DE2636344C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einer Frequenzteilerstufe für eine Kraft­ stoffeinspritzanlage bei einer Brennkraftmaschine nach der Gattung des Hauptanspruchs.

Bekannt ist aus der DE-OS 22 42 795 eine "Elektrische Kraftstoff­ einspritzanlage mit Steuerung durch die Ansaugluftmenge". Dabei wird zur drehzahlsynchronen Einspritzung ausgehend von einem Drehzahlsignal eine in ihrer Frequenz mittels eines Frequenzteilers 22 verringerte Signalfolge erzeugt. Erreicht wird dies mit einer aus Fig. 2 ersichtlichen bistabilen und Kondensatoren aufweisenden Kippstufe.

Es ist allgemein bekannt, zur Frequenzteilung, d. h. zur Herunterteilung von Impulsfolgen, auch im ungeraden Verhältnis, bistabile Kippschaltungen zu verwenden, die beispielsweise von einem Systemtakt synchron geschaltet werden und deren einem Eingang die zum Systemtakt gegebenenfalls auch nicht im Taktimpulsraster liegende Eingangsimpulsfolge zugeführt wird. Die Ansteuerung von bistabilen Kippschaltungen zur Frequenzteilung kann auch dynamisch, d. h. über in den Eingangskreisen der Untersetzerstufen liegenden Kondensatoren erfolgen.

Aus "Elektronische Rechenanlagen 9 (1967), Heft 1, Seite 9 bis 16" ist ein Aufsatz bekannt mit dem Titel "Das DV-Flipflop, ein neuartiges Schaltglied und seine Vorzüge gegenüber dem JK-Flipflop". In dieser Druckschrift wird unter Absatz 3.1 der Aufbau eines JK-Master-Slave-Flipflops beschrieben, wobei insbesondere aus Fig. 5a hervorgeht, daß ein solches Flipflop aus zwei hinterein­ ander angeordneten bistabilen Kippstufen und Gatterschaltungen vor jeder Kippstufe besteht.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine möglichst einfache, störsichere und ausschließlich durch die steuernde Eingangsimpulsfolge geschaltete, also asynchrone Verteilerstufe zu schaffen, die ohne Kondensatoren auskommt, insbesondere auch in integrierter Schaltung ohne größeren Aufwand ausgeführt werden kann, über eine möglichst geringe Anzahl von äußeren Anschlüssen verfügt und je nach Wunsch auch im ungeraden Verhältnis eine Frequenzteilung bewirkt.

Gelöst wird diese Aufgabe mit den Merkmalen des Hauptanspruchs.

Eine solche Frequenzteilerstufe ist äußerst störsicher, wobei auch Mehrfachimpulse die von der Teilerstufe einmal eingenommene Stellung nicht ändern, solange der andere Takteingang jeweils auf dem Signal logisch 0 liegt.

Besonders vorteilhaft ist weiterhin, daß die Ausgänge jeder einzelnen, im Teilerverhältnis von 1 : 2 arbeitenden Teilerstufe stets antivalent sind, d. h. abwechselnd auf logisch 1 schalten, so daß diese Ausgänge sofort zur Ansteuerung der nachfolgenden Stufe verwendet werden können. Eingänge und Ausgänge jeder Teilerstufe können so dimensioniert werden, daß die Teilerstufen in beliebiger Anzahl direkt hintereinander geschaltet werden können.

Auf Grund der "Zweidraht-Ansteuerung" erhält man trotz des asynchronen Betriebs eine Störsicherheit, die der Störsicherheit synchroner Teilerstufen entspricht, man erspart sich jedoch die relativ aufwendige Erzeugung eines Systemtakts und die gesonderten Zuführungsanschlüsse für diesen zu jedem einzelnen Baustein.

Vorteilhaft ist weiterhin, daß auch ungerade Untersetzungen mit nur geringem Zusatzaufwand möglich sind.

Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche und in diesen niedergelegt.

Im folgenden werden Aufbau und Wirkungsweise von Ausführungsbeispielen der Erfindung anhand der Zeichnung im einzelnen näher erläutert, dabei zeigt:

Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel eines Teilerstufenbausteins in Form einer logischen Verknüpfungsschaltung,

Fig. 2 ein detailliertes Ausführungsbeispiel der Schaltung der Fig. 2 unter Verwendung diskreter Schaltungselemente,

Fig. 3 ein zweites Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Teilerstufenbausteins in Form einer logischen Verknüpfungs­ schaltung,

Fig. 4 die detaillierte Schaltungsausführung des Teilerstufenbausteins der Fig. 3,

Fig. 5 anhand von Impulsdiagrammen die funktionelle Arbeitsweise einer Frequenzteilerschaltung nach Fig. 2 und einer dieser nachgeschalteten weiteren Teilerstufe,

Fig. 6 ein Ausführungsbeispiel einer Ansteuerstufe zur Erzeugung der beiden zueinander phasenverschobenen Ansteuer­ impulsfolgen und

Fig. 7 ein Ausführungsbeispiel einer Zusatzschaltung zur Erzielung ungerader Teilerverhältnisse sowie dieser zugeordnete ausschnittsweise Teile der vorhergehenden und Teile der nachfolgenden Teilerstufe.

Die in Fig. 1 gezeigte Frequenzteilerstufe stellt einen einzelnen Teilerbaustein dar, wie er zur Erzeugung eines Teiler­ verhältnisses von 1 : 2 verwendet werden kann; die Darstellung ist in Form einer logischen Verknüpfungsschaltung gezeigt und besteht aus zwei bistabilen Kippstufen K₁ und K₂, die unter Zwischenschaltung von Gatterschaltungen hintereinander geschaltet sind und aus jeweils zwei über Kreuz rückgekoppelten NAND-Gattern G₁, G₂ bzw. G₃ und G₄ bestehen. Dabei ist der Ausgang q des NAND-Gatters G₁ mit dem einen Eingang des NAND- Gatters G₂ und der Ausgang des NAND-Gatters G₂ mit dem einen Eingang des NAND-Gatters G₁ verbunden. Die jeweils anderen Eingänge der NAND-Gatter G₁ und G₂ des ersten Flipflops oder der ersten Kippstufe K₁ sind mit den Ausgängen von vorgeschalteten ODER-Gattern G₅ und G₆ in spezieller Ausbildung verbunden. Diese ODER-Gatter sind schaltungsmäßig so ausgebildet, daß, wie durch den verdickten Punkt an jeweils einem der Eingänge der ODER-Gatter verdeutlicht, dieser Eingang negiert ist. Diesen negierten Eingängen der ODER-Gatter G₅ und G₆, die auch als sogenannte Implikationen bezeichnet werden können, wird gleichzeitig die erste Ansteuerimpulsfolge E₁ zugeführt; die zweite Ansteuerimpulsfolge E₂ gelangt an die invertierenden Eingänge von weiteren, in dieser speziellen Weise ausgebildeten ODER-Gattern G₇ und G₈, deren andere Eingänge mit den Ausgängen der ersten Kippstufe K₁ bzw. den NAND-Gattern G₁ und G₂ verbunden sind. Die Ausgänge dieser ODER-Gatter G₇ und G₈ dienen dann zur Ansteuerung der NAND-Gatter G₃ und G₄ der zweiten Kippstufe K₂, die ebenfalls, wie die erste Kippstufe so ausgebildet ist, daß eine Überkreuz-Rückführung der Ausgänge der NAND-Gatter G₃ und G₄ auf die noch freien Eingänge erfolgt. Schließlich sind die anderen, ebenfalls noch freien Eingänge der Eingangs-ODER-Gatter G₅ und G₆ über Kreuz mit den Ausgängen Q bzw. der zweiten Kippstufe K₂ verbunden. An diesen Ausgängen Q und ergeben sich dann auch wieder die im Teilerverhältnis 1 : 2 untersetzten und zueinander komplementären Ausgangsimpulsfolgen Q und , die zweckmäßigerweise so bezeichnet werden.

Die Wirkungsweise eines solchen Teilerbausteins ist dann wie folgt, wobei vorausgesetzt wird, daß die beiden Ansteuerimpulsfolgen E₁ und E₂ zueinander komplementär, also 180° phasenverschoben sind und außerdem bevorzugt auch noch so ausgebildet sind, daß beispielsweise der jeweilige positive Impuls jeder ansteuernden Impulsfolge E₁ und E₂ kleiner ist als der negative Impuls bzw. kleiner als die Zeitdauer, die der Zustand logisch 0 (=log 0) der jeweils anderen Impulsfolge andauert. Mit anderen Worten bedeutet dies, daß, wie weiter unten auch noch genauer anhand der Ansteuerstufe der Fig. 6 erläutert wird, der Zustand log 1 jeder Impulsfolge etwas später beginnt, bezogen auf den Zustand log 0 der anderen Impulsfolge und auch etwas eher endet, bevor nämlich der Zustand log 1 der anderen Impulsfolge beginnt, so daß für einen kurzen Zeitraum beide ansteuernden Impulsfolgen gleichzeitig den Zustand log 0 aufweisen. Dies ist deshalb zweckmäßig, weil zur Erzielung eines ordnungsgemäßen Betriebs die beiden Ansteuerimpulsfolgen E₁ und E₂ nicht gleichzeitig den Zustand log 1 aufweisen dürfen.

Zur Verdeutlichung der Arbeitsweise eines solchen Teilerbausteins nach Fig. 1 sei von einem Zustand ausgegangen, in welchem der Ausgang des NAND-Gatters G₄ log 1 ist, dann ist der Ausgang Q des NAND-Gatters G₃ log 0; in entsprechender Weise ist q als Ausgang des NAND-Gatters G₁ der ersten Kippstufe K₁ im Zustand log 1 und im Zustand log 0; es wird sich später herausstellen, daß dieser Ansatz zutreffend ist.

Des weiteren wird angenommen, daß zu diesem Zeitpunkt die An­ steuerimpulsfolge E₁ positives Signal führt, welches vereinbarungsgemäß den Zustand log 1 bedeutet. Die Impulsfolge E₂ ist dann im Zustand log 0 (vgl. die Kurvenverläufe der Fig. 5b und 5c mit den weiteren Kurvenverläufen 5d bis 5g).

Wegen Q = log 0 ist der nicht invertierende oder untere Eingang des Gatters G₆ ebenfalls auf log 0 und da der Zustand log 1 der Ansteuerimpulsfolge E₁ durch den invertierenden Eingang des Gatters G₆ auf log 0 geändert wird, ergibt sich auch am Ausgang des Gatters G₆ der Zustand log 0 und der Ausgang des NAND-Gatters G₂ geht auf log 1, im Grunde unabhängig zum logischen Zustand des Signals am anderen Eingang. Damit schaltet die erste Kippstufe K₁ bzw. ein in dieser Weise ausgebildetes Flipflop um, da nunmehr an beiden Eingängen des NAND-Gatters G₁ der Zustand log 1 vorliegt und dessen Ausgang q = log 0 wird. Wesentlich ist, daß das Ausgangssignal q = log 0 verriegelnd auf die gesamte Kippstufe K₁ wirkt, da dieses Signal auch dem anderen Eingang des NAND-Gatters G₂ zugeführt wird und der Zustand log 0 an einem Eingang eines NAND-Gatters grundsätzlich dessen Ausgang im Zustand log 1 hält, unabhängig von Spannungsschwankungen am anderen Eingang. Dadurch bleibt dieser Schaltungszustand auch dann erhalten, wenn das Signal E₁ wieder auf log 0 geht oder wiederholt zwischen verschiedenen Spannungswerten (log 0 oder log 1) hin- und herschwankt. Eine Änderung dieses Schaltungszustands ergibt sich erst dann wieder, wenn durch Umschaltung des logischen Zustands der zweiten Ansteuerimpulsfolge E₂ der hintere Teil, bestehend aus den Gattern G₃, G₄ und G₇, G₈ des Teilerbausteins der Fig. 1 um­ geschaltet wird und daher infolge der Rückführung auf die Gatter G₅ und G₆ diese wieder für eine Polaritätsumkehr der Ansteuerstufe E₁ vorbereitet bzw. empfindlich geschaltet werden. Der Zustand log 1 am anderen Eingang des NAND-Gatters G₁ (vom Ausgang des OR-Gatters G₅ herrührend) ergibt sich im übrigen daraus, daß zwar die log 1 der Ansteuerimpulsfolge E₁ zu log 0 invertiert wird, jedoch der rückgeführte Zustand = log 1 über das OR-Gatter G₅ auf den anderen Eingang des NAND- Gatters G₁ der Kippstufe K₁ gelangt.

Schon aus dieser Zustandsbetrachtung wird ersichtlich, daß bei der Betrachtung des Schaltungszustands des Teilerbausteins der Fig. 1 begonnen wurde zum Zeitpunkt t₀ der Fig. 1, also zu einem Moment, in welchem die Ansteuerimpulsfolge E₁ auf den Zustand log 1 geht und es zu einer Polaritätsumkehr der Ausgänge q und der ersten Kippstufe K₁ kommt. Bei den Impulsdiagrammen der Fig. 1 gelten die Indizes 1 an den Ausgangsimpulsfolgen q, und Q, für einen ersten Teilerbaustein, die Impulsfolgen Fig. 5h) bis Fig. 5l) mit den Indizes 2 gelten für einen weiteren, dem ersten nachgeschalteten und von diesem angesteuerten zweiten Teilerbaustein.

Die gesamten Umschaltvorgänge in dem die Kippstufe K₁ betreffenden ersten Teilbereich der Teilerstufe der Fig. 1 beeinflussen im übrigen den Schaltzustand des zweiten Teils der Kippstufe K₂ nicht, denn vereinbarungsgemäß liegt die Ansteuer­ impulsfolge E₂ auf log 0, so daß sich auf Grund der Invertierung dieser Zustand als log 1 an den Ausgängen der ODER-Gatter G₇ und G₈ auswirkt, der sich auch nicht ändert, wenn es wegen des Umkippens der Kippstufe K₁ zu Polaritätsverschiebungen an den anderen Eingängen der ODER-Gatter kommt, wie ohne weiteres einzusehen ist.

Zum Zeitpunkt t₁ der Fig. 5 nimmt dann die Impulsfolge E₁ den Zustand log 0 an, wodurch sich, wie ersichtlich, nichts an dem stabilen Schaltzustand des Gesamtsystems ändert. Zum Zeitpunkt t₂ = t₁+Δt geht dann E₂ auf log 1 und wegen der Invertierung dieses Signals am OR-Gatter G₇ und wegen q = log 0 (s. Fig. 5d) nimmt der Ausgang des OR-Gatters G₇ den Zustand log 0 an, so daß es zu einer wirksamen Ansteuerung des NAND-Gatters G₃ in der Weise kommt, daß dieses sein Ausgangspotential Q auf den Zustand log 1 ändert (voriger Zustand Q = log 0). Auch hier erfolgt dann wieder die umgehende Verriegelung durch die über-kreuzweise Rückführung auf den jeweils anderen Eingang des zugeordneten Gatters. Insgesamt ist es zu einer Polaritätsumkehr der Ausgangsimpulsfolgen Q und gekommen, die entsprechend Fig. 5f) und 5g) sofort die neuen Ansteuerimpulsfolgen E₁₂ und E₂₂ bilden.

Gleichzeitig damit ändert sich auf Grund der Rückführung dieser Ausgangssignale auf die nicht invertierenden Eingänge der OR-Gatter G₅ und G₆ deren Zustand nunmehr wieder so, daß eine Änderung des logischen Zustands der Ansteuerimpulsfolge E₁ ein erneutes Umkippen der Kippstufe K₁ bewirken kann. Der weitere Ablauf kann ohne weiteres anhand der Impulsdiagramme der Fig. 5 nachverfolgt werden.

Ein detaillierter Schaltungsaufbau mit diskreten Bauelementen einer solchen, in Fig. 1 dargestellten Frequenzteilerschaltung zeigt die Darstellung der Fig. 2, die sich insbesondere auch zum Aufbau in Form einer integrierten Schaltung eignet.

Die beiden Kippstufen K₁ und K₂ sind gebildet aus den Transistoren T₁ und T₂ sowie T₃ und T₄, wobei zur Überkreuz-Rückführung jeweils vom Kollektor des einen Transistors zur Basis des anderen Transistors die Widerstände R₁₁, R₁₂ bzw. R₁₃, R₁₄ vorgesehen sind. Die Emitter der Transistoren T₁ bis T₄ liegen un­ mittelbar an Masse oder an Minusleitung, die Kollektoren der Transistoren T₁ und T₂ liegen über die Reihenschaltung jeweils eines Widerstandes R₁ mit einem Widerstand R₅ bzw. eines Wider­ standes R₂ mit einem Widerstand R₆ an Plusleitung L₁, wobei der Kollektor des Transistors T₁ den Ausgang q und der Kollektor des Transistors T₂ den Ausgang bilden. Entsprechenderweise sind vom Kollektor des Transistors T₃ der Ausgang Q und vom Kollektor des Transistors T₄ der Ausgang heraus­ geführt.

Die Ansteuerung dieser Kippstufen K₁ und K₂ erfolgt über jeweils zugeordnete Transistoren T₅ bis T₈, die so geschaltet sind, daß sie jeweils eines der OR-Gatter bzw. Implikationsglieder G₅ bis G₈ bilden. Beispielsweise wird das Gatter G₅ durch den Transistor T₅ dar­ gestellt, dessen invertierender Eingang von seiner über den Widerstand R₉ von der Ansteuerimpulsfolge E₁ angesteuerten Basis gebildet wird, während der nicht invertierende Eingang (des Gatters G₅) vom Emitter des Transistors T₅ gebildet ist.

Bei der weiteren Betrachtung wird davon ausgegangen, daß der Transistor T₂ der Kippstufe K₁ über die Reihenschaltung der Widerstände R₅, R₁ und R₁₁ von der Plusleitung Basisstrom zu­ geführt erhält, daher in seinem leitenden Zustand ist und (Aus­ gangssignal = log 0) über den Widerstand R₁₂ den Transistor T₁ gesperrt hält (q = log 1). Die Weitergabe des Schaltsignals bei Ansteuerung des Transistors T₅ mit E₁ = log 1 erfolgt dann so, daß dieser Transistor T₅ leitend gesteuert wird und über die Widerstände R₁, R₁₁ den Transistor T₂ sperrt, so daß nunmehr die Umschaltung erfolgt. Dies ist deshalb möglich, weil der Emitter des Transistors T₅ am Kollektor des Transistors T₃ liegt, d. h. schaltungsmäßig mit dem Q-Signal der zweiten Kippstufe K₂ verbunden ist, welches, wie schon mit Bezug auf Fig. 1 erläutert, anfangs den Zustand Q = log 0 einnimmt. Dies bedeutet, daß der Transistor T₃ in seinem leitenden Zustand befind­ lich ist und daher der Verbindungspunkt der Widerstände R₅ und R₁ lediglich um die Summe zweier Sättigungsspannungen über Minus- oder Massepotential liegt. Der leitende Zustand des Transistors T₃ ergibt sich aus der weiter vorn schon getroffenen Vereinbarung, die Betrachtung zu einem Zeitpunkt zu beginnen, zu welchem diese Verhältnisse vorgegeben sind; der Basisstrom für den Transistor T₃ fließt über die Widerstände R₁₄, R₄ und R₈. Der Transistor T₈, dessen Emitter mit dem Ausgang q (entsprechend Kollektor des Transistors T₁) verbunden ist, entspricht so dem Gatter G₇ der Fig. 1 und ist wegen E₂ = log 0 gesperrt.

Es ist soeben schon erwähnt worden, daß der Transistor T₂ (wegen E₁ = log 1 oder positiv) gesperrt und somit = log 1 geworden ist. Somit wird der Transistor T₁ leitend, da er über die Widerstände R₆, R₂, R₁₂ Basisstrom erhält. Selbst wenn T₅ jetzt wieder gesperrt wird, wird der über R₅ und R₁ fließende Strom von dem Transistor T₁ gegen Masse abgeleitet, so daß auch bei einer Änderung des Schaltzustandes des Transistors T₅ (oder der steuernden Eingangsspannung E₁, d. h. bei Auftreten eventueller Störungen u. dergl.) der dann über die Widerstände R₅, R₁ fließende Strom vom Transistor T₁ aufgenommen und gegen Masse abgeleitet wird. Das Eingangskippglied, hier gebildet von den Transistoren T₁ und T₂ ist somit sicher verriegelt, wie auch schon mit Bezug auf die Darstellung der Fig. 1 er­ läutert.

Aus Gründen der Klarheit wird im folgenden darauf verzichtet, auch die weiteren Schaltvorgänge, so wie sie sich durch den Wechsel der Polaritäten der steuernden Eingangsspannungen E₁ und E₂ ergeben, im einzelnen darzustellen; der Fachmann ist anhand des in Fig. 2 detailliert dargestellten Schaltbildes und der in Fig. 5 gezeigten Impulsdiagramme in der Lage, den weiteren Ablauf der Schaltvorgänge selbst zu verfolgen. Auf fol­ gende grundsätzliche Zusammenhänge, die auch für die weiteren, noch angegebenen Schaltungen gelten, sei an dieser Stelle aber hingewiesen. Die Ansteuerung erfolgt bei der erfindungsgemäßen Teilerstufe über zwei Eingänge oder Anschlußklemmen, die an sich gleichberechtigt sind, die Umschaltung wird durch diese ansteuernden Signale E₁ und E₂ bewirkt und nicht durch einen sogenannten Clock-Impuls oder Taktimpuls. Man erhält hierdurch eine erhöhte Störsicherheit, denn, wie weiter vorn schon erwähnt, kann die steuernde Eingangsspannung E₁ oder E₂, die gerade den Zustand log 1 hat, durchaus mehrere Impulse oder Spannungs­ schwankungen bilden, ohne daß dies zu einer Beeinträchtigung des ordnungsgemäßen Schaltverhaltens führt; andererseits treten Spannungs­ schwankungen und Störungen bei der steuernden Eingangsimpulsfolge, die zu einem gegebenen Zeitpunkt gerade den Zustand log 0 aufweist, wesentlich seltener auf, da dieser Eingang wesentlich niederohmiger ist und gegenüber Störungen daher auch unempfindlicher. Ein weiterer Vorteil ist, daß zwei Signalpaare ausgangsmäßig zur Verfügung stehen, nämlich q, und Q, , die um 90° phasenverschoben sind (vgl. die Impuls­ diagramme der Fig. 5d), e) mit den Impulsdiagrammen der Fig. 5f), g)), dies gilt auf jeden Fall dann, wenn beispielsweise die positiven Impuls­ flanken von E₁ und E₂ in zeitlich gleichem Abstand kommen.

Von weiterer Bedeutung ist bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 2, daß es sich hier um eine Schaltung handelt, die leicht als integrierte Schaltung ausgebildet werden kann, wobei insbesondere die Widerstände R₁, R₂, R₃ und R₄ als sogenannte Epitaxiewiderstände ausgeführt werden können, was bedeutet, daß die "Transistorenpaare "T₁, T₅; T₂, T₆ usw. in einer gemeinsamen Wanne angeordnet werden können, d. h. jeweils immer ein Teil einer Kippstufe und des zugehörigen Eingangsgatters sind auf einer gemeinsamen Insel untergebracht. In diesem Zusammenhang ist auch von Bedeutung, daß der Basisstrom beispielsweise für den Transistor T₂ über den Kollektor des Transistors T₅ und den Epitaxiewiderstand fließt, so daß diese Spannung an der Basis des Transistors T₂ (oder je­ weils der anderen Kippgliedertransistoren der Schaltung) sehr klein gemacht werden kann. Auch hierdurch gewinnt man eine erhöhte Ansteuer- Kippsicherheit und Verriegelungsfähigkeit der Schaltung, da in allen anderen Fällen (wenn beispielsweise die Versorgungsspannung U über einen Widerstand am Kollektor des Transistors T₁ angreifen würde), wie ein­ zusehen ist, wegen der dann notwendigen Spannungsteilung die Steuerspannung an den Basen der Kipptransistoren nicht so präzise beeinflußt werden könnte. Es gelingt so, schon durch den Chipaufbau (Lay-out) transistorinterne Widerstände zu eliminieren.

Weiter vorn ist schon darauf hingewiesen worden, daß bei der Ansteuerung der erfindungsgemäßen Frequenzteilerschaltung Bedingung ist, daß nicht gleichzeitig die Zustände log 1 in beiden Ansteuerimpulsfolgen auftreten; hierzu ist eine Ansteuerstufe vorgesehen, die in Fig. 6 genauer dargestellt ist und im folgenden erläutert wird.

Bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 6 besteht die Ansteuerstufe aus einem gemeinsamen Ansteuertransistor T₁₀, dem die eine, beispielsweise zur Kurbelwellenumdrehung synchrone Steuerimpulsfolge E₀ zugeführt ist. Entsprechend Fig. 5a) kann diese Steuerimpulsfolge aus der Zündimpulsfolge abgeleitet sein bzw. von dieser gebildet sein, wobei allerdings zur Bildung einer steuernden Rechteckimpulsfolge noch weitere Schaltstufen, beispielsweise entsprechend geeignet ausgebildete Kippstufen, vorhanden sein können, auf die im folgenden nicht weiter eingegangen wird, da sie nicht Gegenstand der Erfindung sind.

Sieht man den Kollektor des Transistors T₁₀ als das Schaltungselement an, welches die steuernden Ausgangsimpulsfolgen E₁ und E₂ erzeugt, dann wird die Ansteuerimpulsfolge E₁ über den Widerstand R₂₀ unmittelbar er­ zeugt und weitergeleitet. Das Signal E₂ entsteht am Kollektor eines dem Transistor T₁₀ nachgeschalteten Transistors T₁₁ und ist gegenüber der Impulsfolge E₁ invertiert. Nimmt man an, daß zu einem gegebenen Zeitpunkt der Transistor T₁₀ von der Steuerimpulsfolge E₀ gesperrt ist, dann liegt der Kollektor des Transistors T₁₀ hoch, also auf positivem Potential und die Ansteuerimpulsfolge E₁ hat den Zustand log 1. Der Zustand der Ansteuerimpulsfolge E₂, die am Kollektor des Transistors T₁₁ über dem Widerstand R₂₁ abfällt, ist log 0. Wird nunmehr umgeschaltet, d. h. wird der Transistor T₁₀ in den leitenden Zustand geschaltet, dann fällt sein Kollektorpotential auf 0 und E₁ nimmt sofort den Zustand log 0 an. Der den Transistor T₁₀ nachgeschaltete Transistor T₁₁ benötigt einen gewissen Zeitraum, bis er "ausgeräumt" ist; daher nimmt die An­ steuerimpulsfolge E₂ zu einem, selbstverständlich nur geringfügig späteren Zeitpunkt den Zustand log 1 an. Dadurch ist sichergestellt, daß sich bei diesem Umschaltvorgang die Zustände log 1 beider Ansteuerimpulsfolgen nicht überlappen.

Wird nun wiederum umgeschaltet, dann sperrt T₁₀ wieder und die Schaltung möchte über den Widerstand R₂₀ die Ansteuerimpulsfolge E₁ in den Zustand log 1 bringen, diese geht jedoch nicht, da der vom Transistor T₁₁ gesteuerte Transistor T₁₂ noch in seinem leitenden Zustand ist und den Zustand log 0 der Ansteuerimpulsfolge E₁ noch so lange aufrechterhält, bis der Transistor T₁₁ sicher leitend ist und die Ansteuerimpulsfolge E₂ auf den Zustand log 0 umgeschaltet hat. Erst dann kann, da nunmehr der Kollektor des Transistors T₁₁ "tief" liegt, auch der Transistor T₁₂ gesperrt werden und gibt den Zustand log 1 der Ansteuerimpulsfolge E₁ frei. Es ergeben sich daher, wie leicht nachzuprüfen ist, die in den Fig. 5b) und 5c) dargestellten Phasenverhältnisse von E₁ und E₂.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Frequenzteilerstufe ist in Fig. 3 dargestellt, die ebenfalls zunächst wieder das block­ schaltbild-ähnliche System miteinander verknüpfter Gatterschalter zeigt. Bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 3 sind ausschließlich NOR-Gatter verwendet, wobei zur Erleichterung des Verständnisses und zur besseren Identifizierung die gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 1 für die einzelnen Schaltungselemente verwendet sind, jedoch mit einem Beistrich oben.

Grundaufbau und Grundfunktion entsprechen der Frequenzteilerstufe der Fig. 1, wobei hier allerdings die Bedingung vorausgesetzt ist, daß die Ansteuerimpulsfolgen E _1′ und E _2′ nicht beide gleichzeitig den Zustand log 0 aufweisen dürfen. Im unteren Teil der Fig. 3 ist ein ganzer "Schwingungszyklus" der beiden Ansteuerimpulsfolgen dargestellt, bei dem sich fünf verschiedene Zustände a) bis e) unterscheiden lassen. Diese fünf ver­ schiedenen Ansteuerzustände sind in Fig. 3 neben den Eingangsklemmen für die Ansteuerimpulsfolgen E _1′ und E _2′ von unten nach oben laufend als den Zuständen a) bis e) entsprechende logische Zustände dargestellt; diesen logischen Zuständen a) bis e) entsprechen dann logische Zustände jeweils an den Ausgängen der einzelnen Gatter G _1′ bis G _8′, die ebenfalls, von unten nach oben zu lesen an den Ausgängen dieser Gatter als logische Zustände 0 oder 1 dargestellt sind. Vergegenwärtigt man sich noch, daß ein NOR-Gatter nur dann den Ausgang log 1 aufweist, wenn beide Eingänge log 0 haben, sonst (einer der Eingänge hat log 1) ist der Ausgang auf log 0, dann lassen sich die einzelnen Schaltphasen so wie dies mit Bezug auf Fig. 1 schon erläutert worden ist, ohne weiteres nachvollziehen. Es wird noch darauf hingewiesen, daß, wie dem Schwingungszyklus unten der Fig. 3 entnommen werden kann, folgende Werte für die Zeiträume a)-e) gelten:

• a) entspricht E _1′=log 0; E _2′=log 1
• b) entspricht E _1′=log 1; E _2′=log 1
• c) entspricht E _1′=log 1; E _2′=log 0
• d) entspricht E _1′=log 1; E _2′=log 1
• e) entspricht E _1′=log 0; E _2′=log 1.

Ein detailliertes Schaltungsbeispiel, bestehend aus Transistoren und Wider­ ständen und daher einfach in integrierter Schaltungstechnik aufzubauen, einschließlich Ansteuerstufe, ist in Fig. 4 dargestellt.

Der Darstellung der Fig. 4 läßt sich entnehmen, daß der Aufbau in Form von Einzelelementen insofern aufwendiger ist, als jedes der NOR-Gatter aus zwei an ihren Emittern und Kollektoren zusammengeschalteten Einzel­ transistoren besteht. Die Äquivalenz der einzelnen Transistorpaare mit den Gattern der Fig. 3 läßt sich leicht anhand der in Fig. 4 angegebenen Ansteuereingänge für die Impulsfolgen E ₁′ und E ₂′ bzw. anhand der Ausgänge q, bzw. Q, ′ ermitteln.

Die Ansteuerschaltung der Fig. 4 besteht zunächst aus zwei, eine mono­ stabile Kippstufe bildenden Transistoren T₃₀, T₃₁, deren Aufbau nicht erläutert wird. Wird der Transistor T₃₀ beispielsweise von der Zündung angesteuert, dann wird dieser leitend und der Transistor T₃₁ sperrt. Dadurch sperrt auch ein nachgeschalteter Transistor T₃₂. Vom Kollektor des Transistors T₃₂ ist ein Kondensator C _o gegen Masse ge­ schaltet bzw. kann sich auf Grund des Schaltungsaufbaus als in einer solchen Weise geschaltet ergeben, so daß diese Kapazität nicht unbedingt tatsächlich vorhanden sein muß. Sie ist daher auch nur gestrichelt eingezeichnet. Es ergibt sich dann bei Sperren des Transistors T₃₂ ein Abfallen des Potentials von Versorgungsspannung auf das Potential der Minusleitung L₄, also beispielsweise auf 0 V. Auf diese Potentialveränderung werden die dem Transistor T₃₂ nachgeschalteten Transistoren T₃₃ bis T₃₆ zu unterschiedlichen Zeiten reagieren. Hierbei ist folgendes we­ sentlich. Die Ableitwiderstände von der Basis der Transistoren T₃₃, T₃₄ und T₃₇ gegen Masse sind unterschiedlich bemessen, wobei jeder Transistor, wie bekannt, dann leitend ist, wenn an seiner Basis mindestens die Basisemitterplusspannung vorliegt, die gleichzeitig auch immer über den jeweiligen Ableitwiderstand, also R₃₀ für den Transistor T₃₇, R₃₁ für den Transistor T₃₄ und R₃₂ für den Transistor T₃₃, abfällt. So ist bei­ spielsweise der Widerstand R₃₂ so bemessen, daß der Transistor T₃₃ so­ eben noch in seinem leitenden Zustand ist und den Transistor T₃₅ in seinem Kollektorkreis ansteuern kann, hingegen ist der nachgeschaltete Transistor T₃₄ im Emitterkreis des Transistors T₃₃ zu diesem Zeitpunkt schon längst gesperrt, da seine Plusspannung auf Grund des unterschiedlichen, nämlich geringeren Ableitwiderstandes R₃₁ nicht mehr aufrechterhalten werden kann. Dies gleiche trifft in stärkerem Maß dann auch auf den Transistor T₃₇ zu. Mit anderen Worten bedeutet dies, daß über den Widerstand R₃₃ im Kollektorkreis des Transistors T₃₂ nur wenig Strom zu fließen braucht, um den Transistor T₃₃ (und damit den Transistor T₃₅) im leitenden Zustand zu halten, die nachfolgende Transistorkette T₃₄, T₃₇ ist jedoch schon gesperrt. Betrachtet man somit eine Flanke der Ansteuerimpulsfolge, die zum Sperren des Transistors T₃₂ geführt hat, dann leitet noch der Transistor T₃₅ und hält über seinen Kollektor­ widerstand R₃₅ die Ansteuerimpulsfolge E _2′ auf positivem Potential oder log 1, es hat jedoch wegen der beschriebenen Verhältnisse des Transistors T₃₇ schon gesperrt, was bedeutet, daß auch sein Kollektor sich auf positivem Potential befindet (Ansteuerimpulsfolge E _1′ weist ebenfalls den Zustand log 1 auf). Wir befinden uns also im Zeitraum b) der Darstellung der Fig. 3, die Ansteuerimpulsfolge E _1′ geht eher auf positives Potential und sobald dann auch der Transistor T₃₃ endgültig gesperrt hat, sperrt dann auch der Transistor T₃₅ und die Ansteuerimpulsfolge E _2′ geht auf 0-Potential oder nimmt den Zustand log 0 an. Die Schaltung erreicht dann den Zeitzustand c) der Fig. 3. Der entgegengesetzte Vorgang läuft dann beim Rückkippen des aus den Transistoren T₃₀ und T₃₁ gebildeten monostabilen Flipflops FF₁ ab, und es ergeben sich die Schwingungszustände d) und e) der Fig. 3, worauf nicht weiter eingegangen zu werden braucht.

Auf eine detaillierte Erläuterung der nachfolgenden Spannungsteilerschaltung, die jeweils aus Transistorpaaren aufgebaut ist und funktions- sowie aufbaumäßig der Darstellung der Fig. 3 entspricht, braucht nicht wei­ ter eingegangen zu werden, in dem Schaltungsbeispiel der Fig. 4 sind ledig­ lich einige der Transistorpaare mit den in Klammern gesetzten äquivalenten Bezugszeichen der Fig. 3 versehen zur erleichterten Auffindung der zugeordneten Schaltungselemente.

Im folgenden wird nunmehr noch anhand der Darstellung der Fig. 7 ein Aus­ führungsbeispiel für eine Schaltung genauer erläutert, die in der Lage ist, eine ungerade Frequenzteilung einer steuernden Eingangsimpulsspannung zu bewirken. Die Schaltung der Fig. 7 ist so aufgebaut, daß sie den Über­ gangsbereich eines ersten Frequenzteilerbausteins zu einem zweiten Frequenz­ teilerbaustein zeigt, wobei der erste Frequenzteilerbaustein in seinem Aufbau und in seinem Bezugszeichen dem rechten Teil der Schaltung der Fig. 2 entspricht (es sind die Transistoren T₆, T₄, T₈ gezeigt), während der unmittelbar nachgeschaltete und von dem ersten Frequenzteilerbaustein, der mit dem Bezugszeichen B₁ versehen ist, angesteuerte zweite Frequenz­ teilerbaustein B₂ den eingangsmäßigen Bereich der Schaltung der Fig. 2 umfaßt; auch hier sind die gleichen Bezugszeichen, lediglich mit einem Beistrich oben verwendet worden. Ohne die im folgenden genauer erläuterte Zusatzschaltung würde eine solche hintereinander geschaltete Anordnung zweier Bausteine B₁ und B₂ zu einer Frequenzteilung im Verhältnis 1 : 4 führen, so daß sich im Normalfall am Ausgang des zweiten Fre­ quenzteilerbausteins B₂ die den Impulsdiagrammen der Fig. 5h) bis 5l) entsprechenden Impulsfolgen ergeben würden.

Zur Erzielung eines Teilerverhältnisses 1 : 3 wird entsprechend Fig. 7 nunmehr so vorgegangen, daß von den vier diskreten Zuständen, die die beiden Teilerstufen B₁ und B₂ erzeugen können, ein Zustand unterdrückt wird. Daher sind zur Realisierung einer solchen im Verhältnis 1 : 3 teilenden Stufe mindestens zwei ganze, insgesamt eine 1 : 4-Untersetzung bewirkende Bausteingruppen erforderlich.

Die Zusatzschaltung zur Erzielung einer 1 : 3-Teilung umfaßt zunächst einen Transistor T₄₀, der mit Kollektor und Emitter parallel zu dem Transistor T₄ der zweiten Kippstufe K₂ des ersten Frequenzteilerbausteins B₁ geschaltet ist. Durch geeignete Ansteuerung des Transistors T₄₀ ist es möglich, diesen in seinen leitenden Zustand zu bringen, so daß sich über seine Kollektoremitterstrecke ein Strompfad auch dann ausbildet und den leitenden Zustand des Transistors T₄ simuliert, wenn dieser auf Grund der eingangs geschilderten Schaltungsbedingungen eigentlich in seinem Sperrzustand sein sollte. Dadurch überspringt die Schaltung eine bistabile Kipposition bei Vorliegen geeigneter Bedingungen.

Um diese Bedingungen zu schaffen, verknüpft die Zusatzschaltung der Fig. 7 das steuernde Eingangssignal E₂ für den ersten Frequenzteilerbaustein B₁ mit dem Schaltzustandssignal Q′ des zweiten Frequenzteilerbausteins B₂ im Sinne einer NOR-Schaltung, die gebildet ist aus den Transistoren T₄₁ uns T₄₂. Das bedeutet, daß immer dann, wenn sowohl die Ansteuerimpulsfolge E₂ als auch die Ausgangsimpulsfolge Q′ des zweiten Frequenzteiler­ bausteins B₂ den Zustand log 0 aufweisen, die beiden von diesen Impulsfolgen gesteuerten Transistoren T₄₁ und T₄₂ sperren und damit deren gemeinsamer Ausgangsanschluß (zusammengeführte und über den Widerstand R₄₀ mit Plusleitung verbundene Kollektoren) hoch liegt, also den Zustand log 1 aufweist. In diesem Fall und unter diesen Bedingungen leitet dann der Transistor T₄₀, da er über den Widerstand R₄₀ Basisstrom erhält, und der zu diesem Zeitpunkt eigentlich auf der Sperrung des Transistors T₄ beruhende Schaltzustand wird unterdrückt.

Zur Veranschaulichung wird auf die kleine Tabelle der Fig. 7 verwiesen, in welcher die beiden hintereinander geschalteten Frequenzteilerstufen B₁ und B₂ sowie ihre Einzelkippbausteine K₁, K₂ sowie K _1′, K _2′ angegeben sind. Der leitende oder jeweils eine Zustand der jeweiligen Kippstufe K₁ ist durch einen geschlossenen Kreis, der gesperrte Zustand beispielsweise durch einen offenen Kreis dargestellt. Es ergeben sich von oben nach unten die Schaltzustände I bis zunächst III mit den entsprechenden, wiederum im zeitlichen Teilerverhältnis 1 : 2 ablaufenden Schaltzuständen der nach­ geschalteten Frequenzteilerstufe B₂.

Durch die soeben geschilderte Schaltung wird der offen gezeichnete Kreis der Kippstufe K₂ des Zustandes (IV) - der unterdrückt werden soll - effektiv dadurch unterdrückt, daß der Transistor T₄ den leitenden Zustand (also geschlossen ausgebildeten Punkt) der Kippstufe K₂ simuliert, so daß sich der Schaltzustand I′ ergibt, der identisch ist zum Schaltzustand I. Mit anderen Worten bedeutet dies nichts anderes, als daß nach drei durchgeführten Schaltzuständen die Schaltung der Fig. 7 wieder auf den Aus­ gangsschaltzustand zurückspringt, also eine 1 : 3-Frequenzteilung realisiert wird.

Durch Zuführung eines externen Steuersignals an die Eingangsklemme läßt sich ein zu den beiden Transistoren T₄₁ und T₄₂ parallel geschalteter weiterer Transistor T₄₃, falls gewünscht in seinen leitenden Zustand schalten, so daß die 1 : 3-Teilung unterdrückt werden kann. Mit anderen Worten bildet somit die Verknüpfungsschaltung aus den Transistoren T₄₁, T₄₂ und T₄₃ ein NOR-Gatter mit drei Steuereingängen.

Claims (7)

1. Asynchrone Frequenzteilerstufe für eine Kraftstoffeinspritzanlage bei einer Brennkraftmaschine zur Erzeugung einer die Anzahl der Einspritzimpulse pro Kurbelwellenumdrehung bestimmenden Ausgangsimpulsfolge aus einer zur Kurbelwellendrehzahl synchronen Steuerimpulsfolge, beispielsweise der Zündimpulsfolge, mit bistabilen Kippstufen, dadurch gekennzeichnet,
daß eine Ansteuervorstufe (T₁₀, T₁₁, T₁₂; T₃₂ bis T₃₇) vorgesehen ist, die aus der einen Steuerimpulsfolge (E₀) zwei antivalente Ansteuerimpulsfolgen (E₁, E₂) erzeugt,
daß jeder von zwei ein Teilerverhältnis von 1 : 2 erzeugenden Frequenzteilerbausteinen (B₁, B₂) besteht aus jeweils zwei hintereinander angeordneten und nach Art einer bistabilen Kippstufe (K₁, K₂) arbeitenden, über zwei getrennt zugeführte Signalimpulsfolgen (E₁, E₂) angesteuerten Verknüpfungsschaltungen (G₁, G₂; G₃, G₄) mit Ausgangssignalanschlüssen (q, ; Q, ),
daß den einen Eingängen von zur ersten Kippstufe (K₁) gehörenden Gatterschaltungen (G₅, G₆) die Ansteuerimpulsfolge (E₁) und den anderen Eingängen über Kreuz die Ausgangssignale (Q bzw. ) der zweiten Kippstufe (K₂) zugeführt werden,
entsprechend die einen Eingänge der zur zweiten Kippstufe (K₂) gehörenden Gatterschaltungen (G₇, G₈) die Ansteuerimpulsfolge (E₂) und die anderen Eingänge die Ausgangssignale (q, ) der ersten Kippstufe (K₁) zugeführt erhalten
und daß die Kippstufen (K₁, K₂) aus über Kreuz rückgekoppelten Transistoren (T₁, T₂; T₃, T₄) bestehen, denen jeweils an Emitter und Basis ansteuerbare Transistoren (T₅, T₆, T₇, T₈) vorgeschaltet sind, wobei den Basen der Ansteuertransistoren (T₅, T₆, T₇, T₈) die Ansteuerimpulsfolgen (E₁, E₂) zugeführt sind und wobei deren Emitter mit den Kollektoren der Transistoren der jeweils anderen Kippschaltung (K₂, K₁) entweder direkt oder kreuzweise verbunden sind.

2. Teilerstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jeweils einer der die Ansteuergatter (G₅ bis G₆) bildenden Transistoren (T₅, T₆, T₇, T₈) mit jeweils einem der Transistoren (T₁ bis T₄) der Kippstufen (K₁, K₂) symmetrisch geschaltet und kollektormäßig über einen Widerstand (Epitaxiewiderstand R₁ bis R₄) verbunden ist und daß der Kollektor des Ansteuertransistors (T₅ bis T₈) über einen Widerstand (R₅ bis R₈) mit der Versorgungsspannung verbunden ist und die Zustandsänderung der Ansteuertransistoren (T₅ bis T₈) bei Änderung des logischen Zustands der Ansteuerimpulsfolge (E₁, E₂) über den jeweiligen Kollektorwiderstand (R₅ bis R₈) den Kollektor dieses Transistors, den Zwischenwiderstand (Epitaxiewiderstand R₁ bis R₄) zum Kollektor des einen Transistors (T₁ bis T₄) der Kippstufe (K₁, K₂) und über den jeweiligen Rückkupplungswiderstand (R₁₁ bis R₁₄) auf den Schaltzustand des von dieser Zustandsänderung betroffenen anderen Transistors der Kippstufe (K₁, K₂) einwirkt.

3. Frequenzteilerstufe nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur Ansteuerung und zur Bildung der beiden Ansteuerimpulsfolgen (E₁, E₂) einem ersten, die steuernde Eingangsimpulsfolge aufnehmenden Transistor (T₁₀) ein weiterer Transistor (T₁₁) nachgeschaltet ist, daß an den Kollektoren dieser beiden, über Widerstände (R₂₁, R₂₂) mit Versorgungsspannung verbundenen Transistoren die beiden komplementären Ansteuerimpulsfolgen (E₁, E₂) abnehmbar sind und daß in Reihe mit einem Widerstand (R₂₀) an den Kollektor des die An­ steuerimpulsfolge (E₁) erzeugenden ersten Transistors (T₁₀) die Kol­ lektoremitterstrecke eines weiteren Transistors (T₁₂) angeschlossen ist, der seinerseits angesteuert ist vom Kollektor des zweiten Transistors (T₁₁), derart, daß die beiden so erzeugten Ansteuerimpulsfolgen (E₁, E₂) niemals gleichzeitig den Zustand log 1 aufweisen.

4. Teilerstufe nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzielung eines ungeraden Teilerverhältnis (1 : 3, 1 : 5. . . ) mindestens zwei hintereinander geschaltete Frequenz­ teilerbausteine (B₁, B₂) vorgesehen sind und daß eine Zusatzschaltung (T₄₀, T₄₁, T₄₂) vorgesehen ist, die so mit der letzten Kippstufe (K₁) des ersten Frequenzteilerbausteins (B₁) verbunden ist, daß einer der Schaltzustände des ersten Frequenzteilerbausteins (B₁) unterdrückt ist.

5. Teilerstufe nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Zusatz­ schaltung die Form eines NOR-Gatters aufweist, dessen einem Eingang eine der Ansteuerimpulsfolgen (E₂) und dessen anderem Eingang ein Schaltzustandssignal (Q′) einer der Kippstufen des nachgeschalteten Frequenzteilerbausteins (B₂) zugeführt ist und daß die NOR-Gatter­ schaltung bei Vorliegen geeigneter Schaltungsbedingungen einen Zusatz­ transistor (T₄₀) derart aussteuert, daß der Schaltzustand eines der Schaltungselemente des ersten Frequenzteilerbausteins in seinen gegenteiligen Zustand überführt wird.

6. Teilerstufe nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Zusatztransistor (T₄₀) mit seiner Emitterkollektorstrecke parallel zu der Emitterkollektorstrecke des einen Transistors (T₄) der zweiten Kippstufe (K₂) des ersten Frequenzteilerbausteins (B₁) geschaltet ist, derart, daß dessen im vierten Schaltschritt bei einer Untersetzung von 1 : 3 auftretender Sperrzustand in einen leitenden Zustand umwandelbar ist.

7. Teilerstufe nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerausgang der Zusatzschaltung (NOR-Gatter T₄₁, T₄₂) durch ein weiteres Schaltelement (Transistor T₄₃) und Zuleitung einer geeigneten Steuerspannung an einem externen Eingang (M) unterdrückbar ist.