingangssignal vom Abtaster 13 oder 20 wird auf dem Eingangsleiter 405 empfangen, wobei aus Gründen der Zuverlässigkeit das komplementäre Signal auf dem Leiter 406 geliefert wird. Die Einstelleingänge der jeweiligen Flip-Flop-Schaltungen sind in jedem Flip-Flop-Kästchen durch ein S angegeben, während die Rückstelleingänge durch R angegeben sind. Die Ausgänge der Flip-Flop-Schaltungen 401 - 403 werden von den Ausgangsleitern 410 - 412 abgenommen.

Es ist ein dreistufiger, binärer Zähler dargestellt, obwohl jede Anzahl von Stufen, die die Forderungen des Betriebs erfüllt,

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stattdessen verwendet werden kann. Die logischen Eingangsgatter, die aus bekannten NODER-und N UND-Gattern bestehen, sind so angeordnet, daß sie das erforderliche Aufwärts-Abwärtszählschema ermöglichen. Wenn z.B. auf dem Eingangsleiter 405 sieben aufeinanderfolgende positive Eingangs signale empfangen werden, liefert nur die Stufe 401 einen Ausgang, der an ihrem Ausgangsleiter 410 unter dem Einfluß des ersten Eingangssignale erscheint. Das zweite Eingangssignal läßt seinerseits ein Ausgangs signal nur am Ausgangsleiter 411 erscheinen. Entsprechend der binären Zählung erzeugt das dritte Eingangssignal Ausgänge auf den Leitern 410 und 411 usw. bis zum siebten Eingangssignal, das Ausgangssignale auf allen drei Ausgangsleitern 410 - 412 ergibt. Es sei nun angenommen, daß nach den sieben positiven Eingangssignalen das nächste Eingangssignal negativ ist. Dies bedeutet selbstverständlich, daß das vorher auf dem Eingangsleiter 405 erscheinende Signal "1" sich nun in ein Signal "θ" ändert, wobei das Signal "l" auf dem Leiter 406 erscheint. Die logischen Eingangsgatter sind so angeordnet, daß nach Empfang des Eingangssignals "l" auf dem Leiter 406 der Zähler zur vorherigen Zählung, nämlich 6, zurückkehrt, wobei nur auf den Ausgangsleitern 411 und

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Signale entstehen. Der Zweck der in der Stufe 401 dargestellten Klemme 415 betrifft die Rückstellsteuerung des Zählers 21, deren Arbeiteweise später anhand der Erläuterung der Fig. 6 betrachtet wird.

In Fig. 5 ist der Integrator 15 im Sender oder sein gleiches Gegenstück, der Integrator 22 im Empfänger, im einzelnen dargestellt. Die dort dargestellte Anordnung ist ein Typ, der als "Eimer und Schöpfkelle¹¹ bekannt ist, bei dem eine Ladung, die auf einem der Bewertungskondensatoren 501 -503 gespeichert ist, zur Ladung auf dem Integratorkonden- ■ sator 510 addiert wird, während gleichzeitig eine Ladung, die auf einem der Bewertungskondensatoren 504 - 506 gespeichert ist, von der auf dem Integratorkondensator 510 gespeicherten Ladung subtrahiert wird. Es sei z.B. ange-' nommen, daß auf dem Leiter 410 ein Signal vom Zähler 17

empfangen wird, das angibt, daß ein einziger Schritt or an den integrierenden Kondensator 510 anzulegen ist, während gleichzeitig auf dem Leiter 18 ein positives Signal vom Abtaster 13 empfangen wird, das angibt, daß ein positiver Schritt durchgeführt werden soll. Somit vergrößert nach

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Empfang eines Zeitgeberimpulses auf dem Leiter 507 der mit dem Zeitgeberimpuls auf dem Leiter 19 in Fig, I synchronisiert ist, die in Fig. 5 angegebene logische Schaltung die Ladung auf dem Kondensator 501 um 2 C oder 0, 05 Volt und auf dem Kondensator 504 um C oder 0, 025 Volt. Die Ladung auf dem Kondensator 501 wird zur Ladung auf dem integrierenden Kondensator 510 addiert, während die Ladung auf dem Kondensator 504 von der Ladung auf dem integrierenden Kondensator 510 subtrahiert wird. Da der Kondensator 501 so angeordnet ist, daß er die doppelte Ladungsmenge wie der Kondensator 504 speichert, beträgt die resultierende Ladung auf dem integrierenden Kondensator 510 die Differenz zwi- . sehen der Ladung auf diesen beiden Kondensatoren oder das Äquivalent einer Schrittgröße σ, nämlich 0,025 Volt.

Wie in Fig. 5 angegeben ist, haben die bewertenden Kondensatoren 501 - 506 die Kapazitäten 2C, 4C, 8C, IC, 2Cund4C. Bei dieser Anordnung kann jede Schrittgröße bis zu 7C einschließlich auf dem integrierenden Kondensator 510 gespeichert, ve rden. Wenn das Eingangssignal umgekehrt wird, verschwindet das Signal auf dem Leiter 18, wobei nur die Kondensatoren

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- 506 die auf dem Kondensator 510 gespeicherte Ladung beeinflussen, die selbstverständlich negativ sein wird.

Um sicherzustellen, daß jede Sprechfolge oder jedes neue Teilstück der übertragenen Information der Einheitsbewertung or zugeordnet wird, ist die Anordnung dieses Ausführungsbeispiels der Erfindung mit einer neuen Rückstellmöglichkeit versehen. Diese Rückstellsteuerung stellt ferner sicher, daß die Zähler 17 und 21 im Sender und Empfänger stets in Synchronismus gehalten werden, sodaß ein Impuls, der zur Darstellung eines bestimmten Pegels übertragen wird, stets als solcher durch den Empfänger interpretiert wird. Diese Anordnung beruht in erster Linie auf den statistischen Eigenschaften der Sprache. Die Sprache besteht aus Sprechfolgen von etwa 0, 7 Sek. Länge, denen ein toter Zwischenraum von etwa 1,4 Sek. folgt. Auch während einer Sprechfolge gibt es kurze Perioden, in denen die Sprechleistung recht klein wird. Die Rückstellsteuerung im Empfänger benutzt diese Eigenschaften der Sprache mit Wortteil, indem das empfangene Signal beobachtet wird und sie den Zähler 21 nach der Beobachtung eines stillen Intervalls für eine Periode T auf seinen kleinsten Zustand zurück-

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■teilt, wobei die Zeit T direkt aus den statistischen Eigenschaften der übertragenen Sprache bestimmt wird. T muß •o gewählt werden, daß die Rückstellzeit des Zählers geringer als das Intervall T_g « 1/f zwischen den Abtastproben ist, wobei der Empfängerzähler 21 während der sehr kurzen Intervalle mit niedrigem Pegel, die während einer Sprechfolge auftreten, nicht zurückgestellt wird.

Die Rückstelleteuerung 23 ist in Pig. 6 im einzelnen dargestellt. Sie ist eine einfache Sprechdetektorschaltung, deren Ausgang verwendet wird, um die Rückstellung des Zählers zu steuern. Zunächst wird die wiedergewonnene Signalform auf den Leiter 26 vom Integrator 22 in der Schaltung 21 differenziert und dann in der Schaltung 62 verstärkt. Wenn die Ableitung nicht 0 beträgt, wird der Transistor 64 eingeschaltet, um den Kondensator 65 zu entladen. Somit bleibt der Ausgang auf dem Leiter 415 zum Zähler 21 auf dem von der Quelle gelieferten Potential. Wenn jedoch die Ableitung des decodierten Signals 0 beträgt, werden die Transistoren 63 und 64 abgeschal- tet, sodaß sich der Kondensator 65 aufladen kann. Wenn die Aufladung über die Zeit T andauert, reicht die Spannung am

Kondensator 65 aus, um den Transistor 66 einzuschalten und einen Rückstellsteuerimpuls über die Klemme 415 zu den verschiedenen Rückstelltransistoren im Zähler 21 in Fig. 4 zu übertragen. Nach Empfang dieses Signale wird der Zähler 21 in den Zustand 0 eingestellt, bei dem kein Ausgangssignal geliefert wird. Durch vernünftige Wahl der Widerstände und Kondensatoren in der Rückstellsteuer schaltung der Fig. 6 kann eine vernünftige Zeit T erreicht werden, bevor die Rückstellung des Zählers 21 tatsächlich eintritt.

, Eine alternative Anordnung ist in Fig. 7 dargestellt, bei der ' die Rückstellsteuerung 70 einen zusätzlichen Rückstelleingang zum Zähler 17 im Sender liefert. Die Rückstellsteuerung besteht aus einem digitalen Komparator 71, der das vom Abtaster 13 über die Leiter 14, 18 und 72 empfangene Signal f mit dem vorher empfangenen Signal nach einer geeigneten

Verzögerung in der Verzögerungseinrichtung 73 vergleicht. Auf dem Leiter 75 wird dann ein Rückstellsignal geliefert, wenn die Eingänge nicht gleich sind. Entsprechend dieser Anordnung wird die Zählfolge so gewählt, daß die Möglichkeit von Schwingungen beim maximalen Signalpegel klein gehalten

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wird. So entspricht bei dem vorherigen Schema der Impulszug 1, 1, 1, 1, 0, 0, ... den Schrittgrößen et, 2er, 3o£ 4 ο; -3ος -2o| ..., während das vorliegende Schema denselben Impulszug als Schritte mit der Größe or, 2 o\ 3 cf, 4 d, - ο* - 2 or,... interpretiert. Hierdurch wird selbstverständlich eine automatische Rückstellung jedesmal hervorgebracht, wenn eine Richtungsänderung im Impulszug auftritt, sodaß das Ansprechen des Zählers von der vorherigen Geschichte des Eingangs signals unabhängig wird.

Der Ausgang des Integrators 15, Fig. 7, ist somit die Summe der Schrittgrößen mit linear zunehmenden Werten für jeden aufeinanderfolgenden Impuls desselben Vorzeichens, so werden z. B. für drei positive Impulse die Schrittgrößen er, 2 o*und 3 o* beobachtet. Wenn eine Änderung im Eingang auftritt, d. h. wenn sich der letzte Impuls vom derzeitigen Impuls unterscheidet, wird der Zähler automatisch auf seinen kleinsten Zustand zurückgestellt, wodurch eine Stufengröße - ef für einen einzigen negativen Impuls nach einer Folge von positiven Impulsen ver- · anlaßt wird. Vorteilhafterweise macht der in Fig. 7 dargestellte Rückstellzähler die in Fig. 6 dargestellte Rückstell-

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steuerschaltung unnötig. Die Art und Weise, wie der
Integratorausgang das Signal verfolgt/ ist im wesentlichen
die gleiche, wie sie in Fig. 3 dargestellt ist.

Selbstverständlich sind die oben beschriebenen Anordnungen nur Beispiele für die Anwendung des Erfindung sprinzips.
Vom Fachmann können zahlreiche andere Anordnungen vor- w geschlagen werden, ohne vom Wesen und Ziel der Erfindung

abzuweichen.

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Claims (4)

1. PATENTANSPRÜCHE

   [ll Einrichtung in einem Deltapulscodemodulationssystem, die auf jeden Impuls anspricht, um diskrete Ladungsmengen zu erzeugen, ferner ein Integrator, der mit diskreten Ladungsmengen beliefert wird, um die Deltapulscodemodulationeimpulee in eine analoge Spannung umzuwandeln,

   dadurch gekennzeichnet daß

   die eine Ladung erzeugende Einrichtung aus einem Schrittregister (Fig. 4) besteht, das unter dem Einfluß der Deltapulscodemodulationsimpulse weiterechaltet, und

   aus einer Einrichtung, die auf das Schrittregister anspricht, um die Größe der Ladung zu ändern, die durch die auf jeden Impuls ansprechende Einrichtung erzeugt wird.
2. 2. Integrator in einem Deltapulscodemodulations system nach Anspruch 1,

   dadurch gekennzeichnet daß

   das Schrittregister die unter dem Einfluß j edes Impulses erzeugte Ladung unter dem Einfluß von aufeinanderfolgenden

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   einer gegebenen Art fortschreitend vergrößert.
3. 3. Integrator in einem Deltapulscodemodulationssystem nach Anspruch 1,

   dadurch gekennzeichnet daß

   das Schrittregister (Fig. 4) unter dem Einfluß von Impulsen einer Art in einer Richtung und unter dem Einfluß von Impulsen einer anderen Art in einer anderen Richtung weitergeschaltet wird,

   und daß er weiterhin dadurch gekennzeichnet ist, daß die Position des Schrittregisters die Größe der Ladung steuert, die unter dem Einfluß jedes Deltapulscodemodulationsimpulses einer gegebenen Art erzeugt wird.
4. 4. Integrator in einem Deltapulscodemodulationssystem nach Anspruch 1,

   dadurch gekennzeichnet daß

   eine Differentialschaltung vorgesehen ist, um die Eingangesignale mit dem Ausgang des Integrators zu vergleichen und

   009 82 5/1835

   eine Einrichtung, um die Art der Pulscodemodulation signale unter dem Einfluß der Differentialschaltung zu bestimmen.

   009825/1835